JP2005236801A - 水晶発振器、発振方法及びヒータ - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は、水晶振動子の２つの振動モードによる発振信号と同時に且つ安定的に発振することが可能な水晶発振器を提供することを課題とする。
【解決手段】 水晶振動子Ｘｔａｌの出力をＢ、Ｃモード側それぞれ２つの水晶共振子Ｆ１１，Ｆ１２及びＦ２１，Ｆ２２に入力する。そして、これらの出力をトランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２及びＴｒ２１、Ｔｒ２２によって位相結合する。これにより、周波数変動に対して安定した位相と利得を持つ信号が得られるので安定した発振を行なえる。またビート信号を用いて温度補償制御を行ない、また水晶振動子Ｘｔａｌをその端子から過熱する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、水晶振動子を用いた発振器に関し、更に詳しくは水晶振動子の異なる振動モードの信号を複数同時に発振させることが出来る水晶発振器に関する。

発振器に用いられる水晶振動子は、主振動のほかに副振動を生じるが、一般的には、主振動のみの利用を目的とし、副振動は極力抑制して主振動を損なわないようにする必要がある。しかし、このような副振動の信号を抽出し、これを温度補償等の制御に用いることが提案されている。

例えばＳＣカットやＩＴカットの水晶振動子は、主振動の振動モード（Ｃモード）の共振周波数の高域側約９％の周波数の副振動（Ｂモード）を生じることが知られている。そしてＢモードの信号は、温度変化に対して周波数が直線的に変化するので、このＢモードの共振周波数の変化を利用して温度補償を行ない、Ｃモードの発振周波数を安定化することが特許文献１などで提案されている。

図１２は、特許文献１に示されている水晶発振器の回路ブロック図である。
同図の発振器では、帰還信号をアンプ１２３で増幅したのちＳＣカットの水晶振動子１０１に入力し、水晶振動子１２１からの出力を２つのフィルタ１２２ａ、１２２ｂを用いてＢモードの信号とＣモードの信号を出力させている。

特許文献１のような発振器は、水晶振動子を構成する水晶片そのものの温度をＢモードの信号の周波数から極めて正確に検出することが出来るので、水晶振動子近傍に設けた温度センサからの値を用いる場合に比して、より正確な温度補償を行なうことができる。
また特許文献２や特許文献３にはＡＴカットの水晶振動子を用いた発振器において、水晶振動子から出力される、ＡＴカットの厚み滑り振動モードと輪郭振動モードの２つの異なる振動モードによる信号を同時に発振させている。
米国特許第４０７９２８０号明細書（Ｆｉｇ．１） 米国特許第４５２５６４７号明細書（Ｆｉｇ．５） 米国特許第４８７２７６５号明細書（Ｆｉｇ．１）

水晶振動子の異なる振動モードの信号を複数同時に発振させる方法は、上記した文献等で公開されている。しかし各文献には、同時発振を実現する為の具体的な回路の構成は示されていない。例えば、特許文献１の構成の場合、図１２に示すようにＢ、Ｃモードの信号出力が独立的に取り出されるように記載されているが、これらは共通出力である為、実際には同図のＢモードとＣモードの出力及び帰還信号は同じ信号、すなわちＢモードとＣモードの信号が混在した信号が出ている。そして、ＢモードとＣモードの信号を独立的に取り出すためには、この共通出力に対して何らかの方法で処理を行ない両者を分離しなければならないが、その点については全く開示が無い。

また特許文献２についても、水晶振動子が、厚み滑り振動用と、輪郭振動用に独立した構成端子を持ち、４つの入出力端子を持つ構成として記述されているが、実際には、このような水晶振動子は存在しない。
また、１つの水晶振動子から２つの振動モードの信号の同時発振を試みると、電源電圧や周囲温度の変動によって、どちらか一方の信号のみしか発振しなくなるシーソ現象が生じる。２つのモードの信号が同時に発振する電源電圧や周囲温度の範囲は非常に狭く、温度や電圧が変動してこの範囲を逸脱すると、どちらか一方のみの発振となったり両方とも発振しなくなってしまう。特に電源投入と同時に確実に同時発振させるには、極めて困難な微調整が必要となる。しかし、上記した各特許文献には、このシーソ現象の発生を軽減する為の手段については全く開示が無く、これらから、２つの発振モードの信号を確実に同時発振し、その状態を安定的に維持するのは困難を要する。

また水晶発振器の温度補償は、水晶振動子の発振周波数を安定させる為、水晶振動子近傍にヒータを設け、これを水晶振動子及び発振回路に熱的に接続して、これを高い周囲温度で一定に保っている。
このヒータの形状は、水晶振動子の外周を取り巻くリム式のものや、発振回路部分全てを金属パッケージで覆い、パッケージの外周にヒータ線を巻き付ける熱筒式等のものが用いられている。しかしこれらの方式のヒータの場合、ヒータから高真空に保たれた水晶振動子内部の水晶片までの熱抵抗は大きいので、熱効率が低く、また長期に渡る安定性に欠けている。又、組み立てが複雑になり、コストの面でも不利となる。

本発明は、水晶振動子の２つの振動モードによる発振信号を同時に且つ安定的に発振することが可能な水晶発振器を提供することを課題とする。
また熱効率の良く、精度の高い制御が可能な温度補償を実現する水晶発振器を提供することを課題とする。

