JP2007274633A - デュアルモード水晶発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】Ｂモードの干渉を確実に抑制すると共に、３次と５次のオーバートーン振動を安定して実現できるデュアルモード水晶発振回路を提供する。
【解決手段】水晶振動子の基本波振動に対する３次のオーバートーン振動を発振する第１の発振手段と、水晶振動子の基本波振動に対する５次のオーバートーンを発振する第２の発振手段と、第１、第２の発振手段のいずれか一方と、水晶振動子との間に５次のオーバートーン振動の干渉を阻止する帯域制限手段と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、水晶発振子を用いた発振器に係り、特にＣモードとＢモードの発振を高安定に行うデュアルモード水晶発振器に関する。

近年、水晶振動子としてＳＣカットの水晶振動子が注目されている。ＳＣカットの水晶振動子はＡＴカットの水晶振動子に比して高いＱ値を得られ、かつ熱衝撃特性が良好で温度の急激な変化に対して良好な安定性を示し、特に温度の変化の激しい環境で使用する場合には望ましい特性を有する。一般に圧電結晶は、結晶軸に対して特定の切断角度においてのみ圧電振動を励振することができる。たとえば水晶の圧電特性を利用した水晶振動子の場合も、結晶軸に対して特定の切断角度において固有の振動特性を呈する。

例えばＳＣカットの水晶振動子は、Ｃモードの発振の近傍で、かつその高域側の周波数にＢモードの発振を生じる。これを用いて、ＣモードとＢモードで発振するデュアルモード水晶発振回路が知られている。

ここでＢモードの振動のクリスタルインピーダンス（以下ＣＩと略称する）の値は、Ｃモードのそれに等しいか場合によっては小さい。このため、実際に発振器を製作すると往々にしてＢモードで発振してしまう問題がある。したがってＳＣカットの水晶振動子を用いる場合は、Ｃモードの振動を確実に励振するために、Ｂモードの振動を抑圧してそのＣＩをＣモードのそれよりも大きくする必要がある。このために、水晶片の外形形状、保持位置等について種々の工夫を行なうことによって、Ｂモードの振動を抑制するようにしている。しかしながら、このようにしても温度変化によって、たとえばＣモードとＢモードとが結合して、突然、周波数が大幅に変動する、いわゆるジャンプ現象を生じる問題があった。このジャンプ現象が発生することによって、安定した両モードの発振を実現することが難しかった。さらに、同じ次数では、ＣモードとＢモードの発振周波数が近く、発振周波数を選択することが難しかった。

図８は上記従来のデュアルモード発振回路として、ＳＣカットの水晶振動子６（以下水晶振動子６と略称する）を用いた、コルピッツ変形型のデュアルモード水晶発振回路１−１を示す図である。

デュアルモード水晶発振回路１−１は、Ｃモードの発振回路部２−１と、Ｂモードの発振回路部３−１から構成される。
Ｃモードの発振回路部２−１において、発振増幅用としてのトランジスタＴｒ４−１のベースはコンデンサＣ５の一端に接続され、コンデンサＣ５の他端は水晶振動子６の一端に接続される。水晶振動子６の他端はコンデンサＣ７の一端に接続される。トランジスタＴｒ４−１のベース−接地間は、分割コンデンサＣａ、Ｃｂの直列回路が接続され、分割コンデンサＣａ、Ｃｂの接続点（分割点）とエミッタとの間に、帯域制限素子として例えばＬＣ直列回路９−１が挿入される。

トランジスタＴｒ４−１は、容量性リアクタンスである分割コンデンサＣａ、Ｃｂと、誘導性リアクタンスである水晶振動子６により、コルピッツ型発振回路を構成し、水晶振動子６の共振周波数に基づく発振周波数の発振波をコレクタ電圧として出力し、出力端Ｖｏｃに発振波を出力する。さらに、ＬＣ直列回路９−１が分割点に接続されているのでコルピッツ型発振回路が変形している。ＬＣ直列回路９−１は、Ｃモードの３次オーバートーンで狭帯域の負性抵抗を得るためのものである。

