WO2023042466A1 - 導波路 - Google Patents

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WO2023042466A1
WO2023042466A1 PCT/JP2022/015658 JP2022015658W WO2023042466A1 WO 2023042466 A1 WO2023042466 A1 WO 2023042466A1 JP 2022015658 W JP2022015658 W JP 2022015658W WO 2023042466 A1 WO2023042466 A1 WO 2023042466A1
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WO
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waveguide
vias
opening
comparative example
substrate
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健 高橋
智洋 村田
浩二 滝波
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/02—Bends; Corners; Twists
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/12—Hollow waveguides
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling

Definitions

  • the present disclosure relates to waveguides.
  • Microstrip lines are often used as a means of transmitting high-frequency signals on dielectric substrates.
  • frequency bands such as millimeter waves and terahertz waves
  • transmission loss due to conductor loss increases due to the effects of the skin effect and interface unevenness, which are phenomena unique to high frequencies.
  • Non-Patent Document 1 a waveguide structure in which electromagnetic waves propagate in a dielectric substrate without conductor wiring is used as a transmission line with low loss. may be used.
  • an electrically grounded wiring layer is used as a top plate and a bottom plate, and vias connecting the top plate and the bottom plate are arranged on both sides and used as side walls. Waveguide structures are common.
  • a copper foil having openings is formed in the thickness direction by ⁇ e/2 ( ⁇ e: effective signal to be transmitted), as disclosed in Patent Document 1, for example.
  • ⁇ e effective signal to be transmitted
  • the reason for arranging vias around the opening in this way is to bring it closer to a metal waveguide structure surrounded by metal walls on four sides, and to expect the effect of reliably suppressing leakage of electromagnetic waves propagating inside. .
  • a non-limiting embodiment of the present disclosure contributes to providing a waveguide that can reduce loss due to conductor loss in a high frequency band.
  • a waveguide includes: a first laminated substrate in which a first dielectric layer and a plurality of first conductor layers having first openings are laminated; a first through-via group in which a plurality of first through-vias that are symmetrically connected are linearly arranged in an in-plane direction of the first laminated substrate at an interval equal to or less than half a wavelength of an electromagnetic wave propagating through the waveguide; a plurality of second through vias electrically connecting between the first conductor layers are arranged linearly at the intervals in the in-plane direction of the first laminated substrate, and a second group of through vias.
  • the waveguide includes no through vias other than the plurality of first through vias and the plurality of second through vias, and the first group of through vias and the second group of through vias are arranged in the first laminated substrate; in the in-plane direction, perpendicular to the direction of the electric field of the signal propagating in the thickness direction of the first laminated substrate, and opposed to each other with the first opening interposed therebetween.
  • loss due to conductor loss in a high frequency band can be reduced.
  • FIG. 1 is a perspective view showing a waveguide according to Example 1 of Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. AA' cross-sectional view of the waveguide according to the first embodiment BB' sectional view of the waveguide according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a plan view showing the waveguide according to the first embodiment when viewed from the Z-axis positive direction
  • FIG. 4 is a diagram showing an electric field in the waveguide according to the first embodiment when viewed from the positive direction of the Z axis
  • 4 is a perspective view showing a waveguide according to Comparative Example 1.
  • FIG. AA' cross-sectional view of the waveguide according to the first embodiment BB' sectional view of the waveguide according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a plan view showing the waveguide according to the first embodiment when viewed from the Z-axis positive direction
  • FIG. 4 is a diagram showing an electric field in the waveguide according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a diagram showing simulation results of transmission characteristics of the waveguide according to Example 1, the waveguide according to Comparative Example 1, and the waveguide according to Comparative Example 2;
  • FIG. 4 is a diagram showing simulation results of transmission characteristics of the waveguide according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing conductor loss simulation results of the waveguide according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing another conductor loss simulation result of the waveguide according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1;
  • FIG. 10 is a diagram showing still another conductor loss simulation result of the waveguide according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1;
  • FIG. 4 is a plan view showing the waveguide according to Example 2 of Embodiment 1 when viewed from the Z-axis positive direction; A plan view showing a waveguide according to Comparative Example 3 when viewed from the positive direction of the Z-axis.
  • FIG. 10 is a diagram showing simulation results of transmission characteristics of the waveguide according to Example 2 and the waveguide according to Comparative Example 3;
  • FIG. 4 is a plan view showing the waveguide according to Example 3 of Embodiment 1 when viewed from the positive direction of the Z axis;
  • FIG. 4 is a plan view showing the waveguide according to Example 4 of Embodiment 1 when viewed from the Z-axis positive direction;
  • FIG. 5 is a plan view showing the waveguide according to Example 5 of Embodiment 1 when viewed from the Z-axis positive direction
  • FIG. 10 is a plan view showing the waveguide according to Example 6 of Embodiment 1 when viewed from the positive direction of the Z axis
  • FIG. 11 is a plan view showing the waveguide according to Example 7 of Embodiment 1 when viewed from the positive direction of the Z axis
  • FIG. 5 is a plan view showing the waveguide according to Example 5 of Embodiment 1 when viewed from the Z-axis positive direction
  • FIG. 10 is a plan view showing the waveguide according to Example 6 of Embodiment 1 when viewed from the positive direction of the Z axis
  • FIG. 11 is a plan view showing the waveguide according to Example 7 of Embodiment 1 when viewed from the positive direction of the Z axis
  • FIG. 4 is a perspective view showing a waveguide according to Embodiment 2 of the present disclosure; C-C' cross-sectional view of the waveguide according to the second embodiment A perspective view showing a waveguide according to Example 8 of Embodiment 3 of the present disclosure A perspective view showing a waveguide according to Example 9 of Embodiment 3 of the present disclosure A diagram showing the result of an electromagnetic field simulation for S11 in which the distance between the opening edge and the via edge in FIG. 4 is changed. A diagram showing the return loss at 300 GHz in FIG. 25 when the distance between the opening end and the via end in FIG. 4 is changed.
  • Embodiment 1 (Embodiment 1) Embodiment 1 will be described below with reference to FIGS. 1 to 20.
  • FIG. 1 is a diagrammatic representation of Embodiment 1
  • FIG. 1 is a perspective view showing a waveguide 10 according to Example 1 of Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the waveguide 10 taken along the line BB'
  • FIG. 4 is a plan view showing the waveguide 10 when viewed from the positive direction of the Z-axis in FIG. 1
  • FIG. 5 is a diagram showing the electric field in the waveguide 10 when viewed from the positive direction of the Z-axis. be.
