JP5153508B2 - 光学式エンコーダおよび電子機器 - Google Patents

Description

この発明は、受光素子を用いて移動体の位置、移動速度、移動方向等を検出する光学式エンコーダに関し、一例として特に複写機、プリンターなどの印刷機器、ＦＡ(ファクトリオートメーション)機器等に用いると好適である光学式エンコーダに関する。

従来、回転軸の回転変位に基づきパルス信号を発生する手段を有し、上記パルス信号の振幅を少なくとも３レベルに変化させて１系統の信号線で出力可能であり、このパルス信号の振幅レベル変化の発生順序により回転方向を検出し、上記パルス信号の発生回数により基準位置を検出するパルスエンコーダが特許文献１(実開昭６１−８０４０７号公報)で提案されている。

また、特許文献２(特開昭６２−２０４１２２号公報)では、三角形状のスリットを数珠繋ぎに同心円状に配置されたスリットを透過した透過光から得られる鋸歯状波形を利用して、１系統の検出回路で回転方向と回転角度の検出を可能にする回転検出装置が示されている。

ところで、特許文献１(実開昭６１−８０４０７号公報)のパルスエンコーダでは、パルス信号の振幅を３つのレベルに変えて受光信号を出力し、かつ、回転方向を検出できるエンコーダとある。このため、上記受光信号をデジタル信号として検出した場合、３周期に１度しか回転方向を検出ができないので、検出精度が悪い。さらに、上記受光信号をデジタル信号として後段回路に入力する際は１/０信号である必要がある。したがって、上記受光信号を後段回路に入力する際には、回転方向検知のために３つの出力成分に分解する必要がある。よって、上記受光信号を３つの出力成分に分解する分だけ回路規模が大きくなる。

また、特許文献２(特開昭６２−２０４１２２号公報)の回転検出装置では、三角形状のスリットを利用して鋸歯状波形の信号を生成するので、発光素子−受光素子間のＳＮ変動を利用することとなり、光学ばらつきに大きく依存することとなって、信頼性が確保できない。
実開昭６１−８０４０７号公報 特開昭６２−２０４１２２号公報

そこで、この発明の課題は、検出信号を１系統の信号線で出力可能であり、かつ、高精度な相対位置情報と移動方向を検出でき、小型化に最適な光学式エンコーダを提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の光学式エンコーダは、発光部と、
上記発光部からの光が到達し得る領域に一方向に並べて配置されている複数の受光素子を有する受光部と、
上記受光素子に対応する位置を通過するときに上記光が上記受光素子に入射する状態にする光オン部および上記受光素子に対応する位置を通過するときに上記光が上記受光素子に入射しない状態にする光オフ部を夫々複数有すると共に上記一方向に移動するときに上記光オン部と光オフ部が上記受光素子に対応する位置を交互に通過する移動体と、
上記複数の受光素子から上記移動体の相対位置情報と移動方向が検出可能になるように位相が異なる複数の受光信号が入力されて、この複数の受光信号に対してＡＤ変換するＡＤ変換部と、
上記ＡＤ変換部でＡＤ変換された複数の受光信号に対して論理和演算処理を含む信号処理を行って、上記移動体の移動情報を表す検出信号を一系統の信号線で出力する受光信号処理部と
を備え、
上記検出信号は、
１つ以上の振幅区間の信号成分の論理値、または、互いに重ならない複数の振幅区間の信号成分を論理演算した論理値の少なくとも一方が、上記ＡＤ変換された受光信号の論理値に一致していて、
上記検出信号の上記信号成分に基づいて、上記移動体の相対位置情報と移動方向とが検出されることを特徴としている。

この発明によれば、上記受光信号処理部が出力する検出信号は、予め定められた振幅区間の信号成分の論理値、または、互いに重ならない複数の振幅区間の信号成分を論理演算した論理値の少なくとも一方が、上記ＡＤ変換された受光信号の論理値に一致している。

したがって、この発明によれば、上記受光信号処理部が１系統の信号線から出力できる上記検出信号から、上記論理演算処理をする前の受光信号を容易に再生できる。よって、この発明によれば、高精度な相対位置情報と移動方向を検出でき、小型化に最適な光学式エンコーダを実現できる。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記検出信号は、
１周期の区間の波形が、２分の１周期を表す直線に対して非線対称である。

この実施形態によれば、上記検出信号が、１周期の区間の波形において、２分の１周期を表す直線に対して非線対称であることで、移動体の移動方向を検出可能となる。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記検出信号は、電位差が同じである複数の振幅区間の信号成分を含んでいる。

この実施形態によれば、上記複数の振幅区間の電位差が同じであるので、各振幅区間の信号成分は、外乱ノイズに対して均一に変動する。よって、ノイズの影響を軽減できる。また、１系統出力信号となる上記検出信号を、上記複数の受光信号に分解する際の論理演算も容易になる。さらに、上記検出信号の中心電圧に対して、上記検出信号が同一の電位差で変化することが可能となるから、受光信号処理部の構成を簡易化できる。例えば、オペアンプの必要個数を削減できる。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記検出信号は、１周期の区間の波形が、２分の１周期を表す直線と中心電圧を表す直線との交点に対して点対象である。

この実施形態によれば、上記検出信号において、上記交点に対する位相の前後のすべての箇所で移動方向の検知が可能となるので、より高精度の移動検出が可能となる。

また、一参考例の光学式エンコーダでは、上記ＡＤ変換部は、
上記複数の受光素子から周波数が異なる複数の受光信号が入力されて、この周波数が異なる複数の受光信号をＡＤ変換し、
上記検出信号は、
１つ以上の振幅区間の信号成分の論理値、または、互いに重ならない複数の振幅区間の信号成分を論理演算した論理値が、上記ＡＤ変換された周波数の異なる複数の受光信号の論理値のそれぞれに一致している。

この参考例によれば、上記検出信号は、周波数の異なる複数の信号成分を有することとなる。この周波数の異なる複数の信号成分により、例えば、移動体の２次元方向あるいは３次元方向の移動方向の検出が可能となる。また、移動体の移動速度に応じて、検出に用いる信号成分の周波数を選択すれば、誤検知の抑制が可能になる。つまり、移動体の移動速度が速いときには周波数の低い信号成分を検出に使用することで検出信号の波形つぶれを抑制できる。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記受光信号処理部は、
上記ＡＤ変換された複数の受光信号に対して論理演算処理を行った信号が入力される複数の相互コンダクタンス増幅器と、
上記複数の相互コンダクタンス増幅器の出力電流を加算して電圧変換する出力部を有する。

この実施形態によれば、上記受光信号処理部の出力部では、上記複数の相互コンダクタンス増幅器からの出力電流を同一の出力抵抗成分に入力することで電圧変換する。これにより、上記出力部が出力する検出信号の出力波形における各信号成分は相互の干渉がなく、同等の特性を有することができる。また、上記出力部が出力する検出信号が、温度や電源電圧、プロセスによるばらつきに影響を受けないようにすることができる。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記複数の相互コンダクタンス増幅器が上記出力部に入力する複数の出力電流は、複数の各位相区間内で電流比率が一定である。

