JP2008083019A - 光電式エンコーダおよびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】移動体の透光領域の幅と受光素子の幅とを確保すると共に、上記移動体の分解能よりも高い分解能の出力信号を得る。
【解決手段】移動体２１の透光領域ＰＺが１ピッチＰ分だけ移動すると、第２論理演算部２６bの出力信号ＯＵＴ２は、第１論理演算部２６aの出力信号ＯＵＴ１に対して４５°の遅れ位相になる。つまり、９０°の位相差を有する移動体２１の分解能の２倍の分解能の出力が得られる。その場合、各受光素子２２a〜２２dの幅は(１/４)Ｐである。したがって、従来の光学式エンコーダのごとく各受光素子の幅が(１/８)Ｐである場合に比して、各受光素子２２a〜２２dの幅を２倍にでき、検出信号の出力強度を増加させてＳ/Ｎ比を改善できる。
【選択図】図１

Description

この発明は、移動体によって透過あるいは反射された光を受光素子で受光して上記移動体の位置,移動速度および移動方向等を検出する光電式エンコーダ、および、それを用いた電子機器に関する。

プリンタ,プロッタ,光学ディスク装置等において、印字ヘッドや光学ヘッドの変位量や変位方向を検出する機構に、光電式エンコーダが使用されている。従来、この種の光電式エンコーダとして、特開昭５９‐４０２５８号公報(特許文献１)に開示された光電式ロータリーエンコーダが知られている。

図１０は、上記特許文献１に開示された光電式ロータリーエンコーダにおける光学部分を示す。図１０において、相対向させて配置された発光部(図示せず)と受光部１の間に、矢印方向に移動する移動体２が配置されている。この移動体２には、移動方向に一定ピッチＰで透光領域(通常はスリット形状をなす)ＰＺと遮光領域ＮＺとが交互に形成されている。受光部１は、移動体２における透光領域ＰＺおよび遮光領域ＮＺの幅(１/２)Ｐの半分(つまり(１/４)Ｐ)の幅を有する４個の受光素子１a,１b,１c,１dが隙間無く並べられて形成されている。

そして、上記受光素子１a,１b,１c,１dから出力される４個の信号(順にＡ＋,Ｂ−,Ａ−,Ｂ＋とする)のうち、信号Ａ＋と信号Ａ−とは比較器(図示せず)に入力されて比較される一方、信号Ｂ＋と信号Ｂ−とは他の比較器(図示せず)に入力されて比較される。そして、互いに９０°だけ位相が異なる２個の出力信号が得られるようになっている。

ところで、光電式ロータリーエンコーダに用いる移動体２の素材として、通常、金属や合成樹脂が用いられる。しかしながら、これらの素材の微細加工には限界があるため、自ずとその分解能にも限界がある。例えばリニアスケールタイプの移動体２を用いた従来の光電式エンコーダをプリンタに適用する場合、３００dpiの分解能を得ようとすると、透光領域ＰＺおよび遮光領域ＮＺの幅(１/２)Ｐは４０μm程度となる。然も、加工に際しての許容誤差は±十数μmとなる。そのために、金属や合成樹脂からなる移動体２を大型のプリンタ用として用いることは、従来は不可能とされていた。

また、上記移動体２の素材としてガラスを用いた場合には、上述した程度の分解能を得ることは可能ではある。しかしながら、ガラスは脆くて壊れやすいために機械的強度を保証する必要があり、コストが格段に高くなるという問題がある。

そこで、上記のような分解能に関する問題を解決するために、実用新案登録第２６０４９８６号公報(特許文献２)に開示された光学式位置エンコーダのごとく、従来から用いられている移動体を用いて、該移動体が有する分解能よりも高い分解能の出力が得られる光学式エンコーダが提案されている。

図１１は、上記特許文献２に開示された光学式位置エンコーダにおける移動体６の透光部ＰＺおよび遮光部ＮＺの領域と、受光部５を構成する８個の受光素子５a〜５hとの配置関係、および、各受光素子５a〜５hの出力信号を演算する信号処理部７の構成を示す。

図１１において、本光学式位置エンコーダは、発光部(図示せず)と、移動方向に一定ピッチＰで透光領域ＰＺと遮光領域ＮＺとが交互に形成された移動体６と、(１/８)Ｐピッチの間隔で移動体６の移動方向に向かって一直線上に隙間無く配列された８個の受光素子５a〜５hで構成された受光部５と、８個の加算器８a〜８h,４個の比較器９a〜９dおよび２個の論理演算部１０a,１０bで構成された信号処理部７と、を備えている。

図１２は、上記信号処理部７における第１比較器９a〜第４比較器９d及び第１,第２論理演算部１０a,１０bの出力信号の波形を示す。但し、横軸は移動体６の変位量である。以下、図１２に従って、信号処理部７の動作について説明する。

図１２(a),図１２(b),図１２(d)および図１２(e)は、上記第１比較器９a〜第４比較器９dの出力信号ＳＣ１〜ＳＣ４を示す。出力信号ＳＣ１に対して、出力信号ＳＣ２は−９０°、出力信号ＳＣ３は−４５°、出力信号ＳＣ４は−１３５°の位相差を有している。

上記第１論理演算部１０a及び上記第２論理演算部１０bは、図１３(a)に示すように、論理積素子１１,否定論理和素子１２および論理和素子１３で構成されており、図１３(b)に示す真理値表から分かるように、入力信号のレベルが共にレベル「Ｈ」あるいはレベル「Ｌ」の場合にはレベル「Ｈ」の出力信号出力し、そうでない場合はレベル「Ｌ」の出力信号を出力する。図１２(c)に、第１論理演算部１０aの出力信号ＯＵＴ１を示す。また、図１２(f)に、第２論理演算部１０bの出力信号ＯＵＴ２を示す。