  • the waveguide 10 includes a laminated substrate 15 formed by laminating a copper foil layer 12, which is an example of a conductor layer, and a dielectric layer 11 at least once, and a plurality of vias. 13 and.
  • a copper foil layer 12 is formed on both surfaces (upper surface and lower surface) of the laminated substrate 15 on which the waveguide 10 is formed.
  • a plurality of vias (through vias) 13 are formed to electrically connect between at least two copper foil layers 12 and penetrate the dielectric layer 11 and the copper foil layer 12 .
  • a semiconductor layer may be used instead of the dielectric layer 11 .
  • each copper foil layer 12 formed on the laminated substrate 15 has an opening 14 having a rectangular shape, and the thickness direction of the substrate (the direction parallel to the Z axis in FIG. 1) ).
  • the waveguide 10 can propagate electromagnetic waves (transmit (propagate) signals) in the substrate thickness direction within the substrate.
  • the thickness of the dielectric layer 11 is preferably ⁇ e/2 or less, where ⁇ is the wavelength of the electromagnetic wave transmitted through the waveguide 10 .
  • the vias 13 electrically connecting the laminated copper foil layers 12 are arranged in the in-plane directions of the dielectric layer 11 and the copper foil layers 12 (substrate in-plane direction, For example, in the XY plane of FIG. 1), they are arranged (arranged) linearly near the long side (parallel to the X axis of FIG. 1) of the openings 14 at intervals of ⁇ e/2 or less.
  • the term "neighbourhood" means that the distance d from the long side (open end) to the via end shown in FIG. 4 is preferably ⁇ /12 or less.
  • six vias 13, three near each long side are shown, but the number of vias 13 is not limited to six.
  • the vias are equidistantly spaced in the in-plane direction of the substrate, but may be unequally spaced as long as the distance is ⁇ e/2 or less.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents S11 (reflection) among the S parameters (Scattering parameters). Electromagnetic field simulation results are shown.
  • the interval d was changed to 0, ⁇ /50, ⁇ /25, ⁇ /16.7, ⁇ /12.5 and ⁇ /10.
  • the loss due to reflection is large, the transmission becomes small.
  • the return loss at 300 GHz in FIG. 25 is shown, with the horizontal axis representing the distance (wavelength ratio) as the interval d and the vertical axis representing the return loss. If the return loss threshold is set to 10 dB, ⁇ /10 is below the threshold, so in the present embodiment, ⁇ /12 or below is taken as the neighborhood.
  • the first via group on the upper side of FIG. 5 and the second via group on the lower side of FIG. are arranged to face each other across the opening 14 (Z direction in FIG. 5).
  • the via 13 is formed by extending two straight lines (long sides of a rectangle in this example) of the opening 14 perpendicular to the direction of the electric field 51 of the signal propagating in the thickness direction of the substrate in the substrate in-plane direction. It may be described as being arranged along.
  • FIG. 6 is a perspective view showing a waveguide according to a conventional example (comparative example 1).
  • Comparative Example 1 the same elements as in Example 1 are denoted by the same reference numerals.
  • the difference between the waveguide 10 according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1 is that, in the waveguide according to Comparative Example 1, vias 13 are also arranged near the short sides of the openings 14 .
  • vias 13 are also arranged near the short side of the opening 14 .
  • two vias 13 are arranged near the short side of the opening 14 .
  • FIG. 7 is a perspective view showing a waveguide according to Comparative Example 2.
  • FIG. 7 the same elements as in Example 1 are denoted by the same reference numerals.
  • the difference between the waveguide 10 according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 2 is that, in the waveguide according to Comparative Example 2, vias 13 are arranged in the short side direction of opening 14 . In FIG. 7, six vias 13 are arranged in the short side direction of the opening 14, three on each short side.
  • FIG. 8 is a diagram showing simulation results of transmission characteristics of the waveguide 10 according to Example 1, the waveguide according to Comparative Example 1, and the waveguide according to Comparative Example 2.
  • the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), and the vertical axis represents the value (unit: dB) of S21, which is the S parameter indicating the pass characteristic.
  • FIG. 9 is a diagram showing transmission characteristics simulation results of the waveguide according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1, with the scale of the vertical axis changed from FIG.
  • the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), and the vertical axis represents the value of S21 (unit: dB).
  • the waveguide 10 according to Example 1 has a larger value of S21 and a smaller loss. Therefore, it can be seen that the waveguide 10 according to Example 1 is better than the waveguide according to Comparative Example 1 in terms of transmission characteristics.
  • FIG. 10 is a diagram showing conductor loss simulation results of the waveguide 10 according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1.
  • FIG. Specifically, FIG. 10 shows the simulation result of extracting the conductor loss among the loss components at 300 GHz when 0.5 W of power is input.
  • the vertical axis represents conductor loss (unit: W).
  • the conductor loss of the waveguide 10 according to Example 1 is smaller than the conductor loss of the waveguide according to Comparative Example 1, and the conductor loss can be suppressed in the waveguide 10 according to Example 1.
  • the waveguide 10 according to the example is better than the waveguide according to the comparative example 1 in terms of conductor loss.
  • FIG. 11 is a diagram showing another conductor loss simulation result of the waveguide 10 according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1.
  • FIG. 10 shows the simulation result of extracting the conductor loss among the loss components at 200 GHz when 0.5 W of power is input.
  • the vertical axis represents conductor loss (unit: W).
  • the conductor loss of the waveguide 10 according to Example 1 is smaller than the conductor loss of the waveguide according to Comparative Example 1, and the waveguide 10 according to Example 1 can suppress the conductor loss. I know there is. It can also be seen that the waveguide 10 according to the example is better than the waveguide according to the comparative example 1 in terms of conductor loss at 200 GHz.
  • FIG. 12 is a diagram showing still another conductor loss simulation result of the waveguide 10 according to Example 1 and the waveguide according to Comparative Example 1.
  • FIG. 12 shows the simulation result of extracting the conductor loss among the loss components at 100 GHz when 0.5 W of power is input.
  • the vertical axis represents conductor loss (unit: W).