この実施形態によれば、上記複数の相互コンダクタンス増幅器の複数の出力電流を各位相区間内で電流比率を一定にすることで、エンコーダ出力電圧の各電圧変動の相互干渉を抑え、低ばらつきを有する出力波形が得られ有益である。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記移動体は、基準位置に配置されているインデックスパターン部を含み、
上記受光部は、
上記発光部からの光が上記インデックスパターン部を経由して入射したときにインデックス受光信号を出力するインデックス受光素子を有し、
上記ＡＤ変換部は、上記インデックス受光素子からのインデックス受光信号をＡＤ変換し、
上記受光信号処理部は、
上記移動体の移動情報を表す信号成分とは重ならない別の振幅区間において、上記ＡＤ変換されたインデックス受光信号に対応する信号成分を有する検出信号を出力する。

この実施形態によれば、上記検出信号は、上記移動体の移動情報を表す信号成分とは異なる振幅区間に、上記インデックス受光信号に対応する信号成分を有するので、上記移動体の移動情報を表す信号成分による分解能を下げずに、基準位置を検出するためのインデックス受光信号を得ることができる。

また、一実施形態の光学式エンコーダでは、上記インデックス受光信号に対応する信号成分の位相幅は、上記移動体の移動情報を表す１つの振幅区間の信号成分の位相幅、または隣接する２つの振幅区間の信号成分間の変動成分の位相幅と同じである。

この実施形態によれば、後段の信号処理回路での波形分解処理を容易にできるだけでなく、基準位置に対する移動体の移動量をパルス数で評価できる。

また、一実施形態の電子機器では、上記光学式エンコーダを備えた。

この実施形態の電子機器によれば、１系統の信号線から得られる検出信号でもって、高精度かつ高分解能な位置検出と移動検出が可能となり、かつエンコーダが小型化されることで、より小型化することが可能となる。

この発明の光学式エンコーダによれば、受光信号処理部が出力する検出信号は、予め定められた振幅区間の信号成分の論理値、または、互いに重ならない複数の振幅区間の信号成分を論理演算した論理値の少なくとも一方が、上記ＡＤ変換された受光信号の論理値に一致している。したがって、この発明によれば、上記受光信号処理部が１系統の信号線から出力できる上記検出信号から、上記論理演算処理をする前の受光信号を容易に再生できる。よって、この発明によれば、高精度な相対位置情報と移動方向を検出でき、小型化に最適な光学式エンコーダを実現できる。

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

(第１の実施の形態)
図１に、この発明の光学式エンコーダの第１実施形態を模式的に示す。この第１実施形態の光学式エンコーダは、移動体１と受光部２と発光部３を備える。発光部３は、ＬＥＤ(発光ダイオード)等の発光素子で構成されている。受光部２は、４個の受光素子１１〜１４を有する。また、移動体１は、矢印Ｘ１またはＸ２で示される方向に移動可能になっていて、移動方向に交互に光オン部６と光オフ部７とが配列されている。この光オン部６の配列ピッチをＰとすると、光オン部６および光オフ部７の移動方向の寸法(幅寸法)は(１/２)Ｐである。上記光オン部６は発光部３からの光を受光部２側に通過させる一方、光オフ部７は発光部３からの光を受光部２側に通過させない。なお、この実施形態では、受光素子１１〜１３をフォトダイオードで構成したがフォトトランジスタで構成してもよい。また、この実施形態では、各受光素子１１〜１４の幅寸法を(１/４)Ｐとした。また、各受光素子１１〜１４は移動方向に間隔を隔てずに隣接している。

したがって、各受光素子１１,１２,１３,１４が出力する受光信号Ａ＋,Ｂ−,Ａ−,Ｂ＋は、１ピッチＰを３６０°とすると位相が９０°ずつずれている。

そして、この第１実施形態は、電流電圧変換部１５〜１８と、差動増幅器２１,２２と、ＡＤ変換器２３,２４とを備え、さらに、論理和回路２５,２６と遅延回路２９とｇｍ増幅器２７,２８と負帰還回路３５から構成される受光信号処理部を備える。

上記受光素子１１が出力する受光信号Ａ＋は電流電圧変換部１５を経由して差動増幅器２１の非反転入力端子に入力され、受光素子１３が出力する受光信号Ａ−は電流電圧変換部１６を経由して差動増幅器２１の反転入力端子に入力される。一方、上記受光素子１２が出力する受光信号Ｂ−は電流電圧変換部１８を経由して差動増幅器２２の反転入力端子に入力され、受光素子１４が出力する受光信号Ｂ＋は電流電圧変換部１８を経由して差動増幅器２２の非反転入力端子に入力される。

上記差動増幅器２１は、電圧に変換された受光信号Ａ＋と電圧に変換された受光信号Ａ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器２３に出力する。また、上記差動増幅器２２は、電圧に変換された受光信号Ｂ＋と電圧に変換された受光信号Ｂ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器２４に出力する。

そして、上記ＡＤ変換器２３は差動増幅器２１から入力された増幅信号をデジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ａとに変換してインバータで構成された遅延回路２７、および論理和回路２５,２６に出力する。また、上記ＡＤ変換器２４は、差動増幅器２２から入力された増幅信号をデジタル信号Ｂに変換して論理和回路２５,２６に出力する。すると、論理和回路２５は、図２の波形図に示すように、デジタル信号ＡとＢの論理和信号Ｓ３をｇｍ(相互コンダクタンス)増幅器２７に出力し、論理和回路２６は、反転デジタル信号/Ａとデジタル信号Ｂとの論理和信号Ｓ４をｇｍ増幅器２７に出力する。一方、上記遅延回路２７は、上記デジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ａとを遅延させてｇｍ増幅器２８に出力する。なお、上記遅延回路２９は、論理和回路２５,２６が出力する論理和信号Ｓ３,Ｓ４と、ｇｍ増幅器２８に出力するデジタル信号Ａ,反転デジタル信号/Ａとの間の位相遅延が生じないようにするためのものである。また、図２の波形図は、図１において、移動体１が矢印Ｘ２の方向へ移動する場合の波形図である。

上記ｇｍ増幅器２７は、入力された論理和信号Ｓ３とＳ４とから電流出力信号Ｓ６を出力する。この電流出力信号Ｓ６は、図２に示すように、論理和信号Ｓ３のＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と論理和信号Ｓ４がＬレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形になっている。一方、上記ｇｍ増幅器２８は、遅延回路２７から入力されたデジタル信号Ａ,反転デジタル信号/Ａから、デジタル信号ＡがＨレベルの期間において振幅が１０μＡの電流出力信号Ｓ７を出力する。なお、上記各期間での電流波形の振幅１０μＡは一例としての値であり、他の値でも構わない。

上記電流出力信号Ｓ６とＳ７とが加算され、抵抗３３に入力されることで、ＩＶ変換されて、図２に示す階段波形の出力信号Ｓ８が得られる。この階段波形の出力信号Ｓ８は、デジタル信号ＡがＨレベルに立ち上がるときに３×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＢがＨレベルに立ち上がるときに２×Ｖ０まで立下り、デジタル信号ＡがＬレベルに立ち上がるときに１×Ｖ０まで立下がり、デジタル信号ＢがＬレベルに立ち下がるときに０×Ｖ０まで立ち下がる。なお、上記電圧Ｖ０は、電流出力信号Ｓ７の電流振幅１０μＡと抵抗３３の抵抗値Ｒとの積で決まる値である。

図２に示す階段波形の出力信号Ｓ８は、Ｖ０〜２Ｖ０の電圧範囲(2)では、Ａ相出力であるデジタル信号Ａと同一波形であり、２Ｖ０〜３Ｖ０の電圧範囲(1)での波形成分を反転して、０〜Ｖ０の電圧範囲(3)での波形成分と論理合成することでＢ相出力であるデジタル信号Ｂを生成できる。