図１２(c)および図１２(f)に示すように、第１論理演算部１０aおよび第２論理演算部１０bは、移動体６の透光領域ＰＺと遮光領域ＮＺとが受光部５の領域を１ピッチＰ分だけ移動すると、２サイクル分の波形を有する出力信号ＯＵＴ１,ＯＵＴ２を出力する。ここで、透光領域ＰＺと遮光領域ＮＺとの繰り返しの１ピッチＰを３６０°とした場合、第２論理演算部１０bの出力信号ＯＵＴ２は、第１論理演算部１０aの出力信号ＯＵＴ１に対して４５°の遅れ位相になっている。すなわち、９０°の位相差を有している移動体２の分解能の２倍の分解能を有する出力が得られることになる。

ところで、上記光学式位置エンコーダにおける受光素子５a〜５hの微細加工には限界があるため、移動体６の分解能よりも高い分解能の出力を得られるといえども、得られる分解能には限界がある。

例えば、３００dpiのリニアスケールタイプの移動体６から６００dpiの分解能の出力を得ようとする場合には、上記受光素子５a〜５hの配列ピッチは１０.６μmとなる。このように、原理上必要とする受光素子５a〜５hの幅は最大１０.６μmである。ところが、隣接する受光素子間に間隔が無い場合にはクロストークの影響を受け易いため、隣接する受光素子の境界領域に、隣接する受光素子の間を５μm〜１０μmの幅で区切る手段(不感体または遮光マスク等)を形成する必要がある。その結果、６００dpiの分解能の出力を得る場合における受光素子５a〜５hの有効幅は、上記「区切る手段」の幅を５μmとすると５.６μm(１０.６μm−５μm)となり、原理上得られる受光素子幅に対する有効な受光素子幅の割合は５２.８％となってしまう。また、受光素子５a〜５hの幅を細分化するには、より高価な半導体プロセスが必要でもある。

すなわち、上記特許文献２に開示された光学式位置エンコーダにおいては、上記受光素子５a〜５hの幅を微細化する程、原理上得られる受光素子幅に占める有効な受光素子幅が減少する。その結果、出力信号ＯＵＴ１,ＯＵＴ２の出力値が小さくなり、隣接した別チャンネルの信号のクロストークの影響を受け易くなり、検出信号のＳ/Ｎ比の低下につながり、コストも高くなるという問題がある。
特開昭５９‐４０２５８号公報 実用新案登録第２６０４９８６号公報

そこで、この発明の課題は、移動体の透光領域(反射領域)の幅と受光素子の幅とを特性が悪化しないように確保すると共に、上記移動体の分解能よりも高い分解能の出力信号を得ることができる光電式エンコーダ、および、それを用いた電子機器を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の光電式エンコーダは、
発光素子と受光部とを備え、上記発光素子から上記受光部に向かって出射された光を透過あるいは反射する透過反射領域と上記発光素子から出射された光を遮光する遮光領域とを有する移動体を検出する光電式エンコーダにおいて、
上記移動体における上記透過反射領域で透過あるいは反射された上記発光素子からの光を受光する上記受光部は、上記移動体における上記透過反射領域あるいは上記遮光領域の１ピッチＰのＬ倍(Ｌは自然数)の幅の領域内に、連続して併設された２ｎ個(ｎ：ｎ≧２なる整数,Ｌと２ｎとは互いに素)の受光素子で構成され、
上記２ｎ個の受光素子からの出力信号に基づいて、上記透過反射領域および上記遮光領域が上記１ピッチＰ分だけ移動する１周期Ｔ毎に、位相が３６０°/４ｎずつ異なる周期がＴである２ｎ個の矩形波を生成する第１矩形波生成部と、
第１矩形波生成部によって生成された２ｎ個の矩形波に基づいて、上記１周期Ｔ毎に、位相が３６０°/４ｎずつ異なる周期が(１/ｎ)Ｔである２個の矩形波を生成する第２矩形波生成部と
を更に備えたことを特徴としている。

上記構成によれば、上記移動体における上記透過反射領域および上記遮光領域が１ピッチＰ分だけ移動すると、第２矩形波生成部からは、位相が３６０°/４ｎずつ異なる周期が(１/ｎ)Ｔである２個の矩形波が出力される。すなわち、上記移動体の分解能のｎ倍の分解能を有する矩形波が出力されるのである。

したがって、上記移動体の分解能の２倍(ｎ＝２)の分解能を有する出力を得る場合であっても、上記移動体における上記透過反射領域または上記遮光領域の１ピッチＰと同じ幅の領域内に併設される上記受光素子の個数は４個であり、上記受光素子の幅は(１/４)Ｐとなる。その結果、受光素子の幅が(１/８)Ｐである上記特許文献２に開示された光電式位置エンコーダに対して、原理上得られる受光素子幅に対する有効な受光素子幅の割合を大幅に改善することができ、検出信号の出力強度を増加することができ、Ｓ/Ｎ比を改善することができるのである。

また、１実施の形態の光電式エンコーダでは、
上記第１矩形波生成部は、上記２ｎ個の受光素子からの出力信号のうち互いの位相が１８０°異なる出力信号同士を差分増幅し、２ｎ個の差分増幅信号を生成する差分増幅器を含んでいる。

この実施の形態によれば、２ｎ個の受光素子からの出力信号のノイズ成分を効率よく除去することができ、上記受光部によって受光される光が微少であっても、すなわち上記２ｎ個の受光素子からの出力信号が微少であっても、上記出力信号のＳ/Ｎ比を確保することができる。