  • the conductor loss of the waveguide 10 according to Example 1 is smaller than the conductor loss of the waveguide according to Comparative Example 1, and the waveguide 10 according to Example 1 can suppress the conductor loss. I know there is. It can also be seen that the waveguide 10 according to the example is better than the waveguide according to the comparative example 1 in terms of conductor loss at 100 GHz.
  • the configuration of the waveguide 10 according to Example 1 is effective at frequencies of 100 GHz or higher. This is because the total amount of current flowing around the waveguide 10 is reduced due to the configuration of the waveguide 10 according to the first embodiment.
  • Example 2 and Comparative Example 3 according to Embodiment 1 when the total number of vias 13 are uniform will be considered.
  • FIG. 13 is a plan view showing waveguide 10 according to Example 2 of Embodiment 1 when viewed from the Z-axis positive direction.
  • Example 2 the same code
  • FIG. The difference between the waveguide 10 according to the first embodiment and the waveguide 10 according to the second embodiment is that in the waveguide 10 according to the second embodiment, four vias 13 are arranged along a straight line extending the long side. This is the point.
  • FIG. 14 is a plan view showing another waveguide according to Comparative Example 3 when viewed from the Z-axis positive direction.
  • symbol is attached
  • FIG. The difference between the waveguide 10 according to Example 2 and the waveguide 10 according to Comparative Example 3 is that the two vias 13 arranged at both ends of the two long sides of the waveguide 10 according to Example 2 are arranged in two The point is that they are arranged near the short sides.
  • FIG. 15 is a diagram showing simulation results of transmission characteristics of the waveguide 10 according to Example 2 and the waveguide according to Comparative Example 3.
  • FIG. 15 the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), and the vertical axis represents the value of S21 (unit: dB).
  • the waveguide 10 according to Example 2 has a larger value of S21 and a smaller loss, so the waveguide 10 according to Example 2 is better than the waveguide according to Comparative Example 3. I understand.
  • the shape of the opening 14 may be a trapezoid (third embodiment) as shown in FIG. 16, a parallelogram (fourth embodiment) as shown in FIG. It may be a hexagon (embodiment 5) as shown in FIG. 19, or an arbitrary polygon (embodiment 6) having an obtuse interior angle as shown in FIG.
  • the shape of the opening 14 may be an arbitrary shape (embodiment 7) that does not have vertices, as shown in FIG. In Examples 3 to 7, an electric field is generated in the direction parallel to the Y-axis, and signals can be transmitted in the stacking direction of the dielectric layer 11 and the copper foil layer 12 .
  • the first via group on the upper side of these figures and the second via group on the lower side of these figures correspond to the direction of the electric field of the signal propagating in the thickness direction of the substrate in the in-plane direction of the substrate. They are arranged in orthogonal directions and are arranged to face each other with the opening 14 interposed therebetween.
  • the via 13 extends two straight line segments (in these examples, two straight line segments extending in the X-axis direction) perpendicular to the electric field direction of the signal propagating in the substrate thickness direction in the substrate in-plane direction. may be expressed as being arranged along two straight lines.
  • Examples 3 to 7 can achieve the same effect as Examples 1 and 2 by having such a configuration.
  • Embodiment 2 of the present disclosure will be described below with reference to FIGS. 21 and 22 .
  • elements that are the same as in the first embodiment are given the same reference numerals, and points different from the first embodiment will be described.
  • FIG. 21 is a perspective view showing a waveguide 20 according to Embodiment 2 of the present disclosure
  • FIG. 22 is a cross-sectional view of the same waveguide 20 taken along line CC'.
  • the waveguide 20 includes the waveguide 10 according to Embodiment 1 and the post wall waveguide 215 .
  • waveguide 10 and post wall waveguide 215 are formed in an L shape, and waveguide 20 may be referred to as an L-shaped waveguide.
  • the post wall waveguide 215 may be connected to the upper portion of the waveguide 10 or may be connected to the lower portion of the waveguide 10 .
  • the post wall waveguide 215 comprises a dielectric layer 211 , a copper foil layer 212 and a plurality of vias 213 .
  • the copper foil layer 212 on the lower surface of the post wall waveguide 215, the dielectric layer 211, and the copper foil layer 212 on the upper surface of the post wall waveguide 215 are sequentially laminated to form a laminated substrate.
  • a plurality of vias 213 are formed to electrically connect the copper foil layers 212 and penetrate the dielectric layer 211 and the copper foil layer 212 .
  • a plurality of vias 213 are arranged at intervals of ⁇ e/2 or less to form two sidewalls.
  • electromagnetic waves are confined by the copper foil layers 212 and the vias 213 formed on both sides (upper surface and lower surface) of the laminated substrate on which the post wall waveguides 215 are formed. can propagate electromagnetic waves (transmit signals) in the arrangement direction (horizontal direction of the substrate).
  • the post wall waveguide 215 is connected to the waveguide 10 through the connection opening 221.
  • the opening 14 encompasses the connecting portion opening 221, and the area of the connecting portion opening 221 is made smaller than the area of the opening 14. By doing so, reflection of electromagnetic waves can be suppressed, and impedance matching can be achieved. can take It is desirable that the shape of the connecting portion opening 221 and the shape of the opening 14 are similar.
  • the waveguide 20 is formed by combining the waveguide 10 for transmitting signals in the thickness direction of the substrate and the post wall waveguide 215 for transmitting signals in the horizontal direction of the substrate through the opening 214, the signal transmission direction is It becomes possible to convert 90 degrees within the substrate.
  • Embodiment 3 of the present disclosure will be described below with reference to FIGS. 23 and 24.
  • FIG. In the following, elements that are the same as in the first embodiment are given the same reference numerals, and points different from the first embodiment will be described.
  • FIG. 23 is a perspective view showing a waveguide 30 according to Example 8 of Embodiment 3 of the present disclosure.
  • the waveguide 30 includes the waveguide 10 according to Embodiment 1 and a conductor (hereinafter referred to as cavity) 231 .
  • Cavity 231 has an opening 232 having a rectangular shape. Cavity 231 may be connected to the top of waveguide 10 or may be connected to the bottom of waveguide 10 .
  • the opening 232 may be filled with a dielectric or air.
  • the area of the opening 232 is larger than the area of the opening 14, and the opening 232 includes the opening 14 when viewed from the Z-axis direction in FIG. Therefore, the waveguide 30 may be used as an antenna.
  • the shape of the opening 14 and the shape of the opening 232 need not be similar.