すなわち、この実施形態によれば、一系統の出力信号線３６からの検出信号である階段波形の出力信号Ｓ８によって、元のデジタル信号ＡのＡ相成分の位相情報,移動情報および元のデジタル信号ＢのＢ相成分の位相情報,移動情報が得られる。よって、この実施形態によれば、高精度な相対位置情報と移動方向を検出でき、小型化に最適な光学式エンコーダを実現できる。

また、この実施形態では、受光信号処理部の出力部をなす負帰還回路３５では、２つの相互コンダクタンス増幅器２７,２８からの電流出力信号Ｓ６,Ｓ７を同一の出力抵抗３３に入力することで電圧変換する。これにより、上記負帰還回路３５が出力する検出信号としての出力信号Ｓ８の出力波形における各信号成分は相互の干渉がなく、同等の特性を有することができる。また、上記負帰還回路３５が出力する検出信号が、温度や電源電圧、プロセスによるばらつきに影響を受けないようにすることができる。また、この実施形態では、ｇｍ増幅器２７,２８が出力する電流出力信号Ｓ６,Ｓ７は、図２に示すように、各位相区間内で電流比率が一定であるので、エンコーダ出力電圧の各電圧変動の相互干渉を抑え、低ばらつきを有する出力波形が得られ有益である。また、この実施形態では、検出信号である階段波形の出力信号Ｓ８の出力部を、抵抗３３,オペアンプ３２,基準電圧部３１で構成した負帰還回路３５としたので、外部負荷により出力が変動し難くなり、出力信号Ｓ８を安定化できる。

また、この実施形態では、一系統の出力信号線３６からの検出信号である階段波形の出力信号Ｓ８は、各電圧範囲(1)〜(3)が全て同一電位差Ｖ０である。このため、図３Ａに一例を示すように、外部や内部回路により電圧変動時に発生するノイズ成分Ｎ１〜Ｎ３が受光回路に混入した場合、階段波形の出力信号Ｓ８の各ステップが同等に変位する。このため、ノイズ成分Ｎ１〜Ｎ３による誤検知の抑制が比較的容易である。また、階段波形の出力信号Ｓ８各電圧範囲(1)〜(3)が同一電位差であれば、出力信号Ｓ８の論理演算が１/０処理可能となり、信号処理において有益である。

なお、図１において、移動体１が矢印Ｘ１の方向に移動する場合のＡ相出力、Ｂ相出力、および階段波形の出力信号Ｓ８を図３Ｂに示す。

(第２の実施の形態)
次に、図４Ａに、この発明の光学式エンコーダの第２実施形態を模式的に示す。この第２実施形態の光学式エンコーダは、移動体４１と受光部４２と発光部４３を備える。発光部４３は、ＬＥＤ(発光ダイオード)等の発光素子で構成されている。

上記受光部４２は、６個の受光素子５１〜５６を有する。また、移動体４１は、矢印Ｘ１またはＸ２で示される方向に移動可能になっていて、移動方向に交互に光オン部４６と光オフ部４７とが配列されている。この光オン部４６の配列ピッチをＰとすると、光オン部４６および光オフ部４７の移動方向の寸法(幅寸法)は(１/２)Ｐである。上記光オン部４６は発光部４３からの光を受光部４２側に通過させる一方、光オフ部４７は発光部４３からの光を受光部４２側に通過させない。なお、この実施形態では、受光素子５１〜５６をフォトダイオードで構成したがフォトトランジスタで構成してもよい。

また、上記受光部４３の受光素子５１と５２は移動方向に隣接しており、受光素子５１の幅寸法(移動方向寸法)を(１/３)Ｐとし、受光素子５２の幅寸法を(２/３)Ｐとした。また、受光素子５３と５４は、幅寸法が(１/２)Ｐであり、移動方向に隣接している。上記受光素子５３は上記受光素子５１,５２に対して移動方向と直交する方向に隣接しており、受光素子５４は上記受光素子５２に対して移動方向と直交する方向に隣接している。また、受光素子５５と５６は、移動方向に隣接しており、受光素子５５の幅寸法(移動方向寸法)を(１/３)Ｐとし、受光素子５６の幅寸法を(２/３)Ｐとした。

そして、上記受光素子５３は、受光素子５１に対して、矢印Ｘ１の移動方向に(１/６)Ｐだけ位置ずれしている。また、受光素子５５は、受光素子５３に対して(１/３)Ｐだけ位置ずれしている。したがって、１ピッチＰを３６０°とすると、受光素子５３が出力する受光信号Ｂ＋は、受光素子５１が出力する受光信号Ａ＋に対して、位相が６０°ずれている。また、受光素子５５が出力する受光信号Ｃ＋は、受光素子５３が出力する受光信号Ｂ＋に対して、位相が１２０°ずれている。

上記受光素子５１が出力する受光信号Ａ＋は電流電圧変換部５７を経由して差動増幅器６３の非反転入力端子に入力され、受光素子５２が出力する受光信号Ａ−は電流電圧変換部５８を経由して差動増幅器６３の反転入力端子に入力される。一方、上記受光素子５４が出力する受光信号Ｂ−は電流電圧変換部５９を経由して差動増幅器６４の反転入力端子に入力され、受光素子５３が出力する受光信号Ｂ＋は電流電圧変換部６０を経由して差動増幅器６４の非反転入力端子に入力される。また、上記受光素子５５が出力する受光信号Ｃ＋は電流電圧変換部６２を経由して差動増幅器６５の非反転入力端子に入力され、受光素子５６が出力する受光信号Ｃ−は電流電圧変換部６１を経由して差動増幅器６８の反転入力端子に入力される。

上記差動増幅器６３は、電圧に変換された受光信号Ａ＋と電圧に変換された受光信号Ａ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器６６に出力する。また、上記差動増幅器６４は、電圧に変換された受光信号Ｂ＋と電圧に変換された受光信号Ｂ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器６７に出力する。また、上記差動増幅器６５は、電圧に変換された受光信号Ｃ＋と電圧に変換された受光信号Ｃ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器６８に出力する。

そして、上記ＡＤ変換器６６は差動増幅器６３から入力された増幅信号をデジタル信号Ａに変換して論理和回路６９,７０,７１,７２に出力する。また、上記ＡＤ変換器６７は、差動増幅器６４から入力された増幅信号をデジタル信号Ｂと反転デジタル信号/Ｂとに変換してインバータで構成された遅延回路７３に出力する。また、上記デジタル信号Ｂは、論理和回路６９,７１に入力され、上記反転デジタル信号/Ｂは、論理和回路７０,７２に入力される。また、上記ＡＤ変換器６８は、差動増幅器６５から入力された増幅信号をデジタル信号Ｃおよび反転デジタル信号/Ｃに変換し、デジタル信号Ｃを論理和回路７１に出力し、反転デジタル信号/Ｃを論理和回路７２に出力する。上記デジタル信号Ａ,Ｂ,Ｃの信号波形を、図５の(Ｑ１)欄に示す。この(Ｑ１)欄のデジタル信号Ａ〜Ｃの波形は、移動体４１が、図４Ａに示す矢印Ｘ２の方向へ移動する場合の波形図である。