また、１実施の形態の光電式エンコーダでは、
上記第１矩形波生成部は、
上記２ｎ個の受光素子からの出力信号のうち互いの位相が１８０°異なる出力信号同士を比較して、ｎ個の矩形波を生成する第１比較手段と、
上記２ｎ個の受光素子からの出力信号のうち互いの位相が３６０°/２ｎ異なる出力信号を２ｋ個(ｋ：自然数，ｎ≧２ｋ)ずつ加算して得られる２ｎ個の出力加算信号を比較して、ｎ個の矩形波を生成する第２比較手段と
を、更に備えている。

この実施の形態によれば、上記２ｎ個の受光素子からの出力信号を２ｋ個ずつ加算して得られる２ｎ個の出力加算信号を生成することによって、１周期Ｔ毎に、つまり上記透過反射領域および上記遮光領域が１ピッチＰ分だけ移動する毎に、位相が３６０°/４ｎずつ異なる周期がＴである２ｎ個(つまり上記受光素子の個数)の矩形波を生成することができる。

また、１実施の形態の光電式エンコーダでは、
上記第１矩形波生成手段は、
上記２ｎ個の受光素子からの２ｎ個の出力信号と上記２ｎ個の上記出力加算信号との振幅が略同じになるように、上記出力信号および上記出力加算信号の振幅を補正増幅する補正増幅器を備えている。

この実施の形態によれば、矩形波を生成する第１比較手段と第２比較手段とへの入力信号の振幅の偏りを低減し、第１比較手段からの矩形波出力および第２比較手段からの矩形波出力の位相特性を改善することができる。

また、１実施の形態の光電式エンコーダでは、
上記受光部は、上記移動体における上記透過反射領域あるいは上記遮光領域の複数ピッチと同じ幅の領域内に連続して併設された受光素子で構成されており、
上記移動体の移動による入射光の変調周期において同一の位相を有する受光素子の出力同士を接続する接続部を備えている。

この実施の形態によれば、上記移動体の移動による入射光の変調周期において同一の位相を有する受光素子の出力同士を接続することによって、上記接続された受光素子からの出力信号は加算される。したがって上記受光部からの出力信号の増大を図ることができ、Ｓ/Ｎ比の向上を図ることができる。

また、１実施の形態の光電式エンコーダでは、
上記整数ｎの値は２である。

この実施の形態によれば、
上記構成の光電式エンコーダによれば、例えば、従来と同じ３００dpiの移動体と従来と同じ(１/４)Ｐの幅の受光素子とを用いても、６００dpiの分解能を得ることができる。したがって、上記受光素子の幅を狭くする必要が無く、原理上得られる受光素子幅に対する有効な受光素子幅の割合、延いてはＳ/Ｎ比の低下を抑制することができる。

また、この発明の電子機器は、
上記この発明の光電式エンコーダを備えた
ことを特徴としている。

上記構成によれば、上記移動体の分解能の整数倍の分解能を得ることができ、しかも高Ｓ/Ｎ比を得ることができる光電式エンコーダを備えているので、上記移動体の変位量や変位方向を精度良く検出することができる。したがって、その検出結果を用いて適切な動作をすることができる。

以上より明らかなように、この発明の光電式エンコーダは、移動体の分解能のｎ倍(ｎ：ｎ≧２なる整数)の出力を得る際に、受光部を、２ｎ個の受光素子を、上記移動体の透過反射領域/遮光領域の配列ピッチＰの(１/２ｎ)倍のピッチで配列して構成したので、上記受光素子の配列ピッチを、上記特許文献２に開示された光電式エンコーダにおける受光素子の配列ピッチの２倍にすることでき、必要な受光素子の数を１/２にすることができる。

したがって、隣接する上記受光素子の間を不感体あるいは遮光マスク等で区切った場合の有効な受光素子幅を大きく確保することができる。その結果、総受光面積を増大させ、検出信号の出力強度を増加させ、以てＳ/Ｎ比を改善することができる。

また、上記整数ｎの値を２とすれば、従来と同じ３００dpiの移動体と従来と同じ(１/４)Ｐの幅の受光素子とを用いても、２倍の分解能を得ることができる。その場合、上記受光素子の配列ピッチを上記特許文献２に開示された光電式エンコーダにおける受光素子の配列ピッチの２倍にしているので、コストダウンが可能になる。

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

・第１実施の形態
図１は、本実施の形態の光電式エンコーダにおける概略構成を示し、移動体２１の透光部ＰＺおよび遮光部ＮＺの領域と受光部２２を構成する４個の受光素子２２a〜２２dとの配置関係、および、各受光素子２２a〜２２dの出力信号を演算する信号処理部２３の構成を示す。

図１に示すように、本光学式エンコーダは、発光部(図示せず)と、移動方向に一定ピッチＰで透光領域ＰＺと遮光領域ＮＺとが交互に形成された移動体２１と、(１/４)Ｐピッチ（(Ｌ/２ｎ)Ｐ(但しＬ＝１,ｎ＝２)）の間隔で移動体２の移動方向に向かって一直線上に隙間無く配列された４個（２ｎ個(但しｎ＝２)）の受光素子２２a〜２２dで構成された受光部２２と、増幅器２７,４個の信号分配器２８a〜２８d(以下、信号分配器２８と総称する),４個の加算器２４a〜２４d(以下、加算器２４と総称する),４個の比較器２５a〜２５d(以下、比較器２５と総称する)および２個の論理演算部２６a,２６bで構成された信号処理部２３と、を備えている。

