JP2007259345A - 恒温型の水晶発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】恒温槽内温度を目標温度に安定させる迄の時間短縮が可能な水晶発振器の提供。
【解決手段】発振回路からＣモード信号とＢモード信号を抽出可能な恒温型の水晶発振器に於いて、Ｃモード信号とＢモード信号との位相差を検出、逓倍して出力する第１差分信号逓倍器２と、Ｃモード信号と第１差分信号逓倍器２の出力との位相差を検出、逓倍して出力する第２差分信号逓倍器３と、該逓倍器３の出力をさらに逓倍し出力する逓倍回路と、Ｃモード信号分周回路と、逓倍信号をクロックとしてＣモード分周信号の周期ごとに、クロック数計測、加算する温度データ生成器６と、温度データと目標温度データと比較し、比較信号出力のコンパレータ回路と、コンパレータ回路出力で電圧源を切替制御して生成された信号を、平滑した平滑回路出力により、加熱供給体素子を制御する電流駆動回路を制御する温度制御回路と、を具備する構成。
【選択図】図１

Description

本発明は、水晶振動子を用いた恒温型の発振器に係り、特に異なる振動モードの信号を発振させることができる水晶発振器の温度制御の技術に関する。

従来、水晶発振器に用いられる水晶振動子は主振動の他に副振動を生じる。水晶発振器では主振動のみを利用して、副振動は極力抑制して主振動を損なわないようにするのが普通であるが、温度補償等をする場合に副振動の信号を抽出し、その副振動に基づいて温度制御をしている。

例えばＳＣカットやＩＴカットの水晶振動子は、主振動の振動モード（Ｃモード）の共振周波数の高域側約９％の周波数の副振動（Ｂモード）を生じることが知られている。そしてＢモード信号は、温度変化に対して周波数が直線的に変化するので、このＢモードの共振周波数の変化を利用して温度補償を行ない、Ｃモードの発振周波数を安定化することが提案されている。

図９に従来の恒温型の水晶発振器の温度制御回路を示す。従来の温度制御回路は、抵抗器９１、サーミスタ９２、増幅器９３、アナログ／ディジタル変換器９４（ＡＤ変換器）、加算器９５、ディジタル目標温度入力端子９６、ディジタル積分器９７、ディジタル／アナログ変換器９８（ＤＡ変換器）、増幅器９９、抵抗器９１０、ツェナダイオード９１１、抵抗器９１２、ヒータ９１３、パワートランジスタ９１４から構成されている。

本構成では、サーミスタ９２で温度を電気信号に変換し、ＡＤ変換器９４の入力範囲に増幅器９３で電圧幅を調整する。そして、加算器９５に、予め設定したディジタル目標温度値をディジタル目標温度入力端子９６から入力し、ＡＤ変換器９４の出力（ディジタル信号）を加算して、差分を検出する。検出した信号はディジタル積分器９７（ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタで構成）で平滑化する。平滑化した信号は、ＤＡ変換器９８でアナログ信号に変換し、次段の増幅器９９でヒータ９１３を調整するために最適値に増幅する。さらに、抵抗器９１０とツェナーダイオード９１１を通してパワートランジスタ９１４のベースにその信号が入力される。パワートランジスタ９１４では加熱供給体素子９１３（ヒータ、抵抗器）に流れる電流を調整する。このようにして、加熱供給体素子９１３を調整することで恒温槽内の温度を一定に調整する。

なお、同図に発振回路示さないが、ＳＣカットの水晶振動子に帰還信号を増幅したのち入力し、水晶振動子からの出力を２つのフィルタを用いてＢモードの信号とＣモードの信号を出力させている。

また、特許文献１によれば水晶振動子の２つの振動モードによる発振信号を同時にかつ安定的に発振し、精度の高い制御が可能な温度補償を実現する水晶発振器が提案されている。

しかしながら、ディジタルでの恒温槽内の一定温度を維持する温度制御にはＣＰＵやＤＳＰを用いてソフトウェアでの制御をする必要があり、周辺回路の制御やソフトでの処理等が増加し複雑になる。また、電源投入時からの温度安定を維持するまでに、長時間（例えば４０分程度）を必要とするという問題がある。
特開２００４−４５２３０号公報