  • the aspect ratio of opening 14 and the aspect ratio of opening 232 may be different.
  • FIG. 24 is a perspective view showing a waveguide 30 according to Example 9 of Embodiment 3 of the present disclosure.
  • the waveguide 30 is a laminate having a dielectric layer 241, a copper foil layer 242, and a via 243 formed in the same manner as the waveguide 10 according to the first embodiment, with a cavity 231. It may be formed by replacing the substrate.
  • FIG. 24 shows an example in which the vias 243 are provided all around the opening as in the conventional example (comparative example 1). Vias 243 arranged along a straight line may not be provided.
  • the area of the opening 232 is larger than the area of the opening 14, and the opening 232 includes the opening 14 when viewed from the Z-axis direction in FIG. Therefore, this waveguide 30 may also be used as an antenna. Also in this case, the shape of the opening 14 and the shape of the opening 232 need not be similar. For example, the aspect ratio of opening 14 and the aspect ratio of opening 232 may be different.
  • the waveguide (waveguide 10) in the embodiment of the present disclosure includes a first dielectric layer (dielectric layer 11) and a plurality of first conductor layers (copper foil layers 12) having first openings (openings 14).
  • first through vias vias 13
  • first through vias vias 13
  • the waveguide comprises through-vias other than the plurality of first through-vias and the plurality of second through-vias.
  • the first group of through vias and the second group of through vias are arranged in the in-plane direction of the first laminated substrate in a direction perpendicular to the direction of the electric field of the signal propagating in the thickness direction of the first laminated substrate. , are arranged to face each other across the first opening.
  • the waveguide (waveguide 30) in the embodiment of the present disclosure includes the waveguide (waveguide 10), a second dielectric layer (dielectric layer 241), and a plurality of second conductor layers having second openings.
  • (Copper foil layer 242) is laminated and has a plurality of through vias (vias 243) provided around the second opening and electrically connecting between the second conductor layers, on the upper or lower surface of the waveguide and a connected second laminate substrate, wherein the area of the second opening is larger than the area of the first opening.
  • the waveguide (waveguide 30) in the embodiment of the present disclosure has the waveguide (waveguide 10) and a third opening (opening 232), and a conductor ( conductor 231), wherein the area of the third opening is greater than the area of the first opening.
  • the L-shaped waveguide (waveguide 20) according to the embodiment of the present disclosure has the waveguide (waveguide 10) and a connecting portion opening (connecting portion opening 221). a post wall waveguide (post wall waveguide 215) connected to the top or bottom surface of the waveguide, wherein the area of the connection opening is smaller than the area of the first opening.
  • An embodiment of the present disclosure is useful for waveguides that transmit high frequency signals.

Abstract