上記信号処理部２３における増幅器２７には、４個の受光素子２２a〜２２dからの光電流が入力されて出力信号Ａ１＋,Ａ２−,Ａ１−,Ａ２＋に増幅される。また、信号分配器２８a〜２８dには、増幅器２７からの出力信号Ａ１＋,Ａ２−,Ａ１−,Ａ２＋が入力される。ここで、信号分配器２８a〜２８dは、例えばカレントミラー回路によって構成されており、入力信号と同じ信号が出力信号として出力される。そして、信号分配器２８a〜２８dからの出力信号Ａ１＋,Ａ２−,Ａ１−,Ａ２＋は、加算器２４a〜２４dと比較器２５a,２５bとに入力される。

上記第１加算器２４aには、２つの受光素子２２a,２２dからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ１＋,Ａ２＋)が入力される。また、第２加算器２４bには、２つの受光素子２２b,２２cからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ２−,Ａ１−)が入力される。また、第３加算器２４cには、２つの受光素子２２c,２２dからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ１−,Ａ２＋)が入力される。また、第４加算器２４dには、２つの受光素子２２a,２２bからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ１＋,Ａ２−)が入力される。一方、第１比較器２５aには、２つの受光素子２２a,２２cからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ１＋,Ａ１−)が入力される。また、第２比較器２５bには、２つの受光素子２２b,２２dからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ２−,Ａ２＋)が入力される。

上記第３比較器２５cには、上記第１加算器２４aと第２加算器２４bとで生成された出力加算信号(Ｂ１＋(＝「Ａ１＋」＋「Ａ２＋」),Ｂ１−(＝「Ａ２−」＋「Ａ１−」))が入力される。また、第４比較器２５dには、第３加算器２４cと第４加算器２４dとで生成された出力加算信号(Ｂ２＋(＝「Ａ１−」＋「Ａ２＋」),Ｂ２−(＝「Ａ１＋」＋「Ａ２−」))が入力される。

図２には、上記第１比較器２５aの入出力信号と、第２比較器２５bの入出力信号と、第１論理演算部２６aの出力信号と、第３比較器２５cの入出力信号と、第４比較器２５dの入出力信号と、第２論理演算部２６bの出力信号と、の波形を示す。但し、横軸は、移動体２１の変位量である。以下、図２に従って、信号処理部２３の動作について説明する。

図２(a),図２(c),図２(f)及び図２(h)に、上記各比較器２５への入力信号(つまり、各信号分配器２８および各加算器２４の出力信号)の変化を示す。図２(a),図２(c),図２(f)及び図２(h)に示すように、出力信号Ａ１−,Ａ２−は出力信号Ａ１＋,Ａ２＋に対して、出力加算信号Ｂ１−,Ｂ２−は出力加算信号Ｂ１＋,Ｂ２＋に対して１８０°だけ位相が遅れている。また、出力信号Ａ２＋は出力信号Ａ１＋に対して、出力加算信号Ｂ２＋は出力加算信号Ｂ１＋に対して９０°だけ位相が遅れている。

また、上記出力加算信号Ｂ１＋,Ｂ１−,Ｂ２＋,Ｂ２−の振幅は、出力信号Ａ１＋,Ａ１−,Ａ２＋,Ａ２−の振幅の２倍になっている。

上記第１比較器２５aは、図２(a)および図２(b)に示すように、出力信号Ａ１＋と出力信号Ａ１−とを比較し、出力信号Ａ１＋が出力信号Ａ１−よりも大きい期間だけ、レベル「Ｈ」の信号を出力する。第２比較器２５bは、図２(c)および図２(d)に示すように、出力信号Ａ２＋と出力信号Ａ２−とを比較し、出力信号Ａ２＋が出力信号Ａ２−よりも大きい期間だけレベル「Ｈ」の信号を出力する。第３比較器２５cは、図２(f)および図２(g)に示すように、出力信号Ｂ１＋と出力信号Ｂ１−とを比較し、出力信号Ｂ１＋が出力信号Ｂ１−よりも大きい期間だけレベル「Ｈ」の信号を出力する。第４比較器２５dは、図２(h)および図２(i)に示すように、出力信号Ｂ２＋と出力信号Ｂ２−とを比較し、出力信号Ｂ２＋が出力信号Ｂ２−よりも大きい期間だけレベル「Ｈ」の信号を出力する。

図２(b),図２(d),図２(g)および図２(i)に、上記第１比較器２５a〜第４比較器２５dからの出力信号ＣＰ１〜ＣＰ４の変化を示す。図２(b),図２(d),図２(g)および図２(i)に示すように、出力信号ＣＰ２,ＣＰ４は、夫々出力信号ＣＰ１,ＣＰ３に対して９０°だけ位相が遅れている。また、出力信号ＣＰ３,ＣＰ４は、夫々出力信号ＣＰ１,ＣＰ２に対して４５°だけ位相が遅れている。

すなわち、４個(２ｎ個(但しｎ＝２))の上記受光素子２２a〜２２dの出力から、１周期Ｔ毎に、つまり透光領域ＰＺと遮光領域ＮＺとが１ピッチＰ分だけ移動する毎に、位相が４５°(３６０°/４ｎ：ｎ＝２)ずつ異なる、周期Ｔの４個(２ｎ個：ｎ＝２)の矩形波が生成されるのである。すなわち、本実施の形態においては、増幅器２７,第１信号分配器２８a〜第４信号分配器２８d,第１加算器２４a〜第４加算器２４dおよび第１比較器２５a〜第４比較器２５dによって、第１矩形波生成部２９を構成するのである。