そして、上記論理和回路６９は、デジタル信号Ａとデジタル信号Ｂとの論理和信号Ｓ１２をｇｍ(相互コンダクタンス)増幅器７４に出力し、上記論理和回路７０は、デジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ｂとの論理和信号Ｓ１４をｇｍ増幅回路７４に出力する。また、上記ｇｍ増幅器７５は、上記遅延回路７３から遅延されたデジタル信号Ｂおよび遅延された反転デジタル信号/Ｂが入力される。なお、遅延回路７３は、論理和回路６９,７０,７１,７２が出力する論理和信号Ｓ１２,Ｓ１４,Ｓ１５,Ｓ１１と、ｇｍ増幅器７５に出力するデジタル信号Ｂ,/Ｂとの間の位相遅延が生じないようにするためのものである。また、上記論理和回路７１は、デジタル信号Ａとデジタル信号Ｂとデジタル信号Ｃとの論理和信号Ｓ１５をｇｍ増幅器７６に出力し、上記論理和回路７２は、デジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ｂと反転デジタル信号/Ｃとの論理和信号Ｓ１１をｇｍ増幅器７６に出力する。

上記ｇｍ増幅器７４は、入力された論理和信号Ｓ１２とＳ１４とから電流出力信号Ｓ１６を出力する。この電流出力信号Ｓ１６は、論理和信号Ｓ１２がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と論理和信号Ｓ１４がＬレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形になっている。一方、上記ｇｍ増幅器７５は、遅延回路から入力されたデジタル信号Ｂ,反転デジタル信号/Ｂから、デジタル信号ＢがＨレベルの期間において振幅が１０μＡの電流出力信号Ｓ１３を出力する。また、上記ｇｍ増幅器７６は、入力された論理和信号Ｓ１５とＳ１１とから、電流出力信号Ｓ１７を出力する。この電流出力信号Ｓ１７は、論理和信号Ｓ１５がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と論理和信号Ｓ１１がＬレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形になっている。なお、上記各期間での電流波形の振幅１０μＡは一例としての値であり、他の値でも構わない。

そして、上記電流出力信号Ｓ１６とＳ１３とＳ１７とが加算され、抵抗７７に入力されることでＩＶ変換されて、図５の(Ｑ２)欄に示す階段波形の出力信号Ｓ１８が信号出力線８１から得られる。この階段波形の出力信号Ｓ１８は、デジタル信号ＡがＨレベルに立ち上がるときに２×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＢがＨレベルに立ち上がるときに３×Ｖ０まで立上り、デジタル信号Ａがたち下がるときに４×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＣがＨレベルに立ち上がるときに５×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＢがＬレベルに立ち下がるときに１×Ｖ０まで立下り、デジタル信号ＣがＬレベルに立ち下がるときに０×Ｖ０まで立ち下がる。なお、上記電圧Ｖ０は、電流出力信号Ｓ１３の電流振幅１０μＡと抵抗７７の抵抗値Ｒとの積で決まる値である。

図５の(Ｑ２)欄に示す階段波形の出力信号Ｓ１８は、４Ｖ０〜５Ｖ０の電圧範囲(1)では、上記論理和信号Ｓ１１を反転した信号波形に相当し、３Ｖ０〜４Ｖ０の電圧範囲(2)では、上記論理和信号Ｓ１４を反転した信号波形に相当し、２Ｖ０〜３Ｖ０の電圧範囲(3)では、上記論理和信号Ｓ１３の信号波形に相当している。また、上記階段波形の出力信号Ｓ１８は、Ｖ０〜２Ｖ０の電圧範囲(4)では、上記論理和信号Ｓ１２の信号波形に相当し、０〜Ｖ０の電圧範囲(5)では、上記論理和信号Ｓ１５の信号波形に相当している。

よって、上記階段波形の出力信号Ｓ１８によれば、上記電圧範囲(3)の波形成分から元のデジタル信号ＢによるＢ相成分の位相情報,移動情報が得られる。また、上記階段波形の出力信号Ｓ１８によれば、上記電圧範囲(2)の波形成分を反転して、電圧範囲(4)の波形成分と論理合成することで元のデジタル信号ＡによるＡ相成分の位相情報,移動情報が得られる。また、上記階段波形の出力信号Ｓ１８によれば、上記電圧範囲(4)の波形成分を反転して、電圧範囲(5)の波形成分と論理合成し、上記電圧範囲(1)の波形成分と加算することで元のデジタル信号ＣによるＣ相成分の位相情報,移動情報が得られる。

この第２実施形態によれば、上記階段波形の出力信号Ｓ１８は、１周期の区間の波形において、２分の１周期を表す直線Ｌに対して非線対称であるので、移動方向を検出可能である。これに対して、例えば、図６に示すように、Ａ相〜Ｃ相のデジタル信号Ａ〜Ｃから、エンコーダ出力波形として、２分の１周期を表す直線Ｌに対して線対称な合成波形となる検出信号を生成した場合、１系統出力波形としての上記検出信号を分解すると、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相の信号成分が得られるものの、Ａ相の信号成分とＣ相の信号成分との違いが判別できず、移動方向の検知ができなくなる。

よって、この第２実施形態によれば、一系統の出力信号線８１からの検出信号である階段波形の出力信号Ｓ１８によって、元のデジタル信号Ａ,Ｂ,ＣのＡ,Ｂ,Ｃ相成分の位相情報,移動情報が得られる。よって、この実施形態によれば、高精度な相対位置情報と移動方向を検出でき、小型化に最適な光学式エンコーダを実現できる。

また、この実施形態では、受光信号処理部の出力部をなす負帰還回路８０では、３つの相互コンダクタンス増幅器７４,７５,７６からの電流出力信号Ｓ１６,Ｓ１３,Ｓ１７を同一の出力抵抗７７に入力することで電圧変換する。これにより、上記負帰還回路８０が出力する検出信号としての出力信号Ｓ１８の出力波形における各信号成分は相互の干渉がなく、同等の特性を有することができる。また、上記負帰還回路８０が出力する検出信号が、温度や電源電圧、プロセスによるばらつきに影響を受けないようにすることができる。また、この実施形態では、ｇｍ増幅器７４,７５,７６が出力する電流出力信号Ｓ１６,Ｓ１３,Ｓ１７は、各位相区間内で電流比率が一定になるので、エンコーダ出力電圧の各電圧変動の相互干渉を抑え、低ばらつきを有する出力波形が得られ有益である。また、この実施形態では、検出信号である階段波形の出力信号Ｓ１８の出力部を、抵抗７７,オペアンプ７８,基準電圧部７９で構成した負帰還回路８０としたので、外部負荷により出力が変動し難くなり、出力信号Ｓ１８を安定化できる。

(第３の実施の形態)
次に、図４Ｂに、この発明の光学式エンコーダの第３実施形態を模式的に示す。この第３実施形態の光学式エンコーダは、前述の第２実施形態と同様の移動体４１と受光部４２と発光部４３を備える。また、この第３実施形態は、前述の第２実施形態と同様の電流電圧変換部５７〜６２、差動増幅器６３〜６５、ＡＤ変換器６６〜６８、および負帰還回路８０を備える。

一方、この第３実施形態は、上記ＡＤ変換器６６〜６８と負帰還回路８０との間の論理回路の構成が、前述の第２実施形態と異なっている。よって、この第３実施形態では、前述の第２実施形態と同様の部分には同様の符号を付して前述の第２実施形態と異なる点を主に説明する。