本発明は、水晶振動子の複数の発振モードによる発振信号を同時発振する水晶発振器を前提とし、上記問題点を解決する為、第１の共振子、第２の共振子、第１の位相合成手段、第３の共振子、第４の共振子及び第２の位相合成手段を備える。
前記水晶振動子からの出力を、前記複数の発振モードの１つである第１の発振モードの周波数の両側の共振周波数を持つ第１の共振子と第２の共振子を通過させる。第１の発振モードの位相合成手段は、前記第１の共振子の出力信号と前記第２の共振子の出力信号を位相合成する。

前記水晶振動子からの出力を、前記複数の発振モードの１つである第２の発振モードの周波数の両側の共振周波数を持つ第３の共振子と第４の共振子を通過させる。第２の発振モードの位相合成手段は、前記第３の共振子の出力信号と前記第４の共振子の出力信号を位相合成する。

この構成により、第１の位相合成手段及び第２の位相合成手段によって位相合成された信号は、周波数振動に対して安定した利得と位相を持つので、第１の発振モードによる発振信号及び第２の発振モードによる発振信号を、共に安定して発振することが出来る。
また前記第１の位相合成手段及び第２の位相合成手段は、例えば差動増幅器によって実現する構成とすることが出来る。これにより、温度変化に対する不安定性を避ける事が出来、また長期安定性が得られる。

前記第１の共振子、第２の共振子、第３の共振子及び第４の共振子は、前記水晶振動子と直接接続する構成とすることが出来る。
これにより、各振動モード用の構成が、能動的な回路によって互いに干渉するのを軽減することが出来る。

更に前記水晶振動子は、ＳＣカット若しくはＩＴカットの水晶振動子であり、前記第１の振動モードはＣモード、前記第２の振動モードはＢモードである構成とすることが出来る。
この構成により、Ｂモードの発振信号を用いて温度補償の制御を実現することが出来る。

また前記Ｂモードの発振信号と前記Ｃモードの発振信号のビート信号を前記水晶振動子に対する温度情報として抽出するビート信号抽出手段を更に備える構成とすることにより、前記ビート信号を得るためのミキサを新たに設ける必要がない。
また前記Ｂモードの発振信号の振動周波数とＣモードの発振信号のビート信号の振動周波数を示す値を、前記Ｃモードの発振信号の振動周波数を基準として求め、当該ビート信号の振動周波数を示す値の変化が小さいとき、該ビート信号の振動周波数を示す値に基づいた温度補償制御を行ない、当該ビート信号の振動周波数を示す値の変化が大きいとき、該ビート信号の振動周波数を示す値及び第１の規定値に基づいた温度補償制御を行なう温度補償制御手段を更に備える構成とすることが出来る。

この構成により、精度の高い温度補償の制御を実現することが出来る。
また、このとき前記温度補償制御手段は、前記ビート信号の振動周波数を示す値が第１の温度未満であることを示すとき第２の規定値に基づいて前記温度補償制御を行ない、前記ビート信号の振動周波数を示す値が前記第１の温度より高い第２の温度以上であることを示すとき第３の規定値に基づいて前記温度補償制御を行なう構成とすることが出来る。

或いは、前記水晶振動子近傍が第１の温度未満であるかどうかを検知する第１の温度検知手段と、前記水晶振動子近傍が前記第１の温度より高い第２の温度以上であるかどうかを検知する第２の温度検知手段とを更に備え、前記温度補償制御手段は、前記第１の温度検知手段が前記水晶振動子近傍が第１の温度未満であることを検知したとき、第２の規定値に基づいて前記温度補償制御を行ない、前記第２の温度検知手段が前記水晶振動子近傍が第２の温度以上であることを検知したとき、第３の規定値に基づいて前記温度補償制御を行なう構成とすることが出来る。

この構成の場合、分解能の細かい温度補償制御を行なうことが出来る。
更に前記水晶振動子の端子を備える部位に設けられ、当該水晶振動子を前記端子から加熱するヒータ手段を更に備える構成とすることが出来る。
この構成により、熱効率の良い水晶振動子の過熱を行なうことが出来る。

また本発明は、水晶発振器による発振方法や、水晶発振器で用いられるヒータもその範囲に含む。

本発明によれば、電源電圧の変動や温度の変化に対しても２つの振動モードによる発振信号と同時に且つ安定的に発振することが出来る。
また熱効率の良く、精度の高い制御が可能な温度補償を実現する。
したがって、非常に精度の高い周波数信号を出力することが出来る。

以下に本発明における発振器の一実施形態について、図面を参照しながら説明する。尚以下の例ではＳＣカット若しくはＩＴカットの水晶振動子を用いた構成において、Ｃモードの信号とＢモードの信号を同時発振させ、またＢモードの出力信号を用いて温度補償を行なって周波数精度の高いＣモード信号を出力させる構成を例として挙げているが、本発明における水晶発振器は、ＳＣカットやＩＴカットの水晶振動子を用いたものに限定されるものはなく、例えばＡＴカットの水晶振動子を用いた場合の基本波と３倍波の信号等、他のカットの水晶振動子を用いた発振器において複数の振動モードの信号を同時に発振させる発振器全般に適用することが出来る。

図１に、本実施形態における水晶発振器の概略ブロック図を示す。
本実施形態における水晶発振器は、発振回路部１及び温度補償部２を有し、発振回路部１から発振されるＣモードの出力信号（以下Ｃモード信号）、及びＢモードの出力信号（以下Ｂモード信号）とＣモードの出力信号とのビート信号（以下Ｃ／Ｂモードビート信号）に基づいて（後述するように発振回路部１が温度スイッチを備えている場合には、温度スイッチからの出力をも考慮する）ヒータ部３を制御して、発振回路部１内の水晶振動子及び発振回路部１を構成する各素子の温度をコントロールする。