本発明は上記のような実情に鑑みてなされたものであり、恒温槽内の温度を目標温度に安定するまでの時間を短縮することが可能な水晶発振器を提供することを目的とする。

本発明の態様のひとつである発振回路からＣモード信号とＢモード信号を抽出可能な恒温型の水晶発振器であって、前記Ｃモード信号と前記Ｂモード信号との位相差を検出した第１差分信号を逓倍して出力する第１差分信号逓倍器と、
前記Ｃモード信号と前記第１差分信号逓倍器の出力との位相差を検出した第２差分信号を逓倍して出力する第２差分信号逓倍器と、前記第２差分信号逓倍器の出力をさらに逓倍して逓倍信号を出力する逓倍回路と、前記Ｃモード信号を分周してＣモード分周信号を出力する分周回路と、前記逓倍信号をクロックとして前記分周回路のＣモード分周信号の周期ごとに、前記クロック数を計測して温度データを生成する温度データ生成器と、前記温度データと予め設定した目標温度データと比較し、比較結果に基づいてコンパレータ信号を出力するコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の出力により電圧源の切替制御して生成された信号を、平滑する平滑回路と、前記平滑回路の出力により、加熱供給体素子を制御する電流駆動回路の制御をする温度制御回路と、を具備する構成である。

好ましくは、前記コンパレータ回路は、前記コンパレータ信号の出力を２つ設け、前記温度データと前記目標温度データを比較し、前記温度データが前記目標データより小さければ第１コンパレータ信号をオンにし、第２コンパレータ信号をオフにし、前記温度データが前記目標データより大きければ前記第１コンパレータ信号をオフにし、前記第２コンパレータ信号をオンにし、前記温度データが前記目標データと同じであれば前記第１コンパレータ信号と前記第２コンパレータ信号をオフにし、前記第１コンパレータ信号と前記第２コンパレータ信号の状態により、前記平滑回路の電圧源の切替制御をし前記電流駆動回路に供給する電流を制御する構成としてもよい。

好ましくは、前記平滑回路の電圧源の切替制御にアナログスイッチを用いる構成としてもよい。
好ましくは、前記平滑回路の電圧源の切替制御にトランジスタを用いる構成としてもよい。

好ましくは、サーミスタにより温度電圧信号を検出し、前記温度電圧信号を増幅器に入力しアナログ／ディジタル変換器で変換して前記温度データを出力する回路を備え、前記温度データを前記コンパレータ回路の入力とする構成としてもよい。

上記構成により、温度感度を増幅するために差分信号逓倍器を多段接続し、温度データを目標温度データと比較して、３値状態から平滑フィルタを経てアナログ制御電圧を生成して加熱供給体素子電流を制御して目標温度に収束させる。このようにすることで、簡単な回路構成で電源投入時からの温度安定を短時間にできる。

本発明によれば、恒温槽内を一定温度に維持する温度制御をＣＰＵやＤＳＰを用いない簡単な回路構成で実現でき、電源投入時からの温度安定を短時間ですることができる。

以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。
（実施例１）
図１に本発明の恒温型の水晶発振器に搭載される温度制御回路を示す。温度制御回路は、温度検出部と温度制御部からなる。温度検出部は、デュアルモードＯＣＸＯ（Oven Controlled Xtal Oscillator）１、差分信号逓倍器２（Ｄ−ＭＬＴ：第１差分信号逓倍器）、差分信号逓倍器３（Ｄ−ＭＬＴ：第２差分信号逓倍器）、逓倍器４（ＭＬＴ）、分周器５（１／Ｎ）、温度データ生成器６（Ｄ−ＴＥＭＰ：ディジタル温度データ生成器）、コンパレータ回路７（ＣＭＰ：例えばマグニチュードコンパレータ）、デジタル目標温度設定端子８などから構成される。

温度制御部は、抵抗器９、アナログスイッチ１０、アナログスイッチ１１、抵抗器１２、ダイオード１３、１４、抵抗器１５、１６、コンデンサ１７、増幅器１８、抵抗器１９、２０、ツェナダイオード２１、加熱供給体素子２２（例えば、ヒータ、抵抗素子など）、電流駆動回路２３（例えばパワートランジスタ）などから構成される。