この第３実施形態では、ＡＤ変換器６６が出力するデジタル信号Ａが論理和回路９１,９３,９４に入力される。また、ＡＤ変換器６７が出力するデジタル信号Ｂが論理和回路９３,９４に入力され、ＡＤ変換器６７が出力するデジタル信号Ｂが論理和回路９２に入力される。また、ＡＤ変換器６８が出力するデジタル信号Ｃがインバータ９６,９７による遅延回路および論理和回路９２に入力される。また、ＡＤ変換器６８が出力する反転デジタル信号/Ｃが論理和回路９４に入力される。

そして、上記論理和回路９３は、上記デジタル信号Ａ,Ｂ,Ｃの論理和信号Ｓ２５をｇｍ増幅器１００とインバータ９５とに出力する。上記論理和回路９１は、ＡＤ変換器６６からのデジタル信号Ａと、上記インバータ９５からの反転論理和信号/Ｓ２５とが入力され、このデジタル信号Ａと反転論理和信号/Ｓ２５とを論理和演算した論理和信号Ｓ２３をｇｍ増幅器９８に出力する。

また、上記論理和回路９２は、ＡＤ変換器６７からのデジタル信号ＢとＡＤ変換器６８からのデジタル信号Ｃとの論理和信号Ｓ２４をｇｍ増幅器９９に出力する。また、上記論理和回路９４は、上記デジタル信号Ａ,デジタル信号Ｂ,反転デジタル信号/Ｃの論理和信号Ｓ２１を上記ｇｍ増幅器１００に出力する。

そして、上記ｇｍ増幅器９８は、入力された論理和信号Ｓ２３がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形の電流出力信号Ｓ２６を出力する。また、上記ｇｍ増幅器９９は、入力された論理和信号Ｓ２４がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と論理和信号Ｓ２２がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形を有する電流出力信号Ｓ２７を出力する。また、上記ｇｍ増幅器１００は、入力された論理和信号Ｓ２５がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と論理和信号Ｓ２１がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形を有する電流出力信号Ｓ２８を出力する。なお、上記各期間での電流波形の振幅１０μＡは一例としての値であり、他の値でも構わない。

そして、上記電流出力信号Ｓ２６とＳ２７とＳ２８とが加算され、抵抗７７に入力されることでＩＶ変換されて、図５の(Ｑ３)欄に示す階段波形の出力信号Ｓ２９が信号出力線８１から得られる。この階段波形の出力信号Ｓ２９は、デジタル信号ＡがＨレベルに立ち上がるときに１×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＢがＨレベルに立ち上がるときに２×Ｖ０まで立上り、デジタル信号Ａがたち下がるときに３×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＣがＨレベルに立ち上がるときに４×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＢがＬレベルに立ち下がるときに５×Ｖ０まで立上がり、デジタル信号ＣがＬレベルに立ち下がるときに０×Ｖ０まで立ち下がる。なお、上記電圧Ｖ０は、電流出力信号Ｓ２６の電流振幅１０μＡと抵抗７７の抵抗値Ｒとの積で決まる値である。

図５の(Ｑ３)欄に示す階段波形の出力信号Ｓ２９は、４Ｖ０〜５Ｖ０の電圧範囲(1)では、上記論理和信号Ｓ２１の信号波形に相当し、３Ｖ０〜４Ｖ０の電圧範囲(2)では、上記論理和信号Ｓ２２の信号波形に相当し、２Ｖ０〜３Ｖ０の電圧範囲(3)では、上記論理和信号Ｓ２３を反転した信号波形に相当している。また、上記階段波形の出力信号Ｓ２９は、Ｖ０〜２Ｖ０の電圧範囲(4)では、上記論理和信号Ｓ２４の信号波形に相当し、０〜Ｖ０の電圧範囲(5)では、上記論理和信号Ｓ２５の信号波形に相当している。

よって、上記階段波形の出力信号Ｓ２９によれば、上記電圧範囲(2)の波形成分から元のデジタル信号ＣによるＣ相成分の位相情報,移動情報が得られる。また、上記階段波形の出力信号Ｓ２９によれば、上記電圧範囲(1)の波形成分を反転して、電圧範囲(4)の波形成分と論理合成することで元のデジタル信号ＢによるＢ相成分の位相情報,移動情報が得られる。また、上記階段波形の出力信号Ｓ２９によれば、上記電圧範囲(3)の波形成分を反転して、電圧範囲(5)の波形成分と論理合成することで元のデジタル信号ＡによるＡ相成分の位相情報,移動情報が得られる。

この第３実施形態によれば、上記階段波形の出力信号Ｓ２９は、１周期の区間の波形において、２分の１周期を表す直線Ｌに対して非線対称であるので、移動方向を検出可能である。これに対して、例えば、図６に示すように、Ａ相〜Ｃ相のデジタル信号Ａ〜Ｃから、エンコーダ出力波形として、２分の１周期を表す直線Ｌに対して線対称な合成波形となる検出信号を生成した場合、１系統出力波形としての上記検出信号を分解すると、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相の信号成分が得られるものの、Ａ相の信号成分とＣ相の信号成分との違いが判別できず、移動方向の検知ができなくなる。

よって、この第３実施形態によれば、一系統の出力信号線８１からの検出信号である階段波形の出力信号Ｓ２９によって、元のデジタル信号Ａ,Ｂ,ＣのＡ,Ｂ,Ｃ相成分の位相情報,移動情報が得られる。よって、この実施形態によれば、高精度な相対位置情報と移動方向を検出でき、小型化に最適な光学式エンコーダを実現できる。

また、この実施形態では、受光信号処理部の出力部をなす負帰還回路８０では、３つの相互コンダクタンス増幅器９８,９９,１００からの電流出力信号Ｓ２６,Ｓ２７,Ｓ２８を同一の出力抵抗７７に入力することで電圧変換する。これにより、上記負帰還回路８０が出力する検出信号としての出力信号Ｓ２９の出力波形における各信号成分は相互の干渉がなく、同等の特性を有することができる。また、上記負帰還回路８０が出力する検出信号が、温度や電源電圧、プロセスによるばらつきに影響を受けないようにすることができる。また、この実施形態では、ｇｍ増幅器９８,９９,１００が出力する電流出力信号Ｓ２６,Ｓ２７,Ｓ２８は、各位相区間内で電流比率が一定になるので、エンコーダ出力電圧の各電圧変動の相互干渉を抑え、低ばらつきを有する出力波形が得られ有益である。また、この第３実施形態によれば、検出信号としての上記階段波形の出力信号Ｓ２９は、図５の(Ｑ３)欄に示すように、１周期の区間の波形において、２分の１周期を表す直線Ｌと中心電圧ＶＣを表す直線との交点Ｐに対して点対象である。よって、移動体４１の移動方向が反転した場合、上記出力信号Ｓ２９は、上記中心電圧ＶＣに対する電圧変動の仕方が全ての変化点で逆となるので、上記交点Ｐに対する位相の前後のすべての波形箇所で移動方向の検知が可能となる。

(参考例)
次に、図７に、この発明の光学式エンコーダの参考例を模式的に示す。この参考例の光学式エンコーダは、移動体１０１,１１０と受光部１０２,１１５と発光部１０３,１０４を備える。この第４実施形態では、２種類の移動体１０１,１１０を備えている。また、上記２種類の移動体１０１,１１０に対応する発光部１０３,１０４は、ＬＥＤ(発光ダイオード)等の発光素子で構成されている。