図２は発振回路部１の構成例を示す図である。
本実施形態の水晶発振器では、ＳＣカット若しくはＩＴカットの水晶振動子Ｘｔａｌを通過する信号成分を、増幅器等の能動素子を間に挟まず、水晶振動子に直接接続して入力している。これによって、Ｂモード信号用の回路とＣモード信号用の回路が、能動的な回路によって互いに干渉するのを軽減することが出来る。発振回路の帰還ループの入力端が能動素子を含む構成となっていると、一方の発振モードの信号入力を増大させていくと、他方のモードの信号出力レベルが低下してしまい、安定した発振を維持出来ないが、図２の発振回路部１では、水晶振動子Ｘｔａｌの出力と水晶振動子を直接接続することにより、一方のモードの信号入力を増大させても他方のモードの信号出力レベルは一定の値を維持することが出来る。

またＢモード、Ｃモードそれぞれに２つづつ水晶共振子を設け、これらの２つの水晶共振子からの出力信号の位相合成を行なうことにより、周波数が変動しても安定した位相やゲインが得られるので、温度や電源電圧が変動してもシーソ現象を起こさず、起動時から安定して２つの信号を出力できる。

図２では、上段がＣモードによる発振側の回路、下段がＢモードによる発振側の回路の構成を示しており、上段の回路によって発振したＣモード信号を発振信号として出力すると共に、Ｃモード信号と下段の回路によって発振したＢモード信号を抵抗Ｒ１によって疎結合して、増幅器Ａ１で増幅した後、ローパスフィルタＬＰＦ１で信号内に残っているＢ、Ｃモード信号等の高周波の信号を除去した後、Ｃ／Ｂモードビート信号を温度補償部２に出力する。

図２のＣモード側の構成は、水晶振動子Ｘｔａｌの出力が並列に水晶共振子Ｆ１１、Ｆ１２に接続され、水晶共振子Ｆ１１、Ｆ１２の出力は、入力抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２及びコンデンサＣ１０２、Ｃ１０３を介してトランジスタＴＲ１１、Ｔｒ１２のベースに接続されている。そしてトランジスタＴｒ１１とＴｒ１２のエミッタが接続されると共に抵抗Ｒ１０８を介して接地され、トランジスタＴｒ１１のコレクタは抵抗Ｒ１０７を介して電源ＤＣ＋に、エミッタはトランジスタＴｒ１２のコレクタに接続される。そしてトランジスタＴｒ１２のコレクタはコンデンサＣ１０５を介して反転増幅器Ａ１１の入力に接続され、反転増幅器Ａ１１の出力は、非反転増幅器Ａ１２に入力されると共に、コンデンサＣ１０６を介してＣモード信号として出力される。そして非反転増幅器Ａ１２の出力は、コンデンサＣ１１７及び抵抗Ｒ１１２を介して抵抗Ｒ１に接続されると共に、コンデンサＣ１を介して水晶振動子Ｘｔａｌに接続される。

尚抵抗Ｒ１０３、Ｒ１０４、Ｒ１０７はトランジスタＴｒ１１の、抵抗Ｒ１０５、Ｒ１０６、Ｒ１０９はトランジスタＴｒ１２の、抵抗Ｒ１０８はトランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２両方にバイアスをかける為のバイアス抵抗である。また抵抗Ｒ２０１はトランジスタＴｒ１１の、抵抗Ｒ２０２はトランジスタＴｒ１２の入力抵抗である。またコンデンサＣ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０５、Ｃ１０６及びＣ１０７は、直流分を阻止して交流分のみを入力する為の結合コンデンサであり、コンデンサＣ１０１、Ｃ１０４及びＣ１０８は、電源用バイパスコンデンサである。

このような構成において、水晶振動子Ｘｔａｌからの信号は、水晶共振子Ｆ１、Ｆ２を通過してフィルタリングされ、この出力は２つのトランジスタＴｒ１１、トランジスタ１２によって構成される差動アンプによって位相合成され、その信号は発振条件の１つである帰還信号が元の信号と同位相であることを満たす為、反転増幅器Ａ１１によって位相を１８０度ずらされると共に増幅されている。そしてこの反転増幅器Ａ１１の出力からコンデンサＣ１０６によって直流成分を除去したものをＣモード信号として発振回路部１外部に出力している。また反転増幅器Ａ１１の出力は、非反転増幅器Ａ１２によって上記したＣモード信号と分離されてコンデンサＣ１０７及び抵抗Ｒ１１２を介して抵抗Ｒ１に入力され、下段の回路によるＢモード信号と疎結合されてＣ／Ｂモードビート信号が生成されている。

また下段のＢモード側の構成は、Ｃモード側の構成とほぼ同じになっており、水晶共振子Ｆ２１及びＦ２２がＣモード側の水晶共振子Ｆ１１及びＦ１２に、トランジスタＴｒ１１及びＴｒ１２がＣモード側のトランジスタＴｒ２１及びＴｒ２２に、増幅器Ａ２１及びＡ２２がＣモード側の増幅器Ａ１１及びＡ１２に、バイアス抵抗Ｒ２０３〜Ｒ２０９がＣモード側のバイアス抵抗Ｒ１０３〜Ｒ１０９に、抵抗Ｒ２１０〜Ｒ２１２がＣモード側の抵抗Ｒ１１０〜Ｒ１１２に、結合コンデンサＣ２０２、Ｃ２０３、Ｃ２０５及びＣ２０６がＣモード側のＣ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０５及びＣ１０７に、及び電源用バイパスコンデンサＣ２０１、Ｃ２０４及びＣ２０７がＣモード側のコンデンサＣ１０１、Ｃ１０４及びＣ１０８に対応している。