デュアルモードＯＣＸＯ１は、本例では発振回路にヒータ２２を有している場合について説明する。発振回路については詳細説明はしないが、ＢモードとＣモード信号を抽出する回路も有している。簡単にＢモード信号の説明をする。図２に恒温槽内の温度変化に対するＢモードの副共振周波数の変化を示す（縦軸周波数偏差（ｐｐｂ）、横軸温度（℃））。同図に示したグラフは、３台の水晶発振器の水晶振動子（Ａ〜Ｃ）について水晶振動子（ＳＣカット）を流れる水晶電流を０．５ｍＡ±０．０１ｍＡとしたときの周波数温度特性である。

次に、図３にＳＣカットの水晶振動子の温度変化に対するＢモードの副共振周波数の変化を示す（縦軸周波数偏差（ｐｐｍ）、横軸温度（℃））。水晶振動子の副振動の周波数温度特性を利用して、恒温槽の温度の変動を示したグラフである。なお、本例では水晶電流は０．５ｍＡ±０．０１ｍＡとしている。一般にＳＣカットの水晶振動子のＢモードの副振動の周波数温度特性は、温度の上昇とともに直線的に低下する。また図３からＢモードの周波数温度特性は−３３．４ｐｐｍ／℃であることがわかる。このようなことから、水晶発振器に設けたヒータ２２の温度制御を、Ｂモード信号を利用することで恒温槽内の温度を安定にすることができる。

デュアルモードＯＣＸＯ１から出力される、Ｂモード信号１０２とＣモード信号１０１を抽出して第１差分信号逓倍器２に入力する。
第１差分信号逓倍器２ではＣモード信号１０１とＢモード信号１０２との差を求め第１差分信号逓倍器２の出力信号１０３とし、その出力信号１０３を逓倍して出力する。その逓倍した出力信号１０３とＢモード信号１０１を第２差分信号逓倍器３に入力し、さらに差分信号を逓倍して出力信号１０４を求める。出力信号１０４は逓倍器４で逓倍され、その逓倍器４の出力である逓倍信号１０５を温度データ生成器６に入力する。

ここで差分信号逓倍器の段数と逓倍器の倍率は限定されるものでない。
また、Ｃモード信号１０１を分周器５で分周して、Ｃモード分周器信号１０６を生成し、温度データ生成器６に入力する。そして温度データ生成器６から温度データ１０７（ディジタルデータ）が生成される。

差分信号逓倍器２、３は、図４のブロック図に示すようにＢモード信号１０２とＣモード信号１０１を排他的論理和４１（位相比較器）に入力し位相比較した結果を出力する。比較した出力は、平滑ブロック（ディジタルフィルタなどで構成）４２で平滑し、次段の増幅器４３で増幅または減衰などを調整する。その調整された信号レベル（電圧値など）に対応した基準信号（例えば、クロック信号）をクロック生成器４４で生成する。その後、基準信号はＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路４５に入力しジッタなどの影響を低減して安定した逓倍信号を出力する。

温度データ生成器６は、図５に示すようにフリップフロップ５１〜５３、カウンタ回路５４、レジスタ回路５５、ＮＯＴ回路５６、ＡＮＤ回路５７などから構成する。また、図６に温度データ生成器６のタイムチャートを示す。縦軸に各測定点を示し、横軸に時間を示す。

図６の（１）入力信号（Ｃモード分周信号１０６）に示す波形は、Ｃモード出力信号１０１を分周器５で１／ｎ（例えば、ｎ＝２^m：ｍは整数）に分周してカウント用のインターバルタイム信号である。（２）に示す波形は逓倍信号１０５である。つまり逓倍信号１０５をカウンタ回路５４でカウントすることによって温度データを求めヒータ２２を制御するための信号である。

この逓倍信号１０５と分周器５の出力であるＣモード分周器信号１０６は、非同期なので両者を同期させるために、直列に３段つないだフリップフロップ（ＦＦ）５１〜５３を用いる。フリップフロップ５１の入力に逓倍信号１０５と各クロック入力にＣモード分周器信号１０６を入力してフリップフロップ５２の出力から信号を得る。図６の（３）に示すＦＦ５２出力である。

また、Ｃモード分周器信号１０６をクロック信号として動くフリップフロップ５３にフリップフロップ５２の出力ＦＦ５２信号を入力してＣモード分周器信号１０６の１クロック分遅らせる。図６の（４）に示すＦＦ５３信号である。そのＦＦ５３信号をＮＯＴ回路５６で反転したものとＦＦ５２信号とを、ＡＮＤ回路５７でＡＮＤをとり、得られた信号をカウンタ回路５４のクリア信号およびレジスタ回路５５のロード信号とする。上記のクリア信号（ロード信号）を同図（５）にＡＮＤ出力信号の波形として示す。