また可変容量ダイオードＤ８は、逆バイアス電圧を与えることによって、容量を変化させ、水晶振動子６に対する負荷容量を変化させることで発振周波数を調整する。
続いてＢモードの発振回路部３−１は、発振増幅用としてのトランジスタＴｒ４−２のベースはコンデンサＣ１４の一端に接続され、コンデンサＣ１４の他端は水晶振動子６の一端に接続される。水晶振動子６の他端はコンデンサＣ７の一端に接続される。トランジスタＴｒ４−２のベース−接地間は、分割コンデンサＣｄ、Ｃｅの直列回路が接続され、分割コンデンサＣｄ、Ｃｅの接続点（分割点）とエミッタとの間に、帯域制限素子として例えばＬＣ直列回路９−２が挿入される。

トランジスタＴｒ４−２は、容量性リアクタンスである分割コンデンサＣｄ、Ｃｅと、誘導性リアクタンスである水晶振動子６により、コルピッツ型発振回路を構成し、水晶振動子６の共振周波数に基づく発振周波数の発振波をコレクタ電流出力し、出力端Ｖ_OBに発振波を出力する。さらに、ＬＣ直列回路９−２が分割点に接続されているのでコルピッツ型発振回路が変形している。またＬＣ直列回路９−２は、Ｂモードの５次オーバートーンで狭帯域の負性抵抗を得るためのものである。

以上のように構成されたデュアルモード水晶発振回路１−１は、ＣモードおよびＢモードの発振周波数帯域おいて、負性抵抗の特性を示す部分が得られると、両モードの発振が実現できる可能性がある。

ここで、デュアルモード水晶発振回路１−１のシミュレーションによる負性抵抗曲線を、図９に示す。なお縦軸は抵抗成分「Ω」を示し、横軸は周波数「ＭＨｚ」を示す。また、測定箇所は図８の「Ｔ」である。負性抵抗は回路から水晶振動子を取り外した状態で測定する。水晶振動子を取り外したところに電流源と電流計を入れて、そのときの発振回路側の電圧をＶ２、もとの水晶振動子側（バリキャップがついている側）の電圧をＶ１、そのときに電流計の値をI_probe１.iとして負性抵抗を算出しています。すなわちNegR=real（Ｖ２−Ｖ１）/ I_probe１.iここでrealは実部を表現する。

同図より、Ｃモードの発振周波数帯域およびＢモードの発振周波数帯域おいて、負性抵抗成分が現れている。すなわちこの負性抵抗は（Ｖ₂―Ｖ₁）／ｉの実部の抵抗になっている。ｍ１はＣモードで１０．００ＭHzの周波数で負性抵抗はー１６１．９３７Ω、ｍ２はＢモードで１８．２０ＭHzの周波数で負性抵抗はー３９．１４５Ωである発振点をそれぞれに示す。

図８の従来例によるデュアルモード水晶発振回路１−１は、負性抵抗が２箇所存在し、二つの発振周波数間に山とまではいかないが正の領域（最大値で３０Ω程度）が存在する。この程度では周波数のジャンプが起こるので、Cモード発振とBモード発振の引き込み現象が生じて、安定的にデュアルモード発振を実現できない。

ここで、上記問題点を解決する先行技術として、非特許文献１の文献が存在する。この文献によると、ＬＣ直列フィルタを付加したコルピッツ形水晶発振回路を左右に接続し、それぞれＢモードとＣモードが発振する。左右の回路がお互いに及ぼす影響を抑えるために、左右の回路の接続部には共振周波数がＢモード側に３次のオーバートーンである５．４６ＭＨｚとＣモード側に５次オーバートーンである８．３０ＭＨｚのＬＣ直列フィルタを付加している。
榎本繁、張朝凱、竹野伸郎、大塚日出男、関根好文"次数の異なるＣモードとＢモードのオーバートーンを用いたデュアルモード水晶発振器"日本大学理工学部学術講演会

しかし上記従来の技術では、Ｂモードの発振周波数が水晶振動子の基本波振動の３次オーバートーンに対し、Ｃモードの発振周波数が水晶振動子の基本波振動の５次オーバートーンであったため、一般に使用される発振周波数と逆の関係となっており、用途が限定されるという欠点があった。

そこで本発明は、上記実情に鑑み、Ｂモードの干渉を確実に抑制すると共に、Ｂモードの発振周波数が水晶振動子の基本波振動の５次オーバートーンになり、Ｃモードの発振周波数が水晶振動子の基本波振動の３次オーバートーンとなる水晶振動子の発振回路を用いたデュアルモード水晶発振回路を提供する。