コンデンサＣ２０６及び抵抗Ｒ２１２を介して増幅器Ａ２２から出力されるＢモード側の出力信号は、抵抗Ｒ１によって、コンデンサＣ１０７及び抵抗Ｒ１１２を介して増幅器Ａ１２から出力されるＣモード側の出力信号と疎結合され、増幅器Ａ１で増幅された後、ローパスフィルタＬＰＦ１で信号内に残っているＢ、Ｃモード信号等の高周波信号が除去された後、Ｃ／Ｂモードビート信号として発振回路部１の外部に出力される。温度補償を行なうためには、周波数安定性が高いＣモード信号を時間基準値としてＢモード信号の周波数の変動をカウントする為、Ｃモードの信号とＢモードの信号をミキサー回路でミキシングして差分であるＣ／Ｂモードビート信号を生成する必要があるが、本実施形態では発振回路部１からＣ／Ｂモードビート信号の形で発振回路部１内から取り出せるので、発振回路部１外部にミキサー回路を設ける必要がない。

また図２の回路では、水晶振動子の出力信号をＣモード側、Ｂモード側それぞれで２つの振動子Ｆ１１（Ｆ２１）、Ｆ１２（Ｆ２２）に入力し、その透過出力を位相合成することによって、２つの信号を安定して出力させている。
図３は、２つの振動子Ｆ１及び振動子Ｆ１２を通過した信号成分を位相合成した場合の信号特性を示す図である。

図２の発振回路部１では、フィルタを構成するのにＢモード側、Ｃモード側それぞれで２つの水晶共振子を使い、両者の出力を位相合成している。
同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すように水晶共振子Ｆ１、Ｆ２の透過出力をコイルＬ１、Ｌ２を用いて位相合成した場合の出力信号ＯＵＴの位相曲線３１及び利得曲線３２を示すもので、横軸は入力信号ＩＮの周波数、縦軸は出力信号ＯＵＴの位相と利得レベルを示している。

図３（ａ）の振動子Ｆ１の中心周波数をｆ１、振動子Ｆ２の中心周波数をｆ２とすると図３（ｂ）のように周波数ｆ１〜ｆ２間の広い周波数範囲において位相３１及び利得３２が安定した領域を得ることが出来る。よって電源電圧や温度の変化によって入力信号ＩＮの周波数が変化しても、この周波数ｆ１〜ｆ２の範囲に入れば、安定した発振を得ることが出来、シーソ現象の発生を防ぐことが出来る。従って、周波数ｆ１〜ｆ２の中心ｆにＢモード信号やＣモード信号の周波数が来るように、そして温度や電源電圧の変動で周波数が変化しても周波数ｆ１〜ｆ２間の位相や利得が変化しない範囲に収まるよう、中心周波数ｆ１、ｆ２を選択する。

図２の回路においては、温度や電源電圧の変動でＣモード信号の周波数が変化しても、図２の水晶共振子Ｆ１１とＦ１２の中心周波数ｆ１１〜ｆ１２から外れないように、水晶共振子Ｆ１１及びＦ１２を選択し、またＢモード側においても、Ｂモード信号の周波数が水晶共振子Ｆ２１とＦ２２の中心周波数ｆ２１〜ｆ２２の範囲から外れないように水晶共振子Ｆ２１及びＦ２２を選択することによって、発振条件である帰還信号の利得と位相を安定させることが出来るので、発振回路部１は２つの発振モードの信号を安定して発振することが出来る。

また図２の回路では、位相合成はコイルを使用せず、トランジスタによる差動増幅回路によって実現している。これによりコイル等を使用した場合の温度変化に対する不安定性を避ける事が出来、また長期安定性が得られるので、起動時の安定した同時発振及び同時発振の持続を実現出来る。

尚Ｂモードの信号は、周波数変動が大きいので２つの振動子からの信号を位相合成する必要があるが、Ｃモードの信号は周波数の変動が小さいので、上記したような位相合成を行なわずに、水晶振動子Ｘｔａｌの出力を中心周波数がＣモード信号の振動周波数である１つのフィルタを用いてフィルタリングする構成としても良い。

また図２の回路例では振動子Ｆ１１、Ｆ１２、Ｆ２１及びＦ２２には水晶共振子を用いているが、十分なＱが得られ、良好な温度特性を持つものであればモノシリッククリスタルフィルタ等他のものでも良い。
図４は、本実施形態における発振回路部１の増幅回路特性を示す図である。

同図（ａ）はＣモード側の発振回路部分の増幅回路特性、同図（ｂ）はＢモード側の発振回路部分の増幅回路特性を示している。
同図（ａ）は、Ｂモード側の信号入力レベルを変化させたときのＣモード側の出力の変化を示したもので、同図（ａ）のグラフは横軸はＢモード側の入力信号レベル、縦軸はＢモード側とＣモード側の出力信号レベルを取っており、曲線４２がＢモード側の入力信号レベルで、曲線４１がＣモード側の出力信号レベルを表している。