また、上記移動体１０１に対応する受光部１０２は、２個の受光素子１１１,１１２を有する。また、移動体１０１は、矢印Ｘ１またはＸ２で示される方向に移動可能になっていて、移動方向に交互に光オン部１０６と光オフ部１０７とが配列されている。この光オン部１０６の配列ピッチをＰとすると、光オン部１０６および光オフ部１０７の移動方向の寸法(幅寸法)は(１/２)Ｐである。上記光オン部１０６は発光部１０３からの光を受光部１０２側に通過させる一方、光オフ部１０７は発光部１０３からの光を受光部１０２側に通過させない。

なお、この参考例では、受光素子１１１,１１２をフォトダイオードで構成したがフォトトランジスタで構成してもよい。また、この実施形態では、各受光素子１１１,１１２の幅寸法を(１/２)Ｐとした。また、各受光素子１１１,１１２は移動方向に間隔を隔てずに隣接している。

また、上記移動体１１０に対応する受光部１１５は、２個の受光素子１１６,１１７を有する。また、移動体１１０は、矢印Ｘ１またはＸ２で示される方向に移動可能になっていて、移動方向に交互に光オン部１０８と光オフ部１０９とが配列されている。この光オン部１０８の配列ピッチを２Ｐとすると、光オン部１０８および光オフ部１０９の移動方向の寸法(幅寸法)はＰである。上記光オン部１０８は発光部１０４からの光を受光部１１５側に通過させる一方、光オフ部１０９は発光部１０４からの光を受光部１１５側に通過させない。

なお、この参考例では、受光素子１１６,１１７をフォトダイオードで構成したがフォトトランジスタで構成してもよい。また、この参考例では、各受光素子１１６,１１７の幅寸法をＰとした。また、各受光素子１１６,１１７は移動方向に間隔を隔てずに隣接している。

また、この参考例では、移動体１０１と移動体１１０とは独立した別体であり、移動体１０１の移動方向と移動体１１０の移動方向とは異なっている。なお、ここでは、移動体１０１の移動速度と移動体１１０の移動速度が同じである場合を説明する。

この参考例では、受光素子１１１,１１２が出力する受光信号Ａ＋,Ａ−は、１ピッチＰを３６０°とすると位相が１８０°づつずれている。また、受光素子１１６,１１７が出力する受光信号Ｂ＋,Ｂ−は、２Ｐを３６０°とすると位相が１８０°づつずれている。

上記受光素子１１１が出力する受光信号Ａ＋は電流電圧変換部１１８を経由して差動増幅器１２２の非反転入力端子に入力され、受光素子１１２が出力する受光信号Ａ−は電流電圧変換部１１９を経由して差動増幅器１２２の反転入力端子に入力される。一方、上記受光素子１１６が出力する受光信号Ｂ＋は電流電圧変換部１２１を経由して差動増幅器１２３の反転入力端子に入力され、受光素子１１７が出力する受光信号Ｂ−は電流電圧変換部１２０を経由して差動増幅器１２３の非反転入力端子に入力される。

上記差動増幅器１２２は、電圧に変換された受光信号Ａ＋と電圧に変換された受光信号Ａ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器１２４に出力する。また、上記差動増幅器１２３は、電圧に変換された受光信号Ｂ＋と電圧に変換された受光信号Ｂ−との差を増幅して、この増幅した信号をＡＤ変換器１２５に出力する。そして、上記ＡＤ変換器１２４は差動増幅器１２２から入力された増幅信号をデジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ａとに変換してインバータで構成された遅延回路１２６、および論理和回路１２７,１２８に出力する。また、上記ＡＤ変換器１２５は、差動増幅器１２３から入力された増幅信号をデジタル信号Ｂに変換して論理和回路１２７,１２８に出力する。

すると、上記遅延回路１２６は、上記デジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ａとを遅延させてｇｍ増幅器１２９に出力する。また、上記論理和回路１２７は、デジタル信号Ａとデジタル信号Ｂとの論理和信号Ｓ３１をｇｍ増幅器１３０に出力し、上記論理和回路１２８は、反転デジタル信号/Ａとデジタル信号Ｂとの論理和信号Ｓ３２をｇｍ増幅器１３０に出力する。

上記ｇｍ増幅器１２９は、入力されたデジタル信号Ａと反転デジタル信号/Ａとから電流出力信号Ｓ３３を出力する。この電流出力信号Ｓ３３は、デジタル信号ＡがＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と反転デジタル信号/ＡがＬレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形になっている。一方、上記ｇｍ増幅器１３０は、入力された論理和信号Ｓ３１とＳ３２とから電流出力信号Ｓ３４を出力する。この電流出力信号Ｓ３４は、論理和信号Ｓ３１がＨレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形と論理和信号Ｓ３２がＬレベルの期間で振幅が１０μＡの電流波形とを重ね合わせた波形になっている。なお、上記各期間での電流波形の振幅１０μＡは一例としての値であり、他の値でも構わない。

上記電流出力信号Ｓ３３とＳ３４とが加算され、抵抗１３３に入力されることで、ＩＶ変換されて、図８の(エンコーダ出力波形１)の欄に示す階段波形の出力信号Ｓ３５が得られる。この階段波形の出力信号Ｓ３５は、デジタル信号ＢがＨレベルでデジタル信号ＡがＨレベルに立ち上がるときに２×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＡがＨレベルでデジタル信号ＢがＬレベルに立ち下がるときに３×Ｖ０まで立上がり、デジタル信号ＢがＬレベルでデジタル信号ＡがＬレベルに立ち上がるときに０×Ｖ０まで立下がる。また、この階段波形の出力信号Ｓ３５は、デジタル信号ＢがＬレベルでデジタル信号ＡがＨレベルに立ち上がるときに３×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＡがＨレベルでデジタル信号ＢがＨレベルに立ち上がるときに、２×Ｖ０まで立下り、デジタル信号ＢがＨレベルでデジタル信号ＡがＬレベルに立ち下がるときに、１×Ｖ０まで立下がる。また、この階段波形の出力信号Ｓ３５は、デジタル信号ＢがＨレベルでデジタル信号ＡがＬレベルのときは１×Ｖ０である。なお、上記電圧Ｖ０は、電流振幅１０μＡと抵抗１３３の抵抗値との積で決まる値である。

図８の(エンコーダ出力波形１)の欄に示す階段波形の出力信号Ｓ３５は、Ｖ０〜２Ｖ０の電圧範囲(2)では、Ａ相出力であるデジタル信号Ａの波形に相当し、２Ｖ０〜３Ｖ０の電圧範囲(1)では、上記論理和信号Ｓ３２を反転した信号波形に相当し、０〜Ｖ０の電圧範囲(3)では、上記論理和信号Ｓ３１の波形に相当する。

よって、上記階段波形の出力信号Ｓ３５によれば、上記電圧範囲(2)の信号成分から元のデジタル信号ＡによるＡ相成分の位相情報,移動情報が得られる。また、上記階段波形の出力信号Ｓ３５によれば、上記電圧範囲(1)の波形成分を反転して、電圧範囲(3)の波形成分と論理合成することで元のデジタル信号ＢによるＢ相成分の位相情報,移動情報が得られる。

