JP2013143601A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

【課題】温度特性に基づく影響を高精度に抑えることができる制御信号を出力すると共にその構成を簡素化することができる発振装置を提供すること。
【解決手段】第１及び第２の発振回路の発振出力が夫々入力される第１及び第２の入力端を備え、ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号を出力する周波数差検出部と、外部から参照用の周波数信号ｆ０が入力される参照信号用の入力端と、通常運転時に各発振回路の出力が周波数差検出部に入力される状態と、発振装置の調整時に第１の発振回路の発振出力及び前記参照信号が前記周波数差検出部に入力され、また第２の発振回路の発振出力及び前記参照信号が前記周波数差検出部に入力される状態と、を選択できるように、発振回路、参照信号用の入力端及び周波数差検出部の入力端との間で接続の切替えが行われるスイッチ部と、を備えるように装置を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、水晶振動子が置かれる温度を検出し、温度検出結果に基づいて出力周波数の温度補償を行う発振装置に関する。

図１７はＴＣＸＯの一般的な構成を示している。９０は水晶振動子、９１は発振回路であり、制御電圧発生部９３から電圧可変容量素子９２に供給される制御電圧を変えることにより、電圧可変容量素子９２の容量をコントロールして発振周波数（出力周波数）が調整される。

水晶振動子９０は温度に応じて周波数が変化するため、制御電圧発生部９３は、温度検出器９４により検出した温度に応じて制御電圧を補正している。具体的には、水晶振動子９０の周波数温度特性を基準温度にて正規化した関数である例えば３次関数をメモリ９５内に格納し、この関数（周波数温度特性）に基づいて温度検出値に対応する周波数を読み出す。即ち基準温度時の周波数に対してそのときの温度おける周波数がどのくらいずれているかを読み出し、この周波数のずれ分に対応する制御電圧を温度補償量として、基準温度時の周波数に対応する制御電圧から差し引くようにしている。

ところで、このような水晶振動子を用いた発振装置においては更なる出力の安定化が求められている。また、発振装置の調整時において上記の温度検出値に対応する制御電圧を決定するための関数を設定できるように当該発振装置を構成する必要があるが、そのために発振装置が複雑化することを防ぐことが求められている。

特許文献１の図２及び図３には、共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成することが記載されている。また段落００１８には、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れるので、この周波数差を計測することにより温度を計測することと同じになると記載されている。そしてこの周波数差Δｆと補正すべき周波数の量との関係をＲＯＭに記憶させ、Δｆに基づいて周波数補正量を読み出している。

しかしながらこの手法は、段落００１９に記載されているように、所望の出力周波数ｆ０と、２つの水晶振動子の夫々の周波数ｆ１、ｆ２と、について、ｆ０≒ｆ１≒ｆ２の関係となるように水晶振動子の調整を行う必要があるため、水晶振動子の製造工程が複雑になる上、高い歩留まりが得られないという課題がある。更にまた図４に示されているように、各水晶振動子からの周波数信号であるクロックを一定時間カウントしてその差分（ｆ１−ｆ２）を求めているため、検出時間に検出精度が直接影響し、高精度な温度補償が困難である。

特開２００１−２９２０３０号

本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、温度特性に基づく影響を高精度に抑えることができる制御信号を出力すると共に、その構成を簡素化することができる発振装置を提供することである。

本発明の発振装置は、ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号を温度検出値として取り扱い、当該信号に基づいて、ｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号を出力し、第１の発振回路の発振出力を出力信号として用いる発振装置であって、
前記第１の発振回路の発振出力及び前記第２の発振回路の発振出力が夫々入力される第１の入力端及び第２の入力端を備え、ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号を求めて出力する周波数差検出部と、
外部から参照用の周波数信号である周波数がｆ０の参照信号が入力される参照信号用の入力端と、
通常運転時に第１の発振回路及び第２の発振回路の各発振出力が前記周波数差検出部に入力される状態と、発振装置の調整時にｆ１及びｆ０の差分に応じた信号を得るために第１の発振回路の発振出力及び前記参照信号が前記周波数差検出部に入力され、またｆ２及びｆ０の差分に応じた信号を得るために第２の発振回路の発振出力及び前記参照信号が前記周波数差検出部に入力される状態と、を選択できるように、発振回路、前記参照信号用の入力端及び周波数差検出部の入力端との間で接続の切替えが行われるスイッチ部と、
発振装置の調整時に周波数差検出部にて得られた信号を発振装置の外部に取り出すための信号取り出し端と、を備えたことを特徴とする。