導波路は、第１誘電体層と、第１開口を有する複数の第１導体層とが積層された第１積層基板と、前記第１導体層の間を電気的に接続する複数の第１貫通ビアが、前記第１積層基板の面内方向において、前記導波路を伝搬させる電磁波の半波長以下の間隔で直線的に配列された第１貫通ビア群と、前記第１導体層の間を電気的に接続する複数の第２貫通ビアが、前記面内方向において、前記間隔で直線的に配列された第２貫通ビア群と、を備え、前記導波路は、前記複数の第１貫通ビア及び前記複数の第２貫通ビア以外の貫通ビアを備えず、前記第１貫通ビア群と前記第２貫通ビア群とは、前記面内方向において、前記第１積層基板の厚み方向に伝搬する信号の電界の方向と直交する方向に配置され、前記第１開口を挟んで対向して配置されている。

Description

導波路
　本開示は、導波路に関する。
　誘電体基板上で高周波信号を伝送する手段として、マイクロストリップ線路が利用されることが多い。しかしながら、ミリ波、テラヘルツ波等の周波数帯においては、高周波固有の現象である表皮効果及び界面凹凸の影響により、導体損による伝送損失が大きくなる。
　このような伝送損失を低減するために、例えば非特許文献１に開示されているように、導体配線を有することなく誘電体基板内を電磁波が伝搬する導波路構造が、損失が小さい伝送路として利用されることがある。
　誘電体基板内に形成される導波路構造として、電気的に接地された配線層を天板及び底板として、また、天板と底板とをつなぐビアを両脇に並べて側壁とする基板面内の導波路構造が一般的である。
　このような導波路構造における基板厚み方向への導波路として、例えば特許文献１に開示されているように、開口を有する銅箔を、厚み方向にλｅ／２（λｅ：伝送される信号の実効波長）以下の間隔で積層し、開口の周囲にビアを配置する構造がある。
　このように開口の周囲にビアを配置する理由は、４辺を金属壁で囲われた金属導波管構造に近づけ、内部を伝搬する電磁波の漏洩を確実に抑制する効果を期待するためである。
特開２００１－１５６５１０号公報
M. Bozzi, L. Perregrini, K. Wu, "Modeling of Losses in Substrate Integrated Waveguide by Boundary Integral-Resonant Mode Expansion Method", 2008 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (2008), pp.515-518
　しかしながら、特許文献１に記載の技術では、１００ＧＨｚ以上のような高周波帯においては、周囲の貫通導体に流れる電流によって導体損による損失がより顕著になる傾向がある。
　本開示の非限定的な実施例は、高周波帯における導体損による損失を低減することができる導波路の提供に資する。
　本開示の一実施例に係る導波路は、第１誘電体層と、第１開口を有する複数の第１導体層とが積層された第１積層基板と、前記第１導体層の間を電気的に接続する複数の第１貫通ビアが、前記第１積層基板の面内方向において、前記導波路を伝搬させる電磁波の半波長以下の間隔で直線的に配列された第１貫通ビア群と、前記第１導体層の間を電気的に接続する複数の第２貫通ビアが、前記第１積層基板の面内方向において、前記間隔で直線的に配列された第２貫通ビア群と、を備え、前記導波路は、前記複数の第１貫通ビア及び前記複数の第２貫通ビア以外の貫通ビアを備えず、前記第１貫通ビア群と前記第２貫通ビア群とは、前記第１積層基板の面内方向において、前記第１積層基板の厚み方向に伝搬する信号の電界の方向と直交する方向に配置され、前記第１開口を挟んで対向して配置されている。
　本開示の一実施例によれば、高周波帯における導体損による損失を低減することができる。
　本開示の一実施例における更なる利点及び効果は、明細書及び図面から明らかにされる。かかる利点及び／又は効果は、いくつかの実施形態並びに明細書及び図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つ又はそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
本開示の実施の形態１の実施例１に係る導波路を示す斜視図 実施例１に係る導波路のＡ－Ａ’断面図 実施例１に係る導波路のＢ－Ｂ’断面図 Ｚ軸正方向から見たときの実施例１に係る導波路を示す平面図 Ｚ軸正方向から見たときの実施例１に係る導波路における電界を示す図 比較例１に係る導波路を示す斜視図 比較例２に係る導波路を示す斜視図 実施例１に係る導波路、比較例１に係る導波路及び比較例２に係る導波路の通過特性シミュレーション結果を示す図 実施例１に係る導波路及び比較例１に係る導波路の通過特性シミュレーション結果を示す図 実施例１に係る導波路及び比較例１に係る導波路の導体損失シミュレーション結果を示す図 実施例１に係る導波路及び比較例１に係る導波路の別の導体損失シミュレーション結果を示す図 実施例１に係る導波路及び比較例１に係る導波路のさらに別の導体損失シミュレーション結果を示す図 Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例２に係る導波路を示す平面図 Ｚ軸正方向から見たときの比較例３に係る導波路を示す平面図 実施例２に係る導波路及び比較例３に係る導波路の通過特性シミュレーション結果を示す図 Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例３に係る導波路を示す平面図 Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例４に係る導波路を示す平面図 Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例５に係る導波路を示す平面図 Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例６に係る導波路を示す平面図 Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例７に係る導波路を示す平面図 本開示の実施の形態２に係る導波路を示す斜視図 実施の形態２に係る導波路のＣ－Ｃ’断面図 本開示の実施の形態３の実施例８に係る導波路を示す斜視図 本開示の実施の形態３の実施例９に係る導波路を示す斜視図 図４における開口端部とビア端との間隔を変化させたＳ１１に関する電磁界シミュレーションの結果を示す図 図４における開口端部とビア端との間隔を変化させた図２５における３００ＧＨｚのリターンロスを示す図
　以下、図面を適宜参照して、本開示の実施の形態について、詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
　なお、添付図面及び以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために、提供されるのであって、これらにより特許請求の範囲に記載の主題を限定することは意図されていない。
　（実施の形態１）
　以下、図１～図２０を参照して、実施の形態１について説明する。
　［実施例１］
　＜導波路の構成＞
　図１は、本開示の実施の形態１の実施例１に係る導波路１０を示す斜視図であり、図２は、同導波路１０のＡ－Ａ’断面図であり、図３は、同導波路１０のＢ－Ｂ’断面図である。図４は、図１のＺ軸正方向から見たときの同導波路１０を示す平面図であり、図５は、Ｚ軸正方向から見たときの同導波路１０における電界を示す図である。