同図を見ると発振回路部１では、Ｂモード側の信号入力レベル４２を上げていってもＣモード側の出力の信号レベル４１には影響が現れず一定に保たれている。
また同図（ｂ）は、Ｃモード側の信号入力レベルを変化させたときのＢモード側の出力の変化を示したもので、同図（ｂ）のグラフは、横軸にＣモード側の入力信号レベル、縦軸にＢモード側とＣモード側の出力信号レベルを取っており、曲線４３がＢモード側の出力、曲線４４がＣモード側の入力信号レベルを表している。

同図（ａ）と同図（ｂ）から、同様にＣモードの入力信号レベルを変化させても、Ｂモード出力信号レベル４３は一定に保たれており、Ｃモードの入力信号レベルの変化がＢモード出力信号レベル４３に影響を与えないことが分かる。
このように、本実施形態の水晶発振器では、Ｂモード側の振動子Ｆ２１、Ｆ２２とＣモード側の振動子Ｆ１１、Ｆ２２は、互いに異なるインピーダンスを持ち、一方から見ると他方はハイインピーダンスとなるので、互いに独立して信号をフィルタリングすることとなる。よって一方の入力信号レベルの変化が、他方の出力信号レベルに影響を与えない。

次に温度補償部２による温度制御について説明する。
温度補償部２は、発振回路部１からのＣモード信号及びＣ／Ｂモードビート信号から、発振回路部１内の水晶振動子Ｘｔａｌを構成する水晶片の温度を制御する。
図５は、温度補償部２の制御回路を示すブロック図である。

本実施形態では、Ｃモード信号をクロック信号としてＣ／Ｂモードビート信号をカウントし、積分器によって一定期間内のカウント値を累積してその値によってヒータ部３をドライブするトランジスタをＰＷＭ制御する。
一般的には、立ち上げ時には温度は低い状態にあり、単純にカウント値を累積加算してゆくと、この立ち上げ時の低い温度の状態から値が累積されてゆくので、この時のカウント値で累積加算値が偏ってしまい、正確な制御を行なうことが出来なくなる。

図５の制御回路は、この点に対処したもので、温度が予め設定してある目標値になるまで、積分器による累積加算を行なわず、温度が目標値を超えてから累積を行なう。これによって、正確な温度制御を実現する。
尚以下の説明ではＣモード信号は５ＭＨｚであり、図５の温度補償部２内部では、１６ビット処理を行なっているものとする。

図５の温度補償部２では、まず発振回路部１からのＣモード信号を分周器５０１で１／ｎ（＝２¹⁵＝３２７８６）に分周してカウンタ用インターバルタイム信号Ｓ５０１を生成する。また発振回路部１からのＣ／Ｂモードビート信号をＰＬＬてい倍器５１８で、周波数を１００倍にしてＳ−ＣＬＫを得る。そしてこのＳ−ＣＬＫをカウンタ５０５でカウントすることによって温度を求めヒータ部３内のヒータ５２３を制御する。

このＳ−ＣＬＫ信号と分周器５０１の出力（Ｓ５０１）は非同期なので、両者を同期させる為に、直列に３段つないだフリップフロップ５０２〜５０４を用いる。フリップフロップ５０２の入力にＳ５０１、各クロック入力にＳ−ＣＬＫを入力してフリップフロップ５０３の出力から信号Ｓ５０３を得る。またＳ−ＣＬＫをクロック信号として動くフリップフロップ５０４にフリップフロップ５０３の出力Ｓ５０３を入力してＳ−ＣＬＫの１周期分遅らせ、その出力信号Ｓ５０４をＮＯＴ回路５２０で反転したものとＳ５０３をＡＮＤ回路５１９でＡＮＤを取り、得られたＳ１をカウンタ５０５のクリア信号及びレジスタ５０６のロード信号とする。

カウンタ５０５は、クリア信号Ｓ１が入力される度にＳ−ＣＬＫによるカウント値をクリアし、またクリア信号Ｓ１はレジスタ５０６のロード信号になっているので、この信号Ｓ１の１周期の間Ｓ−ＣＬＫがカウントされ、その値がレジスタ５０６によっててい倍クロックカウンタ出力保持信号Ｓ５０６として加算器５０７に出力される。

加算器５０７は、事前に設定されている目標値と、レジスタ５０６からのカウント値Ｓ５０６から目標値を２の補数として与えることにより減算し、結果を２の補数で示す値Ｓ５０７を出力する。この値は直前データを記憶するレジスタ５０８、比較器５０９及びビットスケーラ５１４に入力される。

比較器５０９は、レジスタ５０８から出力される直前データと加算器５０７から出力される現データを比較し、１６ビット演算で上位８ビットの値が一致した時、論理Ｈを出力し、一致しなかったとき論理Ｌを出力する。
そして比較器５０９からＨが出力されると、スイッチ５１０がＯＮになり演算器５０７の出力Ｓ５０７が加算器５１２に入力される。また比較器５０９からＬが出力されると、スイッチ５１１がＯＮとなり、２の補数の中心値００００Ｈが演算器５１２に入力される。これによって、加算器５０７の出力値Ｓ５０７の値の変化が大きく、レジスタ５０８にセットされている直前データと上位８ビットが異なっていた場合には、加算器５１５には００００Ｈが入力され、加算器５０７の出力値Ｓ５０７の値の変化が小さく、レジスタ５０８にセットされている直前データと上位８ビットが同じ場合には、加算器５１５には加算器５０７の出力値Ｓ５０７が入力される。