言換えると、上記第１矩形波生成部２９は、４個(２ｎ個：ｎ＝２)の受光素子２２a〜２５dの出力信号を比較して、位相が９０°(３６０°/２ｎ：ｎ＝２)ずつ異なる周期Ｔの２個(ｎ個：ｎ＝２)の矩形波を生成する第１比較手段(第１,第２比較器２５a,２５b)と、４個(２ｎ個：ｎ＝２)の受光素子２２a〜２５dの出力信号を２個(２ｋ個：ｋ＝１)ずつ加算して得られる４つ出力加算信号を比較して、位相が９０°(３６０°/２ｎ：ｎ＝２)ずつ異なると共に、上記第１比較手段の出力信号に対して位相が４５°(３６０°/４ｎ：ｎ＝２)異なる周期Ｔの２個(ｎ個：ｎ＝２)の矩形波を生成する第２比較手段(第３,第４比較器２５c,２５d)、とによって構成されるのである。

上記第１論理演算部２６aは、第１比較器２５aの出力信号ＣＰ１が表す論理値と第２比較器２５bの出力信号ＣＰ２が表す論理値との排他的論理和(ＥＸＯＲ)をとる排他的論理和回路から構成される。同様に、第２論理演算部２６bは、第３比較器２５cの出力信号ＣＰ３が表す論理値と第４比較器２５dの出力信号ＣＰ４が表す論理値との排他的論理和をとる排他的論理和回路から構成される。図２(e)および図２(j)に、第１,第２論理演算部２６a,２６bの出力信号ＯＵＴ１,ＯＵＴ２の変化を示す。

図２(e)および図２(j)に示すように、上記第１,第２論理演算部２６a,２６bは、移動体２１の透光領域ＰＺおよび遮光領域ＮＺが受光部２２の領域を１ピッチＰ分だけ移動すると、２サイクル分の波形の信号を出力する。そして、第２論理演算部２６bからの出力信号ＯＵＴ２は、透光領域ＰＺと遮光領域ＮＺとの繰り返しの１ピッチＰを３６０°とした場合に、第１論理演算部２６aからの出力信号ＯＵＴ１に対して４５°の遅れ位相になっている。すなわち、本実施の形態においては、第１,第２論理演算部２６a,２６bによって第２矩形波生成部３０を構成するのである。

尚、上記第１,第２論理演算部２６a,２６bを構成している排他的論理和回路に代えて、例えば、排他的論理積回路や排他的非論理和回路、あるいは、排他的非論理積等、を用いることによって、上記出力信号ＯＵＴ１,ＯＵＴ２を生成するようにしてもよい。尚、上記排他的論理和回路は、入力信号の真理値が「真」である信号数が奇数の期間だけレベル「Ｈ」の信号を出力するものであるから、入力信号の数は「２」に限定されるものではない。

以上のごとく、本実施の形態によれば、移動体２１の分解能の２倍(ｎ倍(但しｎ＝２))の分解能を有する出力が得られることになる。

その場合、上記移動体２１の透光領域ＰＺおよび遮光領域ＮＺの配列ピッチの１ピッチＰと同じ幅の範囲に４個の受光素子２２a〜２２dが隙間無く並べられており、各受光素子２２a〜２２dの幅は(１/４)Ｐである。したがって、移動体２１の分解能の２倍の分解能を得るに際して、上記特許文献２に開示された光学式位置エンコーダの場合のように、移動体６の透光領域ＰＺおよび遮光領域ＮＺの配列ピッチの１ピッチＰの範囲に８個の受光素子５a〜５hが隙間無く並べられて、各受光素子５の幅が(１/８)Ｐである場合に比較して、各受光素子２２a〜２２dの幅を２倍にすることができる。

したがって、本実施の形態においては、３００dpiのリニアスケールタイプの移動体２１から、６００dpiの分解能を得ようとする場合には、受光素子２２a〜２２dの配列ピッチは２１.２μm(上記特許文献２の場合における１０.６μmの２倍)となり、隣接する受光素子の間を区切る手段の幅を５μmとすると、有効な受光素子幅は１６.２μm(２１.２μm−５μm)となる。すなわち、原理上得られる受光素子幅に対する有効な受光素子幅の割合は７６.４％となり、上記特許文献２に開示された光電式位置エンコーダにおける原理上得られる受光素子幅に対する有効な受光素子幅の割合５２.８％に比して、大幅に改善されるのである。

また、本実施の形態における４個の受光素子２２a〜２２dの総有効受光面積は１６.２μm×４×受光素子長(μm)＝６４.７×受光素子長(μm²)である。これに対して、特許文献２に開示された光電式位置エンコーダの場合における総有効受光面積は、５.６μm×８×受光素子長(μm)＝４４.８×受光素子長(μm²)である。したがって、上記特許文献２に開示された光電式位置エンコーダの場合に比して検出信号の出力強度を増加することができ、Ｓ/Ｎ比を改善することができるのである。

また、上記特許文献２に開示された光電式エンコーダの受光部に、本実施の形態における信号処理部２３を接続すれば、上記特許文献２に開示された光電式エンコーダによって得られる分解能の２倍の分解能を有する出力を得ることができるとも言える。

・第２実施の形態
図３は、本実施の形態の光電式エンコーダにおける概略構成を示す。この光電式エンコーダは、受光部３１以外は図１に示す上記第１実施の形態における光電式エンコーダの場合と同じであるため、図１と同じ番号を付して詳細な説明は省略する。尚、本実施の形態は、主に請求項５に記載の内容を説明するものである。