　図１～図３に示すように、導波路１０は、導体層の一例である銅箔層１２と誘電体層１１とを少なくとも１回積層させることにより形成された積層基板１５と、複数のビア１３と、を備える。導波路１０が形成されている積層基板１５の両面（上面及び下面）には、銅箔層１２が形成されている。複数のビア（貫通ビア）１３は、少なくとも２つの銅箔層１２間を電気的に接続し、誘電体層１１及び銅箔層１２を貫通するように形成されている。なお、誘電体層１１の代わりに半導体層が用いられてもよい。
　図１、図４及び図５に示すように、積層基板１５に形成された各銅箔層１２は、長方形形状を有する開口１４を有し、基板厚み方向（図１のＺ軸に平行な方向）に積層されている。
　このような構成により、導波路１０は、基板内で基板厚み方向へ電磁波を伝搬させる（信号を伝送（伝搬）する）ことができる。
　ここで、誘電体層１１の厚さは、導波路１０で伝送される電磁波の波長をλとすると、λｅ／２以下とすることが望ましい。
　図１、図４及び図５に示すように、積層された銅箔層１２同士を電気的に接続するビア１３は、誘電体層１１及び銅箔層１２の面内方向（基板面内方向、例えば、図１のＸＹ平面）において、λｅ／２以下の間隔で開口１４の長辺（図１のＸ軸に平行）近傍に直線的に配置（配列）されている。ここで、近傍とは、図４に示す長辺（開口端部）からビア端までの間隔ｄがλ／１２以下であることが望ましい。これらの図では、一例として、１つの長辺の近傍に３つずつである６つのビア１３を示しているが、ビア１３の数は６つに限定されない。これらの図では、基板面内方向において、ビアの間隔は、等間隔であるが、λｅ／２以下であれば、不等間隔であってもよい。
　図２５を参照すると、横軸が周波数を表し、縦軸がＳパラメータ（Scattering parameters）のうちＳ１１（反射）を表す、図４における開口端部とビア端との間隔ｄを変化させたＳ１１に関する電磁界シミュレーションの結果が示されている。間隔ｄは、０、λ／５０、λ／２５、λ／１６．７、λ／１２．５、λ／１０と変化させた。ここで、反射による損失が大きい場合、透過が小さくなる。
　図２６を参照すると、横軸が間隔ｄとして距離（波長比）を表し、縦軸がリターンロスを表す、図２５における３００ＧＨｚのリターンロスが示されている。リターンロスの閾値を１０ｄＢとした場合、λ／１０では閾値以下であるため、本実施の形態では、λ／１２以下を近傍とした。
　導波路１０に電力を入力すると、図５に示すように、開口１４の短辺（図１のＹ軸に平行）方向に電界５１が生じ、誘電体層１１及び銅箔層１２の積層方向に信号を伝送することができる。
　ここで、図５の上側にある第１のビア群と図５の下側にある第２のビア群とは、基板面内方向において、基板厚み方向に伝搬する信号の電界５１の方向と直交する方向に配置され、開口１４を挟んで対向して配置されている（図５のＺ方向）。あるいは、ビア１３は、基板面内方向において、基板厚み方向に伝搬する信号の電界５１の方向に直交する開口１４の２つの直線分（この例では長方形の長辺）を延ばした２つの直線に沿って配列されていると表現されてもよい。
　なお、導波路１０に電力を入力した場合、開口の形状によらず、開口の短手方向に電界が生じる。
　［比較例１］
　図６は、従来例（比較例１）に係る導波路を示す斜視図である。なお、比較例１において、実施例１と同じ要素には同じ符号を付している。
　実施例１に係る導波路１０と比較例１に係る導波路との違いは、比較例１に係る導波路では、開口１４の短辺近傍にもビア１３が配置されている点である。図６では、１つの短辺に１つずつである２つのビア１３が、開口１４の短辺近傍に配置されている。
　［比較例２］
　図７は、比較例２に係る導波路を示す斜視図である。なお、比較例２において、実施例１と同じ要素には同じ符号を付している。
　実施例１に係る導波路１０と比較例２に係る導波路との違いは、比較例２に係る導波路では、開口１４の短辺方向にビア１３が配置されている点である。図７では、１つの短辺に３つずつである６つのビア１３が、開口１４の短辺方向に配置されている。
　［比較結果１］
　本発明者らは、有限積分法を用いた電磁界シミュレーションによって、実施例１に係る導波路１０、比較例１に係る導波路及び比較例２に係る導波路の通過特性及び導体損失を解析して比較した。
　図８は、実施例１に係る導波路１０、比較例１に係る導波路及び比較例２に係る導波路の通過特性シミュレーション結果を示す図である。図８において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）を表し、縦軸は通過特性を示すＳパラメータであるＳ２１の値（単位：ｄＢ）を表す。
　図８から、比較例２に係る導波路の通過特性は、実施例１に係る導波路１０及び比較例１に係る導波路の通過特性と比較して悪いことがわかる。このため、比較例２に係る導波路は、損失が大きく、信号が通過しにくいことが分かる。
　一方、実施例１に係る導波路１０の通過特性と比較例１に係る導波路の通過特性とは、図８ではそれほど差がないように見える。
　図９は、図８から縦軸のスケールを変更した、実施例１に係る導波路及び比較例１に係る導波路の通過特性シミュレーション結果を示す図である。図９において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）を表し、縦軸はＳ２１の値（単位：ｄＢ）を表す。
　図９から、実施例１に係る導波路１０の方が、Ｓ２１の値が大きく、損失が小さいことがわかる。このため、通過特性の観点では、実施例１に係る導波路１０は、比較例１に係る導波路と比較して良いことが分かる。
　図１０は、実施例１に係る導波路１０及び比較例１に係る導波路の導体損失シミュレーション結果を示す図である。詳細には、図１０は、０．５Ｗの電力を入力した場合の３００ＧＨｚにおける損失成分のうち導体損失を抽出したシミュレーション結果を示している。図１０において、縦軸は導体損（単位：Ｗ）を表す。
　図１０から、３００ＧＨｚにおいて、実施例１に係る導波路１０の導体損失は、比較例１に係る導波路の導体損失より小さく、実施例１に係る導波路１０では、導体損失を抑制できていることが分かる。なお、導体損失の観点でも、実施例に係る導波路１０は、比較例１に係る導波路と比較して良いことが分かる。
　図１１は、実施例１に係る導波路１０及び比較例１に係る導波路の別の導体損失シミュレーション結果を示す図である。詳細には、図１０は、０．５Ｗの電力を入力した場合の２００ＧＨｚにおける損失成分のうち導体損失を抽出したシミュレーション結果を示している。図１１において、縦軸は導体損（単位：Ｗ）を表す。
　図１１から、２００ＧＨｚにおいても、実施例１に係る導波路１０の導体損失は、比較例１に係る導波路の導体損失より小さく、実施例１に係る導波路１０では、導体損失を抑制できていることが分かる。なお、２００ＧＨｚにおける導体損失の観点でも、実施例に係る導波路１０は、比較例１に係る導波路と比較して良いことが分かる。
　図１２は、実施例１に係る導波路１０及び比較例１に係る導波路のさらに別の導体損失シミュレーション結果を示す図である。詳細には、図１２は、０．５Ｗの電力を入力した場合の１００ＧＨｚにおける損失成分のうち導体損失を抽出したシミュレーション結果を示している。図１２において、縦軸は導体損（単位：Ｗ）を表す。
　図１２から、１００ＧＨｚにおいても、実施例１に係る導波路１０の導体損失は、比較例１に係る導波路の導体損失より小さく、実施例１に係る導波路１０では、導体損失を抑制できていることが分かる。なお、１００ＧＨｚにおける導体損失の観点でも、実施例に係る導波路１０は、比較例１に係る導波路と比較して良いことが分かる。