上記課題を解決する本発明の一態様によれば、
水晶振動子の第１のモードのオーバートーンを発振する第１の発振手段と、
前記水晶振動子の第２のモードのオーバートーンを発振する第２の発振手段と、
前記第１、第２の発振手段のいずれか一方と、前記水晶振動子との間に前記のオーバートーンの干渉を阻止する帯域制限手段、を備えたことを特徴とするデュアルモード水晶発振回路である。

これにより、高安定なデュアルモード水晶発振器を提供できる。
本発明の第２の態様によれば、
前記第１のモードはＣモードの３次のオーバートーン振動であり、第２のモードはＢモードの５次のオーバートーン振動である請求項１記載のデュアルモード水晶発振回路である。

これにより、Ｃモードの３次及びＢモードの５次のオーバートーンを安定的に発振できる。

本発明のデュアルモード水晶発振回路によれば、水晶振動子の基本波振動に対する次数の異なるＢモード、Ｃモードの発振を、安定して実現することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る、コルピッツ変形型の発振回路でＳＣカットの水晶振動子６（以下水晶振動子６と略称する）を用いた、デュアルモード水晶発振回路１−１を示す図である。

デュアルモード水晶発振回路１−２は、Ｃモードの発振回路部２−２と、Ｂモードの発振回路部３−２から構成される。
Ｃモードの発振回路部２−２において、発振増幅用としてのトランジスタＴｒ４−１のベースはコンデンサCｃ´とインダクタンスCｃ´とからなるＬＣ直列回路１８の一端に接続され、ＬＣ直列回路１８の他端は水晶振動子６の一端に接続される。ここでＬＣ直列回路１８は帯域制限手段を構成する。水晶振動子６の他端はコンデンサＣ７の一端に接続され、コンデンサＣ７の他端は可変容量ダイオードＤ８を介して接地する。トランジスタＴｒ４−１のベース−接地間は、分割コンデンサＣａ、Ｃｂの直列回路が接続され、分割コンデンサＣａ、Ｃｂの接続点（分割点）とエミッタとの間に、帯域制限素子として例えばＬＣ直列回路９−１が挿入される。エミッタ−接地間は抵抗Ｒ１０を介して接地される。コレクタはプルアップ抵抗Ｒ１１と、コンデンサＣ１２の一端が接続され、コンデンサＣ１２の他端を出力端Ｖ_OCとした構成になっている。なお、図中の符号Ｖｃは電源、Ｒｄ５、Ｒｄ６、Ｒｄ７、Ｒｄ８はトランジスタバイアス抵抗、Ｃ１３はバイパスコンデンサである。

トランジスタＴｒ４−１は、容量性リアクタンスである分割コンデンサＣａ、Ｃｂと、誘導性リアクタンスである水晶振動子６により、コルピッツ型発振回路を構成し、水晶振動子６の共振周波数に基づく発振周波数の発振波をコレクタ電圧として出力し、出力端Ｖｏｃに発振波を出力する。さらに、ＬＣ直列回路９−１が分割点に接続されているのでコルピッツ型発振回路が変形している。ＬＣ直列回路９−１は、Ｃモードの３次オーバートーンで狭帯域の負性抵抗を得るためのものである。

また可変容量ダイオードＤ８は、逆バイアス電圧を与えることによって、容量を変化させ、水晶振動子６に対する負荷容量を変化させることで発振周波数を調整する。
続いてＢモードの発振回路部３−２は、発振増幅用としてのトランジスタＴｒ４−２のベースは水晶振動子６の一端に接続される。水晶振動子６の他端はコンデンサＣ７の一端に接続される。コンデンサＣ７の他端は可変容量ダイオードＤ８を介して接地する。トランジスタＴｒ４−２のベース−接地間は、分割コンデンサＣｄ、Ｃｅの直列回路が接続され、分割コンデンサＣｄ、Ｃｅの接続点（分割点）とエミッタとの間に、帯域制限素子として例えばＬＣ直列回路９−２が挿入される。エミッタ−接地間は抵抗Ｒ１５を介して接地される。コレクタはプルアップ抵抗Ｒ１６と、コンデンサＣ１７の一端が接続され、コンデンサＣ１７の他端を出力端Ｖ_OBとした構成になっている。