加算器５１２及びレジスタ５１３は、積分器を構成しており、スイッチ５１０若しくはスイッチ５１１からの出力と、レジスタ５１３が出力する直前データを加算器５１２で加算し、結果を加算器５１５に出力すると共にレジスタ５１３にセットすることにより積分動作を行なう。このとき、比較器５０９による比較の結果、上述したように上位８ビットが不一致の場合には、２の補数の中心値００００Ｈが演算器５１２に入力されて積分処理が為される。尚レジスタ５１３のデータの更新周期は、Ｃ／Ｂモードビート信号と、ヒータの熱応答時定数から割り出された数値とする。

スケーラ５１４では、演算器５０７からの制御開始時の差分データの出力値の１６ビットの値をオーバフローしない範囲でシフトして乗算し、スケーリングを行なう。そしてこのスケーラ５１４の出力値とレジスタ５１３からの出力値を加算し結果を、パルス幅変調器５１６に入力する。パルス幅変調器５１６は、この入力値に基づいて一定期間内のパルスの数をランダムに増減する等のパルス幅変調を行ない、これをローパスフィルタ５１７によってアナログ信号に変換した後、ヒータ部３のパワートランジスタに入力してヒータをドライブする。

尚上記例では、ヒータ部３のヒータ入力制御を行なうアナログ信号の生成を、パルス幅変調器５１６及びローパスフィルタ５１７を用いて行なっていたが、Ｄ／Ａ変換器によって、演算器５１５の出力値をアナログデータに変換するようにしても良い。
このように、本実施形態における温度補償部２は、制御開始時の温度が目的値から遠く離れている場合を考慮して、積分値の演算が行なわれるので、目標値とする周波数に早く収束し、精度の高い温度制御を実現できる。またローパスフィルタ５１７及びヒータ部３のアナログ部分の微調整を行なう必要がない。

次に温度補償部２の第２の実施形態について説明する。
図６は、温度補償部２による温度制御を示す図である。
同図では、目標温度を８５℃としており、温度補償部２は発振回路部１からのＣ／Ｂモードビート信号に基づいて上述した制御を行なうが、起動時の温度が低い時点から上記したような制御を行なった場合、温度が目標温度に達するまでに時間を要し、また制御する範囲が広くなるので制御の為の分解能も粗くなってしまう。

第２の実施形態の温度補償部２は、この点に対処したもので、起動時に温度が特定値（図６では７５℃）に達するまでは、ヒータをフルドライブして過熱し、第１の特定値に達した後に、Ｃ／Ｂモードビート信号に基づいた精密な制御を行なう。また温度が第２の特定値（図６では９５℃）を超えた場合には、ヒータを切る等してなるべく早く第２の特定値（９５℃）以下に下げるように制御を行なう。

図７は、第２の実施形態の温度補償部２の構成を示す図である。
第２の実施形態では、発振回路部１の水晶振動子Ｘｔａｌ近傍に９５℃の温度スイッチと７５℃の温度スイッチを設け、温度補償部２はこれらの出力をも用いて温度制御を行なう。

第２の実施形態の温度補償部２は、図５の第１に示した構成の他に、加算器５１５とパルス幅変換器５１６の間に図７に示す構成要素を更に備える。
７５℃と９５℃の温度スイッチは、温度が７５℃（９５℃）以上になると論理Ｈ、それ以外の温度のときは論理Ｌを出力する。よって温度が７５℃未満のときは、７５℃温度スイッチ、９５℃温度スイッチ共にＬが出力されるので、ＡＮＤ回路７４からＯＲ回路７５に最大値が入力され、またＡＮＤ回路７２、７３からは０が入力されるので、パルス幅変換器５１６には最大値の値が入力されて、ヒータがフルドライブされる。

また温度が９５℃以上のときは、７５℃、９５℃の温度スイッチ共にＨを出力するので、ＯＲ回路７５には、ＡＮＤ回路７２から最小値が入力され、ＡＮＤ回路７３、７４からは０が入力されるので、パルス幅変換器５１６には最小値の値が入力されて、ヒータによる加熱は最小になる。

更に温度が７５℃と９５℃の間のときは、７５℃温度スイッチからはＨ、９５℃温度スイッチからはＬが入力されるので、ＯＲ回路７５には、ＡＮＤ回路７３から加算器５１５の出力が入力され、またＡＮＤ回路７２、７４からは０が入力され、パルス幅変換器５１６には加算器５１５の出力値が入力され、上記した第１の実施形態の温度補償部２と同様のＣ／Ｂモードビート信号に基づいた精密な温度制御を行なう。

図８は、第３の実施形態の温度補償部２の構成を示す図である。
第３の実施形態は、発振回路部１に温度スイッチを設けずに、第２の実施形態と同様の制御を実現するものである。
第３の実施形態の温度補償部２は、図５に示した構成に加え、加算器５１５とパルス幅変換器５１６の間に図８に示す構成要素を更に備える。

第３の実施形態では、比較器８１によって加算器５０７の出力値に基づいて、スイッチ８２の出力を制御する。比較器８１は、加算器５０７の出力値Ｓ５０７が、Ｃ／Ｂモードビート信号が示している温度が７５℃より低い場合には最大値を、７５℃以上９５℃未満のときは加算器５１５の出力を、９５℃以上のときは最小値をスイッチ８２に出力させ、この出力値によってパルス幅変換器５１６は、ヒータをドライブする。