カウンタ回路５４は、クリア信号が入力されるごとにＣモード分周器信号１０６によるカウント値をクリアする。またクリア信号はレジスタ回路５５のロード信号になっているので、この信号の１周期間の逓倍信号１０５がカウントされ、その値がレジスタ回路５５によって逓倍クロックカウンタ出力保持信号として出力される。図６（６）はレジスタ回路５５を制御するカウンタ回路５４の出力であるレジスタ制御信号（ＣＮＴ０、ＣＮＴ１、ＣＮＴ２・・・）の出力波形である。同図（７）は逓倍クロックカウンタ出力保持信号（ＲｅｇＸ、Ｒｅｇ０、Ｒｅｇ１・・・）の波形信号である。

次にコンパレータ回路７にデジタル目標温度設定端子８から予め設定された目標温度データ（目標温度値）と温度データ１０７が入力される。コンパレータ回路７では演算結果として、アップコンパレータ出力１０８（第１コンパレータ信号）、ダウンコンパレータ出力１０９（第２コンパレータ信号）が出力される。

アナログスイッチ１０、１１は、電圧源の切替制御して信号を生成する。例えばアナログスイッチであってもよいし、トランジスタで構成してもよい。
抵抗器９、１２は、アナログスイッチ１０、１１の両方がオンとなったときに過電流防止用である。

抵抗器１５、１６とコンデンサ１３、１４が、でラグリードフィルタ（lag-lead filter）を構成する。ダイオード１３、１４は電源投入時のコンデンサ１７への充放電用である。

増幅器１８では、感度を増幅してパワートランジスタ２３のベース電流制限用の抵抗器１９、２０は、ベース電流に対してコレクタ電流を比例させてヒータ２２の電流を制御して一定温度を保持するように動作する。なお、ツェナダイオード２１は、パワートランジスタ２３のベース電圧保護用である。
（動作説明）
図７に本発明の全体のタイムチャートを示す。本例ではＣモード信号１０１（図７（１））が１０．０ＭＨｚであると、Ｂモード信号１０２（図７（２））は１０．９ＭＨｚとして説明をする。デュアルモードＯＣＸＯ１において、Ｂモード信号の周波数はＣモード信号の周波数の約＋９％に存在する。

差分信号逓倍器２は、温度感度を上げるために差分信号を逓倍しており、差分信号＝（高い周波数−低い周波数）とする。つまり、差分信号逓倍器２は、（Ｂモード周波数−Ｃモード周波数）＊１２の機能を有する。すなわち（１０．９−１０）＊１２＝１０．８ＭＨｚの出力信号１０３を得る（図７（３））。

さらに、差分信号逓倍器３によって（１０．８−１０）＊１０＝８ＭＨｚの出力信号１０４（図７（４））を得る。次に逓倍器４によって９逓倍すると、７２ＭＨｚの逓倍信号１０５を得る（図７（５））。

ここで、温度感度は逓倍前から１２＊１０＊９＝１０８倍となる。なお、逓倍数の１２、１０、９は希望する周波数感度の増幅率とハードウェアの条件で適宣選択すればよい。
温度データ生成器６は、Ｃモード信号１０１の分周器５のＣモード分周信号１０６（図７（６））の一定周期毎に逓倍信号１０５の立ち上がりエッジまたは立下りエッジを計測する。また、逓倍信号１０５をクロックとしている。そのＣモード分周信号１０６の１周期ごとの逓倍出力１０５のエッジ数を合計した値を温度データ１０７として得る（図７（７））。図７（７）に示すように１周期ごとにディジタル温度データ１、２は変化する。

コンパレータ回路７は、温度データ１０７とディジタル目標温度設定端子８から入力する目標温度データとをを比較する。目標温度データはディジタルデータを直接入力してもかまわない。その場合は、コンパレータ回路７にレジスタを用意し、そのレジスタに目標温度データを入力する。また、ディジタル目標温度設定端子８からアナログ信号を入力しＡＤ変換して目標温度データをレジスタに保存してもよい。さらに、アナログ信号を温度変化に追従して変化させて、リアルタイム（例えば、サンプル時間ごと）にレジスタを書き替える制御をしてもよい。