トランジスタＴｒ４−２は、容量性リアクタンスである分割コンデンサＣｄ、Ｃｅと、誘導性リアクタンスである水晶振動子６により、コルピッツ型発振回路を構成し、水晶振動子６の共振周波数に基づく発振周波数の発振波をコレクタ電流出力し、出力端Ｖ_OBに発振波を出力する。さらに、ＬＣ直列回路９−２が分割点に接続されているのでコルピッツ型発振回路が変形している。またＬＣ直列回路９−２は、Ｂモードの５次オーバートーンで狭帯域の負性抵抗を得るためのものである。

以上のように構成されたデュアルモード水晶発振回路１−２は、ＣモードおよびＢモードの発振周波数帯域おいて、負性抵抗の特性を示す部分が得られると、両モードの発振が実現できる。また、Ｃモードの共振周波数（略１０ＭＨｚ）は、水晶振動子６の基本波振動の３次オーバートーンに対し、Ｂモードの共振周波数（略１８．２ＭＨｚ）は５次オーバートーンとなる。

ここで、デュアルモード水晶発振回路１−２の負性抵抗曲線を、図２に示す。
同図より、Ｃモードの発振周波数帯域およびＢモードの発振周波数帯域おいて、負性抵抗成分が現れている。すなわちこの負性抵抗は（Ｖ₂―Ｖ₁）／ｉの実部の抵抗になっている。

すなわち図２は第１の実施例のインピーダンスの虚部１１と実部（負性抵抗曲線）１２を示す。これらは、実際の回路を測定器（インピーダンスアナライザ）で測定した実測値である。

また、測定箇所は図１の「Ｔ」である。なお縦軸は抵抗値「Ω」を示し、横軸は周波数「ＭＨｚ」を示す。
第１の実施例において帯域制限素子としてＬＣ直列回路１８を挿入することによって、ＢモードおよびＣモードの発振周波数帯域において、負性抵抗成分が生じ、そしてこれらの負性抵抗成分の間に、正の抵抗成分が、Ｂモードの発振周波数帯域近傍に現れることが確認できた。これは負性抵抗曲線１２に山１３として示される。これにより、第１の実施例は、従来例では不可能であった安定的なデュアルモード発振を行うことができる。すなわち従来例においては、図９に示すように正の抵抗に山が生じなかったが、本発明の第１の実施例は図２の負性抵抗曲線１２に示すように、正の抵抗に山１３を生じ、デュアルモード発振をするので、従来例の前記問題が解消した。

この正の抵抗成分に山が現れることによって、Ｂモードの発振による干渉を抑制すると共に、ＢモードおよびＣモードの発振を安定して実現することができる。
以上の構成によるデュアルモード水晶発振回路２−２について、ＬＣ直列回路（９−１、９−２、１８）のそれぞれの容量値を可変したときの負性抵抗特性について、実験結果を以下に記す。

図３は、第１の実施例におけるＣモードの発振回路部１−２における、ＬＣ直列回路９−１のＣｃの容量値を可変したときの負性抵抗曲線のシュミレーション値を示す図である。（なお、以下の図４、５、７もシュミレーション値である。）なお、Ｌｃは１０μＨである。縦軸は抵抗値［Ω］を示し、横軸は周波数［ＭＨｚ］を示す。また、曲線ＡはＣｃの容量値が１３．７ｐＦ、曲線ＢはＣｃの容量値が１４．２ｐＦ、曲線ＣはＣｃの容量値が１４．７ｐＦのときを示す。

同図より曲線Ａ、Ｂ、Ｃを比べると、容量を大きくするにしたがって、負性抵抗のピークが周波数の低い方に、わずかにズレることが確認できた。これより、Ｃモードの３次オーバートーンである、１０ＭＨｚ近傍での負性抵抗の周波数依存性は低いといえる。

一方図４は、第１の実施例におけるＢモードの発振回路部３−２における、ＬＣ直列回路９−２のＣ_Bの容量値を可変したときの負性抵抗曲線を示す図である。なお、Ｌ_Bは１０μＨである。縦軸は抵抗値［Ω］を示し、横軸は周波数［ＭＨｚ］を示す。また、曲線ＤはＣ_Bの容量値が６ｐＦ、曲線ＥはＣ_Bの容量値が７ｐＦ、曲線ＦはＣ_Bの容量値が８ｐＦのときを示す。