このような構成により、第３の実施形態では、発振回路部１に温度スイッチを設けなくても、第２の実施形態と同様、７５〜９５℃の温度範囲のみＣ／Ｂモードビート信号による精密な制御を行ない、７５℃未満及び９５℃以上の温度範囲は、規定値によってヒータをドライブするので、高速に温度に達することが出来、また狭い温度範囲を細かい分解能で精度高く制御することが出来る。

次に本実施形態における水晶発振器のヒータ部３について説明する。
図９は、本実施形態における水晶発振器に用いるヒータの構成の説明図である。
本実施形態の水晶発振器では、ヒータ部３の熱効率を上げる為、水晶片に熱的に一番近い、すなわち熱抵抗が低い部位である水晶振動子９１の底部等の端子を備える部分に、その形状に合わせた形の円盤ヒータ９２を熱伝導の良い窒化アルミ系の接着シート等で接着している。これより、円盤ヒータ９２による熱は、熱伝導率の高い水晶振動子９１の端子９３から水晶片に直接伝わるので、熱効率がよく水晶片を過熱することが出来る。

この円盤ヒータ９２は、セラミック円板の上にニッケルクロム系の合金をスパッタリングして構成する。また円盤ヒータ９２に電圧を印可する端子は、円板ヒータ９２の中央部と円周部に設け、円板ヒータ９２の熱分布が均一になるようにする。この構成により、発熱体の抵抗値を精度よく作り込むことが出来るとともに、長期安定性を確保する事が出来る。

また、熱結合を強固にする為、円板ヒータ９２と水晶振動子９１との接続には、窒化アルミ系のエポキシ接着剤を用いて、ヒータ９２の熱を効率よく水晶片に伝わるようにする。これにより、優れた熱応答性を確保出来る。
また図１０に示すように、ヒータ９２を駆動するパワートランジスタ１０１を水晶振動子１０２に熱的に接触させ、ヒータ９２駆動用のパワートランジスタ１０１による発熱をも水晶振動子１０２を過熱するのに用いることが出来る。これにより、更に優れた熱効率を確保出来る。

図１０では、パワートランジスタ１０１は、熱伝導用の金属板１０２に銀フィラー系の接着剤で接着し、これを水晶振動子１０３の上部に固着して熱的に接続する。この構成により、パワートランジスタ１０１が発熱すると、その熱は金属板１０２を介して均一に水晶振動子１０３に伝導する。

図１１は、本実施形態における水晶発振器のパッケージ内を示す断面概略図である。
本実施形態における水晶発振器は、発振回路部１の各構成要素１１２、不図示の温度スイッチ、水晶振動子１１３やパワートランジスタ１１８を載せた基板１１１を金属パッケージ１１４に入れて真空封止し、基板１１１上の各要素を外気温から熱的に遮断する。そして基板１１１は、機密端子１１９によって金属パッケージ１１４の外部と電気的に接続する。

このとき、基板１１１は、その四隅をパッケージ１１４内に設けられた台座１１５上に乗せる形でパッケージ１１４内に納められるが、台座１１５の基板１１１と接触する部分にガラス１１６を設けてある。そして基板１１１は、このガラス１１６上に台座１１５に直接接触しないように乗せられ、熱伝導性の悪いエポキシ樹脂系の接着剤１１７によって固着される。

このガラス１１６や接着剤１１７は断熱性が高いので、基板１１１からパッケージ１１４周囲のへの熱伝導を少なくすることが出来る。よってヒータ１１３の熱効率を上げる事が出来、低電力化を実現することが出来る。
尚ガラス１１６及びエポキシ樹脂系の接着剤１１７は、断熱性の高いものであれば、他の材質のものであっても良い。

本実施形態における水晶発振器の概略ブロック図である。 発振回路部の構成例を示す図である。 ２つのフィルタを通過した信号成分を位相合成した場合の信号特性を示す図である。 本実施形態における発振回路部の増幅回路特性を示す図である。 温度補償部２の制御回路を示すブロック図である。 温度補償部による温度制御を示す図である。 第２の実施形態の温度補償部の構成を示す図である。 第３の実施形態の温度補償部の構成を示す図である。 本実施形態における水晶発振器に用いるヒータの構成の説明図である。 ヒータを駆動するパワートランジスタを水晶振動子に熱的に接触させた場合の構成例を示す図である。 本実施形態における水晶発振器のパッケージ内を示す断面概略図である。 特許文献１に示されている水晶発振器の回路ブロック図である。

符号の説明

１ 発振回路部
２ 温度補償部
３ ヒータ部
Ｘｔａｌ 水晶振動子
Ｆ１１、Ｆ１２、Ｆ２１、Ｆ２２ 水晶共振子
Ｔｒ１１、Ｔｒ１２、Ｔｒ２１、Ｔｒ２２ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ１０１〜Ｒ１１２、Ｒ２０１〜Ｒ２１２ 抵抗
Ｃ１、Ｃ１０１〜Ｃ１０８、Ｃ２０１〜Ｃ２０７ コンデンサ
Ａ１、Ａ１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２ 増幅器
ＬＰＦ ローパスフィルタ
５０１ 分周器
５０２〜 ５０４ フリップフロップ
５０５ カウンタ
５０６、５０８、５１３ レジスタ
５０７、５１２、５１５ 加算器
８１、５０９ 比較器
８２、５１０、５１１ スイッチ
５１４ ビットスケーラ
５１６ パルス幅変調器
５１７ ローパスフィルタ
５１８ ＰＬＬてい倍器
７１〜７４、５１９ ＡＮＤ回路
７５ ＯＲ回路
７６、７７、５２０、５２１ ＮＯＴ回路