　図１０～図１２に示すように周波数が高いほど導体損失が大きくなる理由は、表皮効果によって等価的な抵抗率が高くなるからである。
　以上、実施例１に係る導波路１０の構成は、１００ＧＨｚ以上の周波数で有効であることが分かる。これは、実施例１に係る導波路１０の構成により、導波路１０周囲を流れる電流の総量が減るからである。
　次に、ビア１３の総数を揃えた場合における実施の形態１に係る実施例２及び比較例３について検討する。
　［実施例２］
　図１３は、Ｚ軸正方向から見たときの実施の形態１の実施例２に係る導波路１０を示す平面図である。なお、実施例２において、実施例１と同じ要素には同じ符号を付している。実施例１に係る導波路１０と実施例２に係る導波路１０との違いは、実施例２に係る導波路１０では、長辺を延ばした直線に沿って４つずつビア１３を配置させている点である。
　［比較例３］
　図１４は、Ｚ軸正方向から見たときの比較例３に係る別の導波路を示す平面図である。なお、比較例３において、実施例１と同じ要素には同じ符号を付している。実施例２に係る導波路１０と比較例３に係る導波路１０との違いは、実施例２に係る導波路１０の２つの長辺の両端に配置された２つのビア１３をそれぞれ、２つの短辺の近傍に配置させている点である。
　［比較結果２］
　上記と同様に、本発明者らは、有限積分法を用いた電磁界シミュレーションによって、実施例２に係る導波路１０及び比較例３に係る導波路の通過特性を解析して比較した。
　図１５は、実施例２に係る導波路１０及び比較例３に係る導波路の通過特性シミュレーション結果を示す図である。図１５において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）を表し、縦軸はＳ２１の値（単位：ｄＢ）を表す。
　図１５から、実施例２に係る導波路１０の方が、Ｓ２１の値が大きく、損失が小さいので、実施例２に係る導波路１０が、比較例３に係る導波路と比較して良いことが分かる。
　このように、ビア１３の総数が同じ場合でも、開口１４の長辺方向にビアを配列させた方が、損失が小さくなっていることから、損失の低減は、ビア１３の配列方向による効果であることが分かる。
　なお、上記において、開口１４の形状は、図４等に示すように長方形である例を説明したが、本開示はこれに限定されない。例えば、開口１４の形状は、図１６に示すように台形（実施例３）であってもよいし、図１７に示すように平行四辺形（実施例４）であってもよいし、図１８に示すように六角形（実施例５）であってもよいし、図１９に示すように内角に鈍角を含む任意の多角形（実施例６）であってもよい。さらに、例えば、開口１４の形状は、図２０に示すように頂点を有しない任意の形状（実施例７）であってもよい。これらの実施例３～７において、Ｙ軸に平行な方向に電界が生じ、誘電体層１１及び銅箔層１２の積層方向に信号を伝送することができる。
　ここで、これらの図の上側にある第１のビア群とこれらの図の下側にある第２のビア群とは、基板面内方向において、基板厚み方向に伝搬する信号の電界の方向と直交する方向に配置され、開口１４を挟んで対向して配置されている。あるいは、ビア１３は、基板面内方向において、基板厚み方向に伝搬する信号の電界の方向に直交する開口１４の２つの直線分（これらの例ではＸ軸方向に伸びる２つの直線分）を延ばした２つの直線に沿って配列されていると表現されてもよい。
　実施例３～７は、このような構成を有することにより、実施例１及び２と同様の効果を奏することができる。
　（実施の形態２）
　以下、図２１及び図２２を参照して、本開示の実施の形態２について説明する。なお、以下では、実施の形態１と同じ要素には同じ符号を付し、実施の形態１と異なる点について説明する。
　＜導波路の構成＞
　図２１は、本開示の実施の形態２に係る導波路２０を示す斜視図であり、図２２は、同導波路２０のＣ－Ｃ’断面図である。
　導波路２０は、実施の形態１に係る導波路１０とポスト壁導波路２１５とを備える。図２１に示すように、導波路１０とポスト壁導波路２１５とは、Ｌ字型に形成されており、導波路２０は、Ｌ字型導波路と呼ばれてもよい。なお、ポスト壁導波路２１５は、導波路１０の上部に接続されてもよいし、導波路１０の下部に接続されてもよい。
　ポスト壁導波路２１５は、誘電体層２１１と、銅箔層２１２と、複数のビア２１３と、を備える。
　ポスト壁導波路２１５の下面の銅箔層２１２、誘電体層２１１、及び、ポスト壁導波路２１５の上面の銅箔層２１２が順に積層されて、積層基板が形成されている。
　複数のビア２１３は、銅箔層２１２間を電気的に接続し、誘電体層２１１及び銅箔層２１２を貫通するように形成されている。複数のビア２１３は、λｅ／２以下の間隔で配列され、２つの側壁を形成する。
　このように、ポスト壁導波路２１５が形成されている積層基板の両面（上面及び下面）に形成された銅箔層２１２及びビア２１３により電磁波の閉じ込めを行うことで、基板内で複数のビア２１３の配列方向（基板水平方向）へ電磁波を伝搬させる（信号を伝送する）ことができる。
　図２２に示すように、ポスト壁導波路２１５は、接続部開口２２１を介して、導波路１０に接続される。図２２のＺ軸方向から見て開口１４が接続部開口２２１を包含するようにし、接続部開口２２１の面積を開口１４の面積より小さくすることで、電磁波の反射を抑えることができ、インピーダンス整合を取ることができる。なお、接続部開口２２１の形状と開口１４の形状とは、相似形であることが望ましい。
　導波路２０は、基板厚み方向へ信号を伝送する導波路１０と開口２１４を介して基板水平方向へ信号を伝送するポスト壁導波路２１５とを組み合わせることにより形成されるため、信号の伝送方向を基板内で９０度変換することが可能となる。
　（実施の形態３）
　以下、図２３及び図２４を参照して、本開示の実施の形態３について説明する。なお、以下では、実施の形態１と同じ要素には同じ符号を付し、実施の形態１と異なる点について説明する。
　＜導波路の構成＞
　［実施例８］
　図２３は、本開示の実施の形態３の実施例８に係る導波路３０を示す斜視図である。
　導波路３０は、実施の形態１に係る導波路１０と導体（以下、キャビティ）２３１とを備える。キャビティ２３１は、長方形形状を有する開口２３２を有する。キャビティ２３１は、導波路１０の上部に接続されてもよいし、導波路１０の下部に接続されてもよい。
　開口２３２には、誘電体が充填されてもよいし、空気が充填されてもよい。開口２３２の面積は開口１４の面積より大きく、図２３のＺ軸方向から見て開口２３２が開口１４を包含し、開口２３２を介して電波の送受信が可能になる。このため、導波路３０は、アンテナとして利用されてよい。なお、開口１４の形状と開口２３２の形状とは相似形である必要はない。例えば、開口１４の縦横比と開口２３２の縦横比とは、異なっていてもよい。
　［実施例９］
　図２４は、本開示の実施の形態３の実施例９に係る導波路３０を示す斜視図である。
　図２３及び図２４から分かるように、導波路３０は、キャビティ２３１を、実施例１に係る導波路１０と同様に形成された、誘電体層２４１と銅箔層２４２とビア２４３とを有する積層基板に置き換えることにより形成されてよい。なお、図２４では、従来例（比較例１）と同様に、開口の周囲全体にビア２４３が設けられる例を示しているが、図示される短辺に沿ったビア２４３、例えば、電界に平行な直線に沿って配置されるビア２４３は、設けられなくてもよい。
　実施例９でも、開口２３２の面積は開口１４の面積より大きく、図２４のＺ軸方向から見て開口２３２が開口１４を包含し、開口２３２を介して電波の送受信が可能になる。このため、この導波路３０も、アンテナとして利用されてよい。なお、この場合も、開口１４の形状と開口２３２の形状とは相似形である必要はない。例えば、開口１４の縦横比と開口２３２の縦横比とは、異なっていてもよい。