この参考例によれば、上記検出信号としての階段波形の出力信号Ｓ３５は、周波数の異なるＡ相,Ｂ相の信号成分を有することとなる。この周波数の異なるＡ相,Ｂ相の信号成分により、例えば、２つの異なる移動体１０１,１１０による２次元方向の移動情報の検出が可能となる。なお、３つの異なる移動体によって３次元方向の移動情報を検出することも可能である。また、この実施形態では、受光信号処理部の出力部をなす負帰還回路１３５では、２つの相互コンダクタンス増幅器１２９,１３０からの電流出力信号Ｓ３３,Ｓ３４を同一の出力抵抗１３３に入力することで電圧変換する。これにより、上記負帰還回路１３５が出力する検出信号としての出力信号Ｓ３５の出力波形における各信号成分は相互の干渉がなく、同等の特性を有することができる。また、上記負帰還回路１３５が出力する検出信号が、温度や電源電圧、プロセスによるばらつきに影響を受けないようにすることができる。また、この実施形態では、ｇｍ増幅器１２９,１３０が出力する電流出力信号Ｓ３３,Ｓ３４は、各位相区間内で電流比率が一定になるので、エンコーダ出力電圧の各電圧変動の相互干渉を抑え、低ばらつきを有する出力波形が得られ有益である。

また、例えば、高速動作時に、Ａ相信号であるデジタル信号Ａに波形つぶれが生じて、検出信号としての出力信号Ｓ３５が、図８の(エンコーダ出力波形２)の欄に示す信号波形になった場合でも、電圧範囲(1)での信号成分からＢ相の信号成分の倍の周波数を検知できる。つまり、移動体１１０の移動周波数を検知できる。

また、この第４実施形態において、移動体１０１の移動速度に対して、移動体１１０の移動速度が１.５倍になって、図９に示すように、デジタル信号Ａの周期をＴとすると、デジタル信号Ｂの周期が(３/２)Ｔとなる。この場合、図９の(エンコーダ出力波形)の欄に示すように、周期が３Ｔの出力信号Ｓ３５が得られる。つまり、デジタル信号Ａの周期Ｔに対するデジタル信号Ｂの周期(３/２)Ｔの比率１.５の倍数の周期３Ｔを有する１系統の合成波形を持つ出力信号Ｓ３５が得られる。よって、Ａ相,Ｂ相の双方の信号Ａ,Ｂに同期が取れていれば２次元、もしくは３次元の移動情報を１系統で伝送することが可能になる。

(第４の実施の形態)
次に、図１０に、この発明の光学式エンコーダの第４実施形態を模式的に示す。この第４実施形態の光学式エンコーダは、次の(ｉ)〜(iii)の点が、前述の第１実施形態と異なる。

(ｉ) 移動体１に替えて、基準位置を検出するためのインデックス部１５１を有する移動体１７１を有する点。

(ii) 受光部２に替えて、基準位置を検出するためのインデックス用の受光素子１６１を有する受光部１７２を有する点。

(iii) 基準位置を検出するための電流電圧変換部１６２,増幅器１６３,ＡＤ変換部１６４,論理和回路１６５およびｇｍ増幅器１６６を備えた点。

よって、この第４実施形態では、前述の第１実施形態と同じ部分には同じ符号を付して上述の第１実施形態と異なる点を主に説明する。

図１０に示すように、この第４実施形態では、移動体１７１は、インデックス部１５１を有し、このインデックス部１５１は、移動方向に交互に配列された光オン部６と光オフ部７とが構成するインクリメント部に対して、上記移動方向と直交する方向に隣接している。

このインデックス部１５１は、幅寸法(移動方向寸法)が(１/２)Ｐである光オン部１５５と、この光オン部１５５の移動方向両側に隣接していると共に幅寸法が(１/２)Ｐである光オフ部１５２,１５３を有する。また、このインデックス部１５１の光オン部１５５は、上記インクリメント部の光オン部６に対して(１/４)Ｐだけ位相がずれている。上記光オン部１５５は、発光部３からの光を受光部１７２の受光部１７２側に通過させる一方、光オフ部１５１,１５２は発光部３からの光を受光部１７２側に通過させない。なお、上記インデックス部１５１の光オン部１５５は、上記インデックス用の受光素子１６１に対向する位置において、発光部３からの光を上記インデックス用の受光素子１６１に向けて通過させる。すなわち、移動体１７１は、受光部１７２に対して、図１０の紙面の法線方向に対向するように配置されている。

また、この第４実施形態では、上記インデックス用受光素子１６１が出力するインデックス受光信号Ｉは、電流電圧変換部１６２を経由して、増幅器１６３に入力される。増幅器１６３は、電流電圧変換部１６２で電圧に変換された受光信号Ｉを増幅してＡＤ変換器１６４に出力する。このＡＤ変換器１６４は、増幅器１６３で増幅された受光信号Ｉを反転デジタル信号/Ｉに変換して論理和回路１６５に出力する。

この論理和回路１６５は、ＡＤ変換されたインデックス受光信号としての上記反転デジタル信号/Ｉと、ＡＤ変換器２３からのデジタル信号ＡおよびＡＤ変換器２４からのデジタル信号Ｂが入力され、このデジタル信号/Ｉ,Ａ,Ｂの論理和信号Ｓ５１をｇｍ増幅器１６６に出力する。このｇｍ増幅器１６６は、入力された論理和信号Ｓ５１から電流出力信号Ｓ５２を出力する。この電流出力信号Ｓ５２は、上記論理和信号Ｓ５１がＨレベルの期間で振幅が１０μＡとなる電流波形になっている。なお、上記期間での電流波形の振幅１０μＡは一例としての値であり、他の値でも構わない。

そして、ｇｍ増幅器２７が出力する電流出力信号Ｓ６と、ｇｍ増幅器２８が出力する電流出力信号Ｓ７と、ｇｍ増幅器１６６が出力する電流出力信号Ｓ５２とが加算され、抵抗３３に入力されることで、ＩＶ変換されて、図１１の(エンコーダ出力波形２)の欄に示す階段波形の出力信号Ｓ５８が得られる。

この階段波形の出力信号Ｓ５８は、デジタル信号ＡがＨレベルに立ち上がるときに４×Ｖ０まで立上り、デジタル信号ＢがＨレベルに立ち上がるときに３×Ｖ０まで立下り、デジタル信号ＡがＬレベルに立ち上がるときに２×Ｖ０まで立下がり、デジタル信号ＢがＬレベルに立ち下がるときに反転デジタル信号/ＩがＬレベルであると０×Ｖ０まで立ち下がる。なお、上記電圧Ｖ０は、電流出力信号Ｓ７の電流振幅１０μＡと抵抗３３の抵抗値Ｒとの積で決まる値である。

この実施形態によれば、図１１の(エンコーダ出力波形２)に示される上記出力信号線３６から得られる階段波形の出力信号Ｓ５８は、０×Ｖ０〜１×ｖ０の電圧範囲(4)に、移動体１７１の基準位置を検出するためのインデックスパルス成分Ｉを有している。よって、この実施形態によれば、前述の第１実施形態で得られる階段波形の出力信号Ｓ８の電圧範囲(1)〜(3)とは別の電圧範囲(4)に、基準位置を検出するためのインデックスパルス成分Ｉを有する出力信号Ｓ５８を得ることができる。したがって、インクリメンタルパルス成分による分解能を下げずに、基準位置を検出するためのインデックスパルス成分Ｉを得ることができる。