上記受光部３１は、(１/４)Ｐピッチ((Ｌ/２ｎ)Ｐ(但しＬ＝１,ｎ＝２))の間隔で移動体２の移動方向に向かって一直線上に隙間無く配列された８個の受光素子３１a〜３１hで構成されている。つまり、図１に示す上記第１実施の形態の光電式エンコーダの場合における受光部２２を２組並べた構成を有しているのである。この場合、受光素子３１e〜３１hは、図１に示す光電式エンコーダの場合における受光素子２２a〜２２d(つまり、受光素子３１a〜３１d)と全く同様に機能する。そのため、受光素子３１e〜３１hを、受光素子３１a〜３１dと並列に接続することによって、受光部３１からの出力信号の増大を図ることができ、Ｓ/Ｎ比の向上を図ることができるのである。

・第３実施の形態
図４は、本実施の形態の光電式エンコーダにおける概略構成を示す。この光電式エンコーダは、図１に示す上記第１実施の形態における光電式エンコーダの信号処理部２３に、さらに他の回路を付加した構成を有している。

本光電式エンコーダにおける信号処理部２３においては、図１に示す上記第１実施の形態の信号処理部２３における信号分配器２８a〜２８dと第１,第２比較器２５a,２５bとの間に、第１,第２補正増幅器４１a,４１bを配置し、加算器２４a〜２４dと第３,第４比較器２５c,２５dとの間に、第３,第４補正増幅器４１c,４１d(以下、補正増幅器４１と総称する)を配置している。その他は、上記第１実施の形態における光電式エンコーダの場合と同じであるため、図１と同一箇所には図１と同じ番号を付して詳細な説明は省略する。

すなわち、本実施の形態においては、上記増幅器２７,第１信号分配器２８a〜第４信号分配器２８d,第１加算器２４a〜第４加算器２４d,第１補正増幅器４１a〜第４補正増幅器４１dおよび第１比較器２５a〜第４比較器２５dによって、第１矩形波生成部４２を構成するのである。尚、本実施の形態は、主に請求項４に記載の内容を説明するものである。

上記第１補正増幅器４１aには、２つの受光素子２２a,２２cからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ１＋,Ａ１−)(波形を図２(a)に示す)が入力され、Ｇ１倍に増幅された補正増幅信号(Ｇ１×(Ａ１＋)，Ｇ１×(Ａ１−))を第１比較器２５aに出力する。また、第２補正増幅器４１bには、２つの受光素子２２b,２２dからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ２−,Ａ２＋)(波形を図２(c)に示す)が入力され、Ｇ１倍に増幅された補正増幅信号(Ｇ１×(Ａ２−)，Ｇ１×(Ａ２＋))を第２比較器２５bに出力する。

これに対して、上記第３補正増幅器４１cには、第１加算器２４aと第２加算器２４bとで生成された出力加算信号(Ｂ１＋（＝「Ａ１＋」＋「Ａ２＋」)，Ｂ１−（＝「Ａ２−」＋「Ａ１−」))(波形を図２(f)に示す)が入力され、Ｇ２倍に増幅した補正増幅信号(Ｇ２×(Ｂ１＋),Ｇ２×(Ｂ１−))を第３比較器２５cに出力する。また、第４補正増幅器４１dには、第３加算器２４cと第４加算器２４dとで生成された出力加算信号(Ｂ２＋（＝「Ａ１−」＋「Ａ２＋」)，Ｂ２−（＝「Ａ１＋」＋「Ａ２−」))(波形を図２(h)に示す)が入力され、Ｇ２倍に増幅した補正増幅信号(Ｇ２×(Ｂ２＋)，Ｇ２×(Ｂ２−))を第４比較器２５dに出力する。

上記各補正増幅器４１a〜４１dにおける増幅率Ｇ１,Ｇ２は、比較器２５への入力信号の振幅が上記第１実施の形態における光電式エンコーダの場合と略等しくなるように設定することが望ましい。上記第１実施の形態の光電式エンコーダにおける信号処理部２３においては、図２(a),図２(c),図２(f)および図２(h)に示するように、出力加算信号Ｂ１＋,Ｂ１−,Ｂ２＋,Ｂ２−の振幅は出力信号Ａ１＋,Ａ１−,Ａ２＋,Ａ２−の振幅の２倍になっている。そのために、本実施の形態においては、増幅率Ｇ１と増幅率Ｇ２との増幅率比Ｇ１：Ｇ２を２：１に設定するのである。

尚、上記増幅率比Ｇ１：Ｇ２の値は、上記出力信号Ａ１＋,Ａ１−,Ａ２＋,Ａ２−と出力加算信号Ｂ１＋,Ｂ１−,Ｂ２＋,Ｂ２−との振幅によって調整されるべき値であって、上記２：１に限定されるものではない。

以上のごとく、本実施の形態の光電式エンコーダによれば、上記比較器２５への入力信号の振幅の偏りを低減することができる。したがって、上記第１比較手段(第１,第２比較器２５a,２５b)からの矩形の出力信号ＣＰ１,ＣＰ２の出力と、第２比較手段(第３,第４比較器２５c,２５d)からの矩形の出力信号ＣＰ３,ＣＰ４の出力との、位相特性を改善することができるのである。

・第４実施の形態
図５は、本実施の形態の光電式エンコーダにおける概略構成を示す。この光電式エンコーダは、図１に示す上記第１実施の形態における光電式エンコーダの信号処理部２３に、さらに上記第３実施の形他の場合とは異なる他の回路を付加した構成を有している。