Claims (15)

1. 水晶振動子の複数の発振モードによる発振信号を同時発振する水晶発振器において、
   前記水晶振動子の出力から前記複数の発振モードの内の１つである第１の発振モードによる発振信号をフィルタリングする第１の共振子と、
   前記第１の共振子と異なる共振周波数を持ち、水晶振動子からの出力から前記第１の発振モードによる発振信号をフィルタリングする第２の共振子と、
   前記第１の共振子の出力信号と前記第２の共振子の出力信号を位相合成する第１の位相合成手段と、
   前記水晶振動子の出力から前記複数の発振モードの内の１つである第２の発振モードによる発振信号をフィルタリングする第３の共振子と、
   前記第３の共振子と異なる共振周波数を持ち、水晶振動子からの出力から前記第３の発振モードによる発振信号をフィルタリングする第４の共振子と、
   前記第３の共振子の出力信号と前記第４の共振子の出力信号を位相合成する第２の位相合成手段と、
   を備えることを特徴とする水晶発振器。
2. 前記第１の位相合成手段及び第２の位相合成手段は差動増幅器であることを特徴とする請求項１に記載の水晶発振器。
3. 前記第１の共振子、第２の共振子、第３の共振子及び第４の共振子は水晶共振子であることを特徴とする請求項１又は２に記載の水晶発振器。
4. 前記第１の共振子、第２の共振子、第３の共振子及び第４の共振子は、前記水晶振動子と直接接続することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の水晶発振器。
5. 前記水晶振動子は、ＳＣカット若しくはＩＴカットの水晶振動子であり、前記第１の振動モードはＣモード、前記第２の振動モードはＢモードであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載の水晶発振器。
6. 前記Ｂモードの発振信号と前記Ｃモードの発振信号を疎結合し、前記Ｂモードの発振信号と前記Ｃモードの発振信号のビート信号を前記水晶振動子に対する温度情報として抽出するビート信号抽出手段を更に備えることを特徴とする請求項５に記載の水晶発振器。
7. 前記Ｂモードの発振信号の振動周波数とＣモードの発振信号のビート信号の振動周波数を示す値を、前記Ｃモードの発振信号の振動周波数を基準として求め、当該ビート信号の振動周波数を示す値の変化が小さいとき、該ビート信号の振動周波数を示す値に基づいた温度補償制御を行ない、当該ビート信号の振動周波数を示す値の変化が大きいとき、該ビート信号の振動周波数を示す値及び第１の規定値に基づいた温度補償制御を行なう温度補償制御手段を更に備えることを特徴とする請求項５又は６に記載の水晶発振器。
8. 前記温度補償制御手段は、前記ビート信号の振動周波数を示す値が第１の温度未満であることを示すとき第２の規定値に基づいて前記温度補償制御を行ない、前記ビート信号の振動周波数を示す値が前記第１の温度より高い第２の温度以上であることを示すとき第３の規定値に基づいて前記温度補償制御を行なうことを特徴とする請求項７に記載の水晶発振器。
9. 前記水晶振動子近傍が第１の温度未満であるかどうかを検知する第１の温度検知手段と、前記水晶振動子近傍が前記第１の温度より高い第２の温度以上であるかどうかを検知する第２の温度検知手段とを更に備え、前記温度補償制御手段は、前記第１の温度検知手段が前記水晶振動子近傍が第１の温度未満であることを検知したとき、第２の規定値に基づいて前記温度補償制御を行ない、前記第２の温度検知手段が前記水晶振動子近傍が第２の温度以上であることを検知したとき、第３の規定値に基づいて前記温度補償制御を行なうことを特徴とする請求項７に記載の水晶発振器。
10. 前記水晶振動子の端子を備える部位に設けられ、当該水晶振動子を前記端子から加熱するヒータ手段を更に備えることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１つに記載の水晶発振器。
11. 前記ヒータ手段をドライブするパワートランジスタを更に備え、当該パワートランジスタは、前記水晶振動子と熱的に接続されていることを特徴とする請求項１０に記載の水晶発振器。
12. 前記水晶発振器を構成する素子を真空封止するパッケージを更に備えることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１つに記載の水晶発振器。
13. 水晶振動子の複数の発振モードによる発振信号を同時発振する水晶発振器において、
    前記複数の振動モードそれぞれに対して異なる共振周波数を持つ共振子を２つづつ設け、この２つの共振子の出力を位相合成することにより前記発振信号を発振する発振手段を備えることを特徴とする水晶発振器。
14. 水晶発振器内の水晶振動子を過熱するヒータであって、
    セラミック円板の上にニッケルクロム系の合金をスパッタリングして構成される抵抗体と、
    前記水晶振動子の端子面に前記抵抗体を接着する熱伝導性と電気絶縁性が高い接着シートと、
    を備えるヒータ。
15. 水晶振動子の複数の発振モードによる発振信号を同時発振する水晶発振器における発振方法であって、
    前記水晶振動子からの出力を、前記複数の発振モードの１つである第１の発振モードの周波数の両側の共振周波数を持つ共振子を通過させ、それぞれの出力信号を位相合成して前記第１の発振モードによる発振信号及び帰還信号を生成し、
    前記水晶振動子からの出力を、前記複数の発振モードの１つである第２の発振モードの周波数の両側の共振周波数を持つ共振子を通過させ、それぞれの出力信号を位相合成して前記第２の発振モードによる発振信号及び帰還信号を生成する
    ことを特徴とする発振方法。
    
    

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