　（実施の形態における効果）
　本開示の実施の形態における導波路（導波路１０）は、第１誘電体層（誘電体層１１）と、第１開口（開口１４）を有する複数の第１導体層（銅箔層１２）とが積層された第１積層基板（積層基板１５）と、第１導体層の間を電気的に接続する複数の第１貫通ビア（ビア１３）が、第１積層基板の面内方向において、導波路を伝搬させる電磁波の半波長以下の間隔で直線的に配列された第１貫通ビア群と、第１導体層の間を電気的に接続する複数の第２貫通ビア（ビア１３）が、第１積層基板の面内方向において、上記間隔で直線的に配列された第２貫通ビア群と、を備え、導波路は、複数の第１貫通ビア及び複数の第２貫通ビア以外の貫通ビアを備えず、第１貫通ビア群と第２貫通ビア群とは、第１積層基板の面内方向において、第１積層基板の厚み方向に伝搬する信号の電界の方向に直交する方向に配置され、第１開口を挟んで対向して配置されている。この構成により、導波路周囲を流れる電流の総量が減るので、高周波帯における導体損による損失を低減することができる。また、開口の周囲全体にビアを配置する従来の技術と比較して、ビアの数が減るので、基板の製造コストを低減することができる。
　本開示の実施の形態における導波路（導波路３０）は、上記導波路（導波路１０）と、第２誘電体層（誘電体層２４１）と、第２開口を有する複数の第２導体層（銅箔層２４２）とが積層され、第２開口の周囲に設けられ第２導体層の間を電気的に接続する複数の貫通ビア（ビア２４３）を有する、上記導波路の上面又は下面に接続された第２積層基板と、を備え、第２開口の面積は、第１開口の面積より大きい。この構成により、第２開口を介して電波の送受信が可能になるので、導波路をアンテナとして利用することができる。
　本開示の実施の形態における導波路（導波路３０）は、上記導波路（導波路１０）と、第３開口（開口２３２）を有し、上記導波路の上面又は下面に接続された導体（導体２３１）と、を備え、第３開口の面積は、第１開口の面積より大きい。この構成により、第３開口を介して電波の送受信が可能になるので、導波路をアンテナとして利用することができる。
　本開示の実施の形態におけるＬ字型導波路（導波路２０）は、上記導波路（導波路１０）と、接続部開口（接続部開口２２１）を有し、接続部開口を介して上記導波路の上面又は下面に接続されたポスト壁導波路（ポスト壁導波路２１５）と、を備え、接続部開口の面積は、第１開口の面積より小さい。この構成により、インピーダンス整合を取ることができ、信号の伝送方向を基板内で９０度変換することができる。
　以上、図面を参照しながら実施の形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかである。そのような変更例または修正例についても、本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、本開示の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態における各構成要素は任意に組み合わされてよい。
　２０２１年９月１７日出願の特願２０２１－１５２０９６の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本開示の一実施例は、高周波信号を伝送する導波路に有用である。
　１０　導波路
　１１　誘電体層
　１２　銅箔層
　１３　ビア
　１４　開口
　１５　積層基板
　５１　電界
　２０　導波路
　２１１　誘電体層
　２１２　銅箔層
　２１３　ビア
　２１４　開口
　２１５　ポスト壁導波路
　２２１　接続部開口
　３０　導波路
　２３１　導体
　２３２　開口
　２４１　誘電体層
　２４２　銅箔層
　２４３　ビア

Claims (8)

  1. 　導波路であって、
    　第１誘電体層と、第１開口を有する複数の第１導体層とが積層された第１積層基板と、
    　前記第１導体層の間を電気的に接続する複数の第１貫通ビアが、前記第１積層基板の面内方向において、前記導波路を伝搬させる電磁波の半波長以下の間隔で直線的に配列された第１貫通ビア群と、
    　前記第１導体層の間を電気的に接続する複数の第２貫通ビアが、前記第１積層基板の面内方向において、前記間隔で直線的に配列された第２貫通ビア群と、
    　を備え、
    　前記導波路は、前記複数の第１貫通ビア及び前記複数の第２貫通ビア以外の貫通ビアを備えず、
    　前記第１貫通ビア群と前記第２貫通ビア群とは、前記第１積層基板の面内方向において、前記第１積層基板の厚み方向に伝搬する信号の電界の方向と直交する方向に配置され、前記第１開口を挟んで対向して配置されている、
    　導波路。
  2. 　前記複数の第１貫通ビア及び前記複数の第２貫通ビアのうちの少なくとも一方は、前記第１積層基板の面内方向において等間隔で配列されている、
    　請求項１に記載の導波路。
  3. 　前記複数の第１貫通ビア及び前記複数の第２貫通ビアのうちの少なくとも一方は、前記第１積層基板の面内方向において不等間隔で配列されている、
    　請求項１に記載の導波路。
  4. 　前記第１開口の形状は長方形であり、
    　前記複数の第１貫通ビアは、前記長方形の一方の長辺を延ばした直線に沿って配列されており、前記複数の第２貫通ビアは、前記長方形の他方の長辺を延ばした直線に沿って配列されている、
    　請求項１に記載の導波路。
  5. 　請求項１に記載の導波路と、
    　第２誘電体層と、第２開口を有する複数の第２導体層とが積層され、前記第２開口の周囲に設けられ前記第２導体層の間を電気的に接続する複数の貫通ビアを有する、前記導波路の上面又は下面に接続された第２積層基板と、
    　を備え、
    　前記第２開口の面積は、前記第１開口の面積より大きい、
    　導波路。
  6. 　請求項１に記載の導波路と、
    　第３開口を有し、前記導波路の上面又は下面に接続された導体と、
    　を備え、
    　前記第３開口の面積は、前記第１開口の面積より大きい、
    　導波路。
  7. 　請求項１に記載の導波路と、
    　接続部開口を有し、前記接続部開口を介して前記導波路の上面又は下面に接続されたポスト壁導波路と、
    　を備え、
    　前記接続部開口の面積は、前記第１開口の面積より小さい、
    　Ｌ字型導波路。
  8. 　前記接続部開口の形状と前記第１開口の形状とは、相似形である、
    　請求項７に記載のＬ字型導波路。
PCT/JP2022/015658 2021-09-17 2022-03-29 導波路 WO2023042466A1 (ja)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JPH10135713A (ja) * 1996-10-31 1998-05-22 Kyocera Corp 積層型導波管線路
JPH10303611A (ja) * 1997-04-22 1998-11-13 Kyocera Corp 高周波用伝送線路の結合構造およびそれを具備する多層配線基板
JP2001156510A (ja) * 1999-11-30 2001-06-08 Kyocera Corp 積層型マジックｔ

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