本光電式エンコーダにおける信号処理部２３においては、図１に示す上記第１実施の形態の信号処理部２３における増幅器２７と信号分配器２８との間に、第１,第２差動増幅器５１,５２を配置している。その他は、上記第１実施の形態における光電式エンコーダの場合と同じであるため、図１と同一箇所には図１と同じ番号を付して詳細な説明は省略する。

すなわち、本実施の形態においては、上記増幅器２７,第１差動増幅器５１,第２差動増幅器５２,第１信号分配器２８a〜第４信号分配器２８d,第１加算器２４a〜第４加算器２４dおよび第１比較器２５a〜第４比較器２５dによって、第１矩形波生成部５３を構成するのである。尚、本実施の形態は、主に請求項２に記載の内容を説明するものである。

上記第１差動増幅器５１には、２つの受光素子２２a,２２cからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ１＋,Ａ１−)(波形を図２(a)に示す)が入力される。そして、差動増幅信号((Ａ１＋)−(Ａ１−))を第１信号分配器２８aに出力する一方、差動増幅信号((Ａ１−)−(Ａ１＋))を第３信号分配器２８cに出力する。また、第２差動増幅器５２には、２つの受光素子２２b,２２dからの光電流が増幅器２７によって増幅された出力信号(Ａ２−,Ａ２＋)(波形を図２(c)に示す)が入力される。そして、差動増幅信号((Ａ２−)−(Ａ２＋))を第２信号分配器２８bに出力する一方、差動増幅信号((Ａ２＋)−(Ａ２−))を第４信号分配器２８dに出力する。

上記第１差動増幅器５１は、例えば、図６に示すように、２つのトランジスタ５４,５５のエミッタ端子同士が接続されると共に、定電流源５８を介して接地されている。さらに、トランジスタ５４,５５のコレクタ端子は、抵抗５６,５７を介してバイアスされている。そして、トランジスタ５４,５５のベース端子には、増幅器２７の出力端子のうち互いの位相が１８０°異なる２つの出力信号Ａ１＋,Ａ１−の出力端子に接続されている。同様に、第２差動増幅器５２は、例えば、図７に示すように、２つのトランジスタ５９,６０のエミッタ端子同士が接続されると共に、定電流源６３を介して接地されている。また、トランジスタ５９,６０のコレクタ端子は、抵抗６１,６２を介してバイアスされている。そして、トランジスタ５９,６０のベース端子には、増幅器２７の出力端子のうち互いの位相が１８０°異なる２つの出力信号Ａ２＋,Ａ２−の出力端子に接続されている。

上記第１,第２差動増幅器５１,５２の構成を取ることによって、第１差動増幅器５１からは、差動増幅信号(Ａ１＋)−(Ａ１−)と差動増幅信号(Ａ１−)−(Ａ１＋)とが生成される。また、第２差動増幅器５２からは、差動増幅信号(Ａ２＋)−(Ａ２−)と差動増幅信号(Ａ２−)−(Ａ２＋)とが生成されるのである。

図８には、上記第１差動増幅器５１への入力信号と、上記第１比較器２５aの入出力信号と、第２差動増幅器５２への入力信号と、第２比較器２５bの入出力信号と、第１論理演算部２６aの出力信号と、の波形を示す。また、図９には、第３比較器２５cの入出力信号と、第４比較器２５dの入出力信号と、第２論理演算部２６bの出力信号と、の波形を示す。但し、横軸は、移動体２１の変位量である。以下、図８および図９に従って、信号処理部２３の動作について説明する。

図８(a)および図８(d)に、上記第１,第２差動増幅器５１,５２への入力信号の変化を示す。各入力信号の波形は、第１実施の形態において図２(a)に示す第１比較器２５aへの入力信号および図２(c)に示す第２比較器２５bへの入力信号と(つまり、増幅器２７の出力信号と)同一波形である。本実施の形態によれば、図８(a),図８(b),図８(d),図８(e),図９(h)および図９(j)に示すように、各差動増幅器５１,５２および各比較器２５a〜２５dへの入力信号の位相関係を変化させることがなく、比較器２５への入力信号のＳ/Ｎ比の向上を図ることができるのである。尚、比較器２５以降の動作は、上記第１実施の形態において説明した通りである。

以上のごとく、本実施の形態によれば、上記第１差動増幅器５１によって、受光素子２２a,２２cの出力信号(Ａ１＋,Ａ１−)の差分増幅を行い、第２差動増幅器５２によって、受光素子２２b,２２dの出力信号(Ａ２−,Ａ２＋)の差分増幅を行い、各加算器２４a〜２４dおよび各比較器２５a〜２５dは、上記差分増幅結果を用いて上記加算および上記比較演算を行うようにしている。したがって、各受光素子２２a〜２２dからの出力信号のノイズ成分を効率よく除去することができ、各受光素子２２a〜２２dが受光する光が微少であっても、すなわち各受光素子２２a〜２２dが出力する光電流が微少であっても、高いＳ/Ｎ比を確保することができるのである。

尚、上記各実施形態においてはＬ＝１,ｎ＝２として説明したが、各受光素子２２a〜２２dの配列ピッチを(Ｌ/２ｎ)×Ｐ(ｎ：ｎ≧２なる整数，Ｌ：自然数，Ｌと２ｎとは互いに素)とすれば、移動体２１の分解能のｎ倍(ｎ：ｎ≧２なる整数)の分解能を有する出力を得ることが可能であることは言うまでもない。

上述したように、上記各実施の形態によれば、例えば３００dpiのリニアスケールタイプの移動体２１から６００dpiの分解能を得る場合であっても、検出信号の出力強度を増加して高いＳ/Ｎ比を得ることができる。したがって、上記各実施の形態における光学式エンコーダは、プリンタ,プロッタ,光学ディスク装置等において、印字ヘッドや光学ヘッドの変位量や変位方向を検出する機構に用いるのに好適なのである。