比較結果は、温度データ生成器６から入力される目標データより小さければ（比較条件１）アップコンパレータ１０８＝Ｈレベル、ダウンコンパレータ１０９＝Ｌレベルとなる。

逆に、目標データより大きければ（比較条件２）アップコンパレータ１０８＝Ｌレベル、ダウンコンパレータ１０９＝Ｈレベルとなる。
等しい場合は（比較条件３）アップコンパレータ１０８＝Ｌレベル、ダウンコンパレータ１０９＝Ｌレベルとなる。

次に温度制御回路のアナログスイッチ１０、１１は、上記のアップコンパレータ１０８とダウンコンパレータ１０９が、Ｈレベルのときはオン、Ｌレベルのときはオフとなる。このように電圧源（ＶＤＤ）とグランド（ＧＮＤ）に直列に接続されたアナログスイッチ１０、１１をコンパレータの出力で制御することで、各コンパレータ出力の比較条件継続時間分の状態の矩形波形信号（例えばパルス信号）を得る。

そして、抵抗器１５、１６とコンデンサ１３、１４で構成したラグリードフィルタにその矩形波形信号が入力され、平滑化されディジタル温度データをパワートランジスタの制御信号（アナログ信号）にする。ここで、ラグリードフィルタを用いたが、特に限定するものではなく、ラグフィルタ（lag filter）、アクティブフィルタ（active filter）などを利用してもよい。

そのアナログ信号は増幅器１８により感度を増幅して抵抗器１９、２０を通してパワートランジスタ２３のベース電流を制御する。なお、抵抗器１９、２０は、ベース電流制限用の抵抗であり、ベース電流に対してコレクタ電流を比例させてヒータ２２に流れる電流を制御する。このようにヒータ電流を制御することで、恒温槽内一定温度を保持するように動作する。

なお、抵抗器９、１２は、アナログスイッチ１０、１２の両方がオン時の過電流防止用である。また、ツェナダイオード２１は、パワートランジスタ２３のベース電圧保護用である。また、ダイオード１３、１４は電源投入時のコンデンサ１７への充放電用である。

上記構成により、Ｃモード信号とＢモード信号との差分信号を逓倍した逓倍信号と、Ｃモード信号を分周したＣモード分周信号を生成し、逓倍信号をクロックとして分周器の周期毎に、クロック数を計数して、クロック計数と目標値と比較する。比較結果を３値状態で出力して、その出力を平滑化する平滑回路の出力により電流駆動回路する。そして、電流駆動回路によってヒータ電流制御を行う。ここで、ヒータは単体でもよいし複数のヒータを相互に接続したものでもよい。また、複数のヒータは各ヒータを制御してもよい。

上記構成によりＣＰＵ、ＤＳＰ、ＤＡ変換器などを必要としないシンプルな回路を構成でき、起動時間を短縮することができる。
（実施例２）
なお、図８に実施例２の構成を示す。抵抗器８１、サーミスタ８２と温度感度用増幅器８３を経て、ＡＤ変換器８４の出力により、温度データの生成をする。電源（ＶＤＤ）に抵抗器１の一方が接続され、抵抗器８１の他方にサーミスタ８２が接続する。サーミスタ８２に一方はグランド（ＧＮＤ）に接続されている。抵抗８１とサーミスタ２の接続点と増幅器８３の入力が接続され、その出力はＡＤ変換器８４の入力に接続されている。その後、コンパレータ回路８５（図１に示したコンパレータ回路７と同じ）に接続される。また実施例１と同様にデジタル目標温度設定端子８から目標温度データを生成する信号が入力される。
（動作説明）
本構成回路のサーミスタ８２により温度を検知し、温度変化に追従した信号（アナログ値）を出力する。その出力信号を増幅器８３により調整して、ＡＤ変換器８４の範囲で適切なディジタル信号を得られるようにする。その後ＡＤ変換器８３の出力であるディジタル値をコンパレータ回路８５に入力する。コンパレータ回路８５では実施例１同様に３値比較をして比較結果により温度制御部のヒータ２２の制御を行う。以後、動作は実施例１と同様である。

上記のようにシンプルな回路にすることで、回路規模を縮小することもできる。
なお、上記実施例１、２はＳＣカットやＩＴカットの水晶振動子を用いたものに限定されるものはなく、例えばＡＴカットの水晶振動子を用いた場合の基本波と３倍波の信号等、他のカットの水晶振動子を用いた発振器において複数の振動モードの信号を同時に発振させる発振器全般に適用することもできる。