同図より曲線Ｆと曲線Ｄ、Ｅを比べると、Ｂモードの５次オーバートーンである、１８．２ＭＨｚ近傍の抵抗成分の絶対値が、大幅に小さくなっていることが分かる。すなわち、Ｂモードの５次オーバートーンでの周波数変化に対する負性抵抗の変化が小さくなっている。これは曲線Ｆの方が、負性抵抗の絶対値のピークが小さくなるので、その周波数における増幅度が小さくなり、当該周波数にスプリアスが存在しても異常発振現象が起こり難いことを示す。また、Ｃモードの負性抵抗の変化と比べて変化の度合いが大きいことから、Ｂモードの５次オーバートーンである、１８．２ＭＨｚ近傍での負性抵抗の周波数依存性は高いといえる。

さらに図５は、第１の実施例において、ＬＣ直列回路１８のＣｃ´の容量値を可変したときの負性抵抗曲線を示す図である。なお、Ｌｃ´は１０μＨである。縦軸は抵抗値［Ω］を示し、横軸は周波数［ＭＨｚ］を示す。また、曲線ＧはＣｃ´の容量値が１９ｐＦ、曲線ＨはＣｃ´の容量値が２４ｐＦ、曲線ＩはＣｃ´の容量値が２９ｐＦのときを示す。

同図より曲線Ｇ、Ｈ、Ｉを比べると、容量を大きくするにしたがって、Ｃモードの３次オーバートーンである、１０ＭＨｚ近傍での負性抵抗のピークが、周波数の高い方に、わずかにずれることが確認できた。また、Ｂモードの５次オーバートーンである、１８．２ＭＨｚ近傍での負性抵抗の絶対値が、容量を大きくするにしたがって大きくなることが確認できた。さらに、これと対象位置の関係にある、１８．２ＭＨｚ近傍での正の抵抗成分の絶対値も大きくなることが確認できた。すなわち、ＬＣ直列回路１８のＣｃ´の容量値の変化は、両モードの発振回路部（２−２、３−２）における負性抵抗の変化に影響を与えることが確認できた。すなわちＬＣ直列回路はＣを１９、２４、２９ｐＦと大きくするに従って負性抵抗も大でかつＢモードの前の正抵抗も山も高くなり、例えば、２９ｐＦ（曲線I）のときには、正抵抗の山の値は約１ＫΩ弱にもなる。したがって、ＣモードとＢモードのオーバートーンの引き込み現象が生じず、より高安定にデュアルモード発振を行う。
（第２の実施形態)
図６は本発明の第２の実施形態に係る、コルピッツ変形型とする発振回路でＳＣカットの水晶振動子６を用いた、デュアルモード水晶発振回路１−３を示す図である。本実施形態の特徴は、Ｂモードの発振回路部３−２において、水晶振動子６の一端側と、トランジスタＴｒ４−２のベースとの間に、帯域制限素子として例えばＬＣ直列回路１８が挿入されていることである。このＬＣ直列回路１８は、Ｂモードの発振周波数におけるインピーダンスを高めるためのものである。

本実施形態においても、図５と同様に、両モードの負性抵抗と、Ｂモードの５次オーバートーン近傍に、正の抵抗成分が現れるのが確認できた。このときのＣｃ´の容量値を可変したときの負性抵抗曲線を図７に示す。また、測定箇所は図６の「Ｔ」である。なお縦軸は抵抗値［Ω］を示し、横軸は周波数［ＭＨｚ］を示す。また、曲線ＪはＣｃ´の容量値が０ｐＦ、曲線ＫはＣｃ´の容量値が２４ｐＦ、曲線ＬはＣｃ´の容量値が４８ｐＦのときを示す。容量値の変化は、図５における変化と、ほぼ同様の変化を示すことが確認できた。なお、ＬＣ直列回路１８のＣがＯｐＦのとき、すなわちＣが存在しない時は曲線Ｉに示すようにデュアルモード発振はしない。

したがってＬＣ直列回路１８は、どちらか一方のモードの発振回路部（２−２、３−２）に設けるだけで、Ｃモード３次オーバートーン、Ｂモード５次オーバートーンの両モードの発振を安定して実現することができる。

なお、本発明の他の実施例として（ＬＣ回路からなる）帯域制限素子だけでなく、正抵抗の山を作るように一般的なインピーダンス素子を組み合わせて入れることでも、高安定にデュアルモード発振を起こすことは可能である。