尚、上記各実施の形態においては、光透過型の光電式エンコーダを例に上げて説明したが、当然ながら、この発明はそれに限定されるものではない。この発明は、光反射型の光電式エンコーダに関しても、同様に適用できる。

この発明の第１実施の形態における光電式エンコーダの概略構成を示す図である。 図１における各比較器の入出力信号と各論理演算部の出力信号との波形を示す図である。 この発明の第２実施の形態における光電式エンコーダの概略構成を示す図である。 この発明の第３実施の形態における光電式エンコーダの概略構成を示す図である。 この発明の第４実施の形態における光電式エンコーダの概略構成を示す図である。 図５における第１差動増幅器の構成を示す回路図である。 図５における第２差動増幅器の構成を示す回路図である。 図５における第１,第２差動増幅器への入力信号と第１,第２比較器の入出力信号と第１論理演算部の出力信号との波形を示す図である。 図５における第３,第４比較器の入出力信号と第２論理演算部の出力信号との波形を示す図である。 従来の光電式ロータリーエンコーダにおける光学部分を示す図である。 図１０とは異なる従来の光学式位置エンコーダにおける概略構成を示す図である。 図１１における各比較器及び各論理演算部の出力信号の波形を示す図である。 図１１における各論理演算部の構成を示す回路図である。

符号の説明

２１…移動体、
２２,３１…受光部、
２２a〜２２d,３１a〜３１h…受光素子、
２３…信号処理部、
２４a〜２４d…加算器、
２５a〜２５d…比較器、
２６a,２６b…論理演算部、
２７…増幅器、
２８a〜２８d…信号分配器、
２９,４２,５３…第１矩形波生成部、
３０…第２矩形波生成部、
４１a〜４１d…補正増幅器、
５１,５２…差動増幅器、
５４,５５,５９,６０…トランジスタ、
５６,５７,６１,６２…抵抗、
５８,６３…定電流源、
ＰＺ…透光部、
ＮＺ…遮光部。

Claims (7)

1. 発光素子と受光部とを備え、上記発光素子から上記受光部に向かって出射された光を透過あるいは反射する透過反射領域と上記発光素子から出射された光を遮光する遮光領域とを有する移動体を検出する光電式エンコーダにおいて、
   上記移動体における上記透過反射領域で透過あるいは反射された上記発光素子からの光を受光する上記受光部は、上記移動体における上記透過反射領域あるいは上記遮光領域の１ピッチＰのＬ倍(Ｌは自然数)の幅の領域内に、連続して併設された２ｎ個(ｎ：ｎ≧２なる整数,Ｌと２ｎとは互いに素)の受光素子で構成され、
   上記２ｎ個の受光素子からの出力信号に基づいて、上記透過反射領域および上記遮光領域が上記１ピッチＰ分だけ移動する１周期Ｔ毎に、位相が３６０°/４ｎずつ異なる周期がＴである２ｎ個の矩形波を生成する第１矩形波生成部と、
   第１矩形波生成部によって生成された２ｎ個の矩形波に基づいて、上記１周期Ｔ毎に、位相が３６０°/４ｎずつ異なる周期が(１/ｎ)Ｔである２個の矩形波を生成する第２矩形波生成部と
   を更に備えたことを特徴とする光電式エンコーダ。
2. 請求項１に記載の光電式エンコーダにおいて、
   上記第１矩形波生成部は、上記２ｎ個の受光素子からの出力信号のうち互いの位相が１８０°異なる出力信号同士を差分増幅し、２ｎ個の差分増幅信号を生成する差分増幅器を含む
   ことを特徴とする光電式エンコーダ。
3. 請求項１あるいは請求項２に記載の光電式エンコーダにおいて、
   上記第１矩形波生成部は、
   上記２ｎ個の受光素子からの出力信号のうち互いの位相が１８０°異なる出力信号同士を比較して、ｎ個の矩形波を生成する第１比較手段と、
   上記２ｎ個の受光素子からの出力信号のうち互いの位相が３６０°/２ｎ異なる出力信号を２ｋ個(ｋ：自然数，ｎ≧２ｋ)ずつ加算して得られる２ｎ個の出力加算信号を比較して、ｎ個の矩形波を生成する第２比較手段と
   を、更に備えたことを特徴とする光電式エンコーダ。
4. 請求項３に記載の光電式エンコーダにおいて、
   上記第１矩形波生成手段は、
   上記２ｎ個の受光素子からの２ｎ個の出力信号と上記２ｎ個の上記出力加算信号との振幅が略同じになるように、上記出力信号および上記出力加算信号の振幅を補正増幅する補正増幅器を備えた
   ことを特徴とする光電子式エンコーダ。
5. 請求項１乃至請求項４の何れか一つに記載の光電式エンコーダにおいて、
   上記受光部は、上記移動体における上記透過反射領域あるいは上記遮光領域の複数ピッチと同じ幅の領域内に連続して併設された受光素子で構成されており、
   上記移動体の移動による入射光の変調周期において同一の位相を有する受光素子の出力同士を接続する接続部を備えた
   ことを特徴とする光電式エンコーダ。
6. 請求項１に記載の光電式エンコーダにおいて、
   上記整数ｎの値は２である
   ことを特徴とする光電式エンコーダ。
7. 請求項１乃至請求項６の何れか一つに記載の光電式エンコーダを備えた
   ことを特徴とする電子機器。

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