また、ヒータ２２は恒温型の水晶発振器に設けられるが、シングルオーブン構造、ダブルオーブン構造、その他の構造であってもかまわない。その場合、ヒータの設置位置による温度変化を考慮することで、さらに安定温度を保持する制御ができる。

また、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

実施例１を示すブロック図である。 槽内の温度変化に対するＢモードの副共振周波数の変化を示す図である。 ＳＣカットの水晶振動子の温度変化に対するＢモードの副共振周波数の変化を示す図である。 差分信号逓倍器のブロック図を示す図である。 ディジタル温度生成器のブロック図を示す図である。 ディジタル温度生成器のタイムチャートを示す図である。 本発明の全体のタイムチャートを示す図である。 変形例を示すブロック図である。 従来の温度制御回路のを示す図である。

符号の説明

１…デュアルモードＯＣＸＯ、２…第１差分信号逓倍器
３…第２差分信号逓倍器、４…逓倍器、５…分周器、６…温度データ生成器
７…コンパレータ、８…デジタル目標温度設定端子、９…抵抗器
１０…アナログスイッチ、１１…アナログスイッチ、１２…抵抗器
１３、１４…ダイオード、１５、１６…抵抗器、１７…コンデンサ、
１８…増幅器、１９、２０…抵抗器、２１…ツェナダイオード
２２…加熱供給体素子、２３…電流駆動回路（パワートランジスタ）
４１…排他的論理和、４２…平滑回路、４３…増幅器
４４…クロック生成器、４５…ＰＬＬ回路
５１〜５３…フリップフロップ、５４…カウンタ回路、５５…レジスタ回路
８１…抵抗器、８２…サーミスタ、８３…温度感度用増幅器
８４…ＡＤ変換器

Claims (5)

1. 発振回路からＣモード信号とＢモード信号を抽出可能な恒温型の水晶発振器であって、
   前記Ｃモード信号と前記Ｂモード信号との位相差を検出した第１差分信号を逓倍して出力する第１差分信号逓倍器と、
   前記Ｃモード信号と前記第１差分信号逓倍器の出力との位相差を検出した第２差分信号を逓倍して出力する第２差分信号逓倍器と、
   前記第２差分信号逓倍器の出力をさらに逓倍して逓倍信号を出力する逓倍回路と、
   前記Ｃモード信号を分周してＣモード分周信号を出力する分周回路と、
   前記逓倍信号をクロックとして前記分周回路のＣモード分周信号の周期ごとに、前記クロック数を計測して温度データを生成する温度データ生成器と、
   前記温度データと予め設定した目標温度データと比較し、比較結果に基づいてコンパレータ信号を出力するコンパレータ回路と、
   前記コンパレータ回路の出力により電圧源の切替制御して生成された信号を、平滑する平滑回路と、
   前記平滑回路の出力により、加熱供給体素子を制御する電流駆動回路の制御をする温度制御回路と、
   を具備することを特徴とする恒温型の水晶発振器。
2. 前記コンパレータ回路は、前記コンパレータ信号の出力を２つ設け、
   前記温度データと前記目標温度データを比較し、前記温度データが前記目標データより小さければ第１コンパレータ信号をオンにし、第２コンパレータ信号をオフにし、
   前記温度データが前記目標データより大きければ前記第１コンパレータ信号をオフにし、前記第２コンパレータ信号をオンにし、
   前記温度データが前記目標データと同じであれば前記第１コンパレータ信号と前記第２コンパレータ信号をオフにし、
   前記第１コンパレータ信号と前記第２コンパレータ信号の状態により、前記平滑回路の電圧源の切替制御をし前記電流駆動回路に供給する電流を制御することを特徴とする請求項１に記載の恒温型の水晶発振器。
3. 前記平滑回路の電圧源の切替制御にアナログスイッチを用いることを特徴とする請求項２に記載の恒温型の水晶発振器。
4. 前記平滑回路の電圧源の切替制御にトランジスタを用いることを特徴とする請求項２に記載の恒温型の水晶発振器。
5. サーミスタにより温度電圧信号を検出し、前記温度電圧信号を増幅器に入力しアナログ／ディジタル変換器で変換して前記温度データを出力する回路を備え、
   前記温度データを前記コンパレータ回路の入力とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の恒温型の水晶発振器。

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