また、この第４実施形態によれば、インデックスパルス成分Ｉのための電圧範囲(4)のインデックスパルス成分Ｉの変動成分の位相幅が、インクリメンタルパルス成分Ａ,Ｂのための各電圧範囲(1)〜(3)での隣接する信号成分間の変動成分の位相幅と同じであるので、後段の信号処理回路での波形分解処理を容易にできるだけでなく、基準位置に対する移動体の移動量をパルス数で評価できる。また、この実施形態では、受光信号処理部の出力部をなす負帰還回路３５では、３つの相互コンダクタンス増幅器２８,２７,１６６からの電流出力信号Ｓ７,Ｓ６,Ｓ５２を同一の出力抵抗３３に入力することで電圧変換する。これにより、上記負帰還回路３５が出力する検出信号としての出力信号Ｓ１８の出力波形における各信号成分は相互の干渉がなく、同等の特性を有することができる。また、上記負帰還回路３５が出力する検出信号が、温度や電源電圧、プロセスによるばらつきに影響を受けないようにすることができる。また、この実施形態では、ｇｍ増幅器２８,２７,１６６が出力する電流出力信号Ｓ７,Ｓ６,Ｓ５２は、各位相区間内で電流比率が一定になるので、エンコーダ出力電圧の各電圧変動の相互干渉を抑え、低ばらつきを有する出力波形が得られ有益である。

尚、上記第１〜第４実施形態の光学式エンコーダを備えた電子機器によれば、１系統の検出信号でもって、高精度かつ高分解能で移動体の位置,移動検出を行うことが可能となり、かつ小型化された光学式エンコーダでより小型の電子機器を実現可能となる。

この発明の光学式エンコーダの第１実施形態を模式的に示すブロック図である。 図１のブロック図の各部での信号波形を示す波形図である。 上記第１実施形態におけるＡ相出力信号、Ｂ相出力信号、および検出信号である出力信号Ｓ８の波形の一例を示す波形図である。 上記第１実施形態におけるＡ相出力信号、Ｂ相出力信号、および検出信号である出力信号Ｓ８の波形の他の例を示す波形図である。 この発明の光学式エンコーダの第２実施形態を模式的に示すブロック図である。 この発明の光学式エンコーダの第３実施形態を模式的に示すブロック図である。 上記第２,第３実施形態におけるデジタル信号Ａ,Ｂ,Ｃを(Ｑ１)欄に示し、上記第２実施形態における階段波形の出力信号を(Ｑ２)欄に示し、上記第２実施形態における階段波形の出力信号を(Ｑ３)欄に示す波形図である。 比較例のエンコーダ出力波形を示す波形図である。 この発明の光学式エンコーダの参考例を模式的に示すブロック図である。 上記参考例におけるデジタル信号Ａ,Ｂおよびエンコーダ出力波形の一例を示す波形図である。 上記参考例におけるデジタル信号Ａ,Ｂおよびエンコーダ出力波形の他の一例を示す波形図である。 この発明の光学式エンコーダの第４実施形態を模式的に示すブロック図である。 上記第４実施形態におけるデジタル信号Ａ,Ｂおよび上記第１実施形態における出力信号Ｓ８と第４実施形態における出力信号Ｓ５８を示す波形図である。

１、４１、１０１、１１０ 移動体
２、４２、１０２、１１５ 受光部
３、４３、１０３、１０４ 発光部
１１〜１４、５１〜５６、１１１,１１２、１１６,１１７ 受光素子
１５〜１８、５７〜６２、１１８〜１２１、１６２ 電流電圧変換部
２１、２２、６３〜６５、１２２,１２３ 差動増幅器
２３、２４、６６〜６８、１２４,１２５、１６４ ＡＤ変換器
２５、２６、６９〜７２、９１〜９４、１２７,１２８、１６５ 論理和回路
２７、２８、７４〜７６、９８〜１００、１２９,１３０、１６６ ｇｍ増幅器
２９、７３、１２６ 遅延回路
３１、７９、１３１ 基準電圧部
３２、７８、３１２ オペアンプ
３３、７７、１３３ 抵抗
３５、８０、１３５ 負帰還回路
３６、８１、１３６ 出力信号線
１５１ インデックス部
１６１ インデックス用受光素子

Claims (9)

1. 発光部と、
   上記発光部からの光が到達し得る領域に一方向に並べて配置されている複数の受光素子を有する受光部と、
   上記受光素子に対応する位置を通過するときに上記光が上記受光素子に入射する状態にする光オン部および上記受光素子に対応する位置を通過するときに上記光が上記受光素子に入射しない状態にする光オフ部を夫々複数有すると共に上記一方向に移動するときに上記光オン部と光オフ部が上記受光素子に対応する位置を交互に通過する移動体と、
   上記複数の受光素子から上記移動体の相対位置情報と移動方向が検出可能になるように位相が異なる複数の受光信号が入力されて、この複数の受光信号に対してＡＤ変換するＡＤ変換部と、
   上記ＡＤ変換部でＡＤ変換された複数の受光信号に対して論理和演算処理を含む信号処理を行って、上記移動体の移動情報を表す検出信号を一系統の信号線で出力する受光信号処理部と
   を備え、
   上記検出信号は、
   １つ以上の振幅区間の信号成分の論理値、または、互いに重ならない複数の振幅区間の信号成分を論理演算した論理値の少なくとも一方が、上記ＡＤ変換された受光信号の論理値に一致していて、
   上記検出信号の上記信号成分に基づいて、上記移動体の相対位置情報と移動方向とが検出されることを特徴とする光学式エンコーダ。
2. 請求項１に記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記検出信号は、
   １周期の区間の波形が、２分の１周期を表す直線に対して非線対称であることを特徴とする光学式エンコーダ。
3. 請求項１または２に記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記検出信号は、
   電位差が同じである複数の振幅区間の信号成分を含んでいることを特徴とする光学式エンコーダ。
4. 請求項１から３のいずれか１つに記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記検出信号は、
   １周期の区間の波形が、２分の１周期を表す直線と中心電圧を表す直線との交点に対して点対象であることを特徴とする光学式エンコーダ。
5. 請求項１から４のいずれか１つに記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記受光信号処理部は、
   上記ＡＤ変換された複数の受光信号に対して論理演算処理を行った信号が入力される複数の相互コンダクタンス増幅器と、
   上記複数の相互コンダクタンス増幅器の出力電流を加算して電圧変換する出力部を有することを特徴とする光学式エンコーダ。
6. 請求項５に記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記複数の相互コンダクタンス増幅器が上記出力部に入力する複数の出力電流は、複数の各位相区間内で電流比率が一定であることを特徴とする光学式エンコーダ。
7. 請求項１から６のいずれか１つに記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記移動体は、基準位置に配置されているインデックスパターン部を含み、
   上記受光部は、
   上記発光部からの光が上記インデックスパターン部を経由して入射したときにインデックス受光信号を出力するインデックス受光素子を有し、
   上記ＡＤ変換部は、上記インデックス受光素子からのインデックス受光信号をＡＤ変換し、
   上記受光信号処理部は、
   上記移動体の移動情報を表す信号成分とは重ならない別の振幅区間において、上記ＡＤ変換されたインデックス受光信号に対応する信号成分を有する検出信号を出力することを特徴とする光学式エンコーダ。
8. 請求項７に記載の光学式エンコーダにおいて、
   上記インデックス受光信号に対応する信号成分の位相幅は、
   上記移動体の移動情報を表す１つの振幅区間の信号成分の位相幅、または隣接する２つの振幅区間の信号成分間の変動成分の位相幅と同じであることを特徴とする光学式エンコーダ。
9. 請求項１から８のいずれか１つに記載の光学式エンコーダを備えた電子機器。

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