以上、本発明を適用した実施の形態を説明してきたが、トランジスタはバイポーラトランジスタに限らず、ＦＥＴを使用してもよい。また、水晶振動子６はＳＣカット以外にＩＴカットでもよい。さらに水晶振動子６およびその周辺回路を恒温槽内に収納する、ＯＣＸＯ（Ｏｖｅｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を採用してもよい。

また本発明は、以上に述べた実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の構成を取ることができる。

本発明の第１の実施形態に係る、コルピッツ変形型の発振回路でＳＣカットの水晶振動子を用いた、デュアルモード水晶発振回路を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る、負性抵抗曲線を示す図である。 本発明の第１の実施態様において、モードの発振回路部における、ＬＣ直列回路のＣｃの容量値を可変したときの負性抵抗曲線を示す図である。 本発明の第１の実施態様において、Ｂモードの発振回路部における、ＬＣ直列回路のＣ_Bの容量値を可変したときの負性抵抗曲線を示す図である。 本発明の第１の実施態様において、Ｃモードの発振回路部における、干渉阻止用のＬＣ直列回路のＣｃ´の容量値を可変したときの負性抵抗曲線を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る、コルピッツ変形型とする発振回路でＳＣカットの水晶振動子を用いた、デュアルモード水晶発振回路を示す図である。 第２の実施態様におけるＢモードの発振回路部における、ＬＣ直列回路のＣｃ´の容量値を可変したときの負性抵抗曲線を示す図である。 従来のコルピッツ変形型の発振回路でＳＣカットの水晶振動子を用いた、デュアルモード水晶発振回路を示す図である。 上記従来回路に係る、負性抵抗曲線を示す図である。

符号の説明

１−１，１−２ デュアルモード水晶発振回路
２−１，２−２ Ｃモードの発振回路部
３−１，３−２ Ｂモードの発振回路部
４−１，４−２ トランジスタ
５，７，１２，１３，１４，１７ コンデンサ
６ 水晶振動子
８ 可変容量ダイオード
９−１，９−２，１８ ＬＣ直列回路
１０，１１，１５，１６ 抵抗

Claims (8)

1. 水晶振動子の第１のモードのオーバートーンを発振する第１の発振手段と、
   前記水晶振動子の第２のモードのオーバートーンを発振する第２の発振手段と、
   前記第１、第２の発振手段のいずれか一方と前記水晶振動子との間に前記のオーバートーンの干渉を阻止する帯域制限手段、
   を備えたことを特徴とするデュアルモード水晶発振回路。
2. 前記第１のモードはＣモードの３次のオーバートーンであり、第２のモードはＢモードの５次のオーバートーンである請求項１記載のデュアルモード水晶発振回路。
3. 前記第１、第２の発振手段は変形コルピッツ型発振回路であることを特徴とする請求項１記載の水晶発振回路。
4. 前記第１の発振手段は第１のトランジスタのベースと接地間に第１の分割コンデンサが接続され、前記第１の分割コンデンサの中点と、前記第１のトランジスタのエミッタとの間に、第１の帯域制限手段を備え、
   前記第２の発振手段は、第２のトランジスタのベースと接地間に第２の分割コンデンサが接続され、前記第２の分割コンデンサの中点と、前記第２のトランジスタのエミッタとの間に、第２の帯域制限手段を、備えたことを特徴とする請求項１記載のデュアルモード水晶発振回路。
5. 前記帯域制限手段は狭帯域のＬＣ回路からなることを特徴とする請求項１または４記載のデュアルモード水晶発振回路。
6. 前記水晶振動子はＳＣカット水晶振動子であることを特徴とする請求項１記載のデュアルモード水晶発振回路。
7. 前記デュアルモード水晶発振回路は、恒温槽の内部に形成されたＯＣＸＯであることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載のデュアルモード水晶発振回路。
8. 水晶振動子の第１のモードのオーバートーンを発振する第１の発振手段と、
   前記水晶振動子の第２のモードのオーバートーンを発振する第２の発振手段と、
   前記第１、第２の発振手段のいずれか一方と前記水晶振動子との間に前記のオーバートーンの干渉を阻止するとともに、デュアルモード発振を行わせるインピーダンス素子を備えたことを特徴とするデュアルモード水晶発振回路。