本発明の具体的な態様は、例えば下記の通りである。
（１）ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号は、
基準温度におけるｆ１をｆ１ｒ、基準温度におけるｆ２をｆ２ｒとすると、
前記周波数対応値はｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値との差分値に対応する差分対応値である。
（２）ｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号は、ｆ１における基準温度時のｆ１の値からの変化分と、ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号と、の関係に基づいて、基準温度時のｆ１に対する周波数補正値に相当する信号である。
（３）第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子の温度を一定に維持するための温度調整部を備え、
ｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号は、前記温度調整部の発熱量を制御するための信号である。

本発明の発振装置によれば、通常運転時にはｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号を出力し、ｆ１の発振出力を出力信号として用いることができ、調整時にはｆ１及びｆ０の差分に応じた信号と、ｆ２及びｆ０の差分に応じた信号とを外部に取り出すことができる。従って、発振装置を周波数カウンタに接続するための端子を設ける必要が無いので装置構成を簡素化することができる。また、周波数カウンタに接続する必要が無いので前記調整時の環境を通常運転時の環境に近づけることができるため、ｆ１の温度特性に基づく影響を高精度に抑えた制御信号を出力することができるように調整を行うことができる。

本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の一部を示すブロック図である。 図２に示す一部の出力の波形図である。 図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。 図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしている状態を模式的に示す各部の波形図である。 上記の実施形態に対応する実際の装置について前記ループにおける各部の波形図である。 第１の発振回路の周波数ｆ１及び第２の発振回路の周波数ｆ２と温度との関係を示す周波数温度特性図である。 ｆ１、ｆ２の各々を正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。 ｆ１を正規化した値と温度との関係、及びｆ１を正規化した値とｆ２を正規化した値との差分ΔＦと温度との関係を示す周波数温度特性図である。 図９の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。 補正値演算部を示すブロック図である。 発振装置の概略縦断側面図である。 調整時の発振装置の概略図である。 発振装置の比較例を示すブロック図である。 他の発振装置の一例を示すブロック図である。 ＯＣＸＯである発振装置のブロック図である。 従来のＴＣＸＯを示す構成図である。

図１は本発明の発振装置の実施形態の全体を示すブロック図である。この発振装置（ＴＣＸＯ部）３００は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、この制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償を行う温度補償部と、を備えている。温度補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当する。

制御回路部２００は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差がチャージポンプ２０６によりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０７に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。

しかし前記基準クロックの周波数が温度特性をもっているため、この温度特性をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算している。図１ではこの構成については略記してあるが、ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。

ところで、この発振装置は、通常運転状態か調整状態のうちいずれかにおかれる。通常運転状態は、上記のように基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分をキャンセルして、電圧制御発振器１００からの出力周波数を安定させる。調整状態は、通常運転時において前記温度変動分をキャンセルできるように後述のメモリ３０に格納される係数の設定を行うため、後述の発振回路１、２からの出力周波数を各々測定する。発振装置３００を製造後、当該発振装置３００は、通常運転を実行する前にこの調整状態に置かれる。通常運転時と調整時とでこの発振装置に接続される機器及び後述するスイッチの切り替わりが異なり、図１は、通常運転時の発振装置の構成を示している。以降、特に記載しない限り通常運転時の発振装置３００の動作について説明する。

発振装置３００は、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を備えており、これら第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って一方の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、他方の分割領域と一対の電極２１、２２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このため第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は熱的に結合されたものということができる。

第１の発振回路１の後段には出力端子１１１、１１２が設けられており、第２の発振回路２の後段には、出力端子１２１が設けられている。また、図中１２２は、後述する外部基準信号が出力される基準信号出力端子である。そして、発振装置３００は、第１のスイッチ１３１と、第２のスイッチ１３２と、を備えている。第１のスイッチ１３１の切り替わりにより、出力端子１１１からの出力及び基準信号出力端子１２２からの出力のうちの一方のみが後段側に接続される。また、第２のスイッチ１３２の切り替わりにより、出力端子１１２からの信号及び出力端子１２１からの信号のうちの一方のみが後段側に出力される。通常運転時には、図１に示すように出力端子１１１及び出力端子１２１が第１のスイッチ１３１及び第２のスイッチ１３２により後段側に接続される。つまり、第１の発振回路１、第２の発振回路２からの信号が夫々後段側へ出力される。

ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。３は周波数差検出部であり、この周波数差検出部３は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ２との差分と、Δｆｒとの差分である、ｆ２−ｆ１−Δｆｒを取り出すための回路部である。Δｆｒは、基準温度例えば２５℃におけるｆ１（ｆ１ｒ）とｆ２（ｆ２ｒ）との差分である。ｆ１とｆ２との差分の一例を挙げれば、例えば数ＭＨｚである。周波数差検出部３によりｆ１とｆ２との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分に対応する値との差分であるΔＦが計算される。この実施形態の場合、より詳しく言えば、周波数差検出部３で得られる前記ΔＦの値は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝である。ただし、図面では周波数差検出部３の出力の表示は略記している。

図２は、周波数差検出部３の具体例を示している。３１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路３１に第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が夫々入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路３１からは、ｆ１とｆ２との周波数差に対応する値である（ｆ２−ｆ１）／ｆ１の周波数をもつ信号が出力される。

フリップフロップ回路３１の後段には、ワンショット回路３２が設けられ、ワンショット回路３２では、フリップフロップ回路３１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図３はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路３２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路３３、積分機能を有するループフィルタ３４、加算部３５及びＤＤＳ回路部３６により構成されている。ラッチ回路３３はＤＤＳ回路部３６から出力された鋸波をワンショット回路３２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路３３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ３４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部３５はこの直流電圧とΔｆｒ（基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分）に対応する直流電圧と加算する。Δｆｒに対応する直流電圧のデータは図１に示すメモリ３０に格納されている。

この例では加算部３５における符号は、Δｆｒに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ３４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部３６には、加算部３５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒに対応する直流電圧からループフィルタ３４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図４に極めて模式的に各部の出力の様子を示し、かつ直感的に把握できるようにするために極めて模式的な説明をしておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒに対応する直流電圧が加算部３５を通じてＤＤＳ回路部３６に入力され、例えばΔｆｒが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＳ回路部３６から出力される。

前記鋸波がラッチ回路３３により（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１）が例えば６ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図４（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力は図４（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部３５におけるループフィルタ３４の出力側の符号が「−」であることから、加算部３５からＤＤＳ回路部３６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部３６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部３６に６ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が６ＭＨｚとなって図５（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝−１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ３４の積分値は、５ＭＨｚから６ＭＨｚへ鋸波が変化するときの１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。

この例とは逆に、Δｆｒが６ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１）が５ＭＨｚの場合には、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図４（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力も上昇する。このため加算部３５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝１ＭＨｚに対応した値となる。なお、図６は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。

ところで既述のように実際には周波数差検出部３の出力、即ち図２に示す平均化回路３７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。−５０℃付近から１００℃付近までのこの値の集合は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１＝ＯＳＣ１（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ＝ＯＳＣ２（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）とすると、温度に対する変化はＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実質同じカーブとなる。従って周波数差検出部３の出力は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝温度データとして取り扱うことができる。

またフリップフロップ回路３１においてｆ２をｆ１によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ３４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。このためループフィルタ３４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路３７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路３７を設けることにより、最終的に変動温度分の周波数ずれ情報を高精度に取得することができるが、平均化回路３７を設けない構成としてもよい。

ここでＰＬＬのループフィルタ３４にて得られた変動温度分の周波数ずれ情報であるＯＳＣ２−ＯＳＣ１に関して図７から図１０を参照して説明する。図７は、ｆ１及びｆ２を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。第１の発振回路１における２５℃のときの周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路２における２５℃のときの周波数をｆ２ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、図７の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）及び（ｆ２−ｆ２ｒ）ということになる。

また図８は、図７に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図８の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ及び（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒであり、即ち既述のようにＯＳＣ１及びＯＳＣ２である。なお図８の縦軸の値の単位はｐｐｍである。

図９は、ＯＳＣ１と温度との関係（図８と同じである）、及び（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を示しており、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は基準温度からの温度変動ずれ分に対応していることが分かる。そして一般的には水晶振動子の周波数温度特性は３次関数で表わされると言われていることから、この３次関数による周波数変動分を相殺する周波数補正値と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）との関係を求めておけば、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の検出値に基づいて周波数補正値が求まることになる。

この実施形態の発振装置は、既述のように第１の発振回路１から得られる周波数信号（ｆ１）を図１に示す制御回路部２００の基準クロックとして用いており、この基準クロックに周波数温度特性が存在することから、基準クロックの周波数に対して温度補正を行おうとしている。このため先ず基準温度で正規化した、温度とｆ１との関係を示す関数を予め求めておき、この関数によるｆ１の周波数変動分を相殺するための関数を図１０のように求めておく。なお詳しくは、前記関数のｆ１は、基準温度における周波数の変動率である（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ＝ＯＳＣ１である。従って図１０の縦軸は−ＯＳＣ１である。この例では温度補正を高精度に行うために前記関数を例えば９次関数として定めている。

既述のように温度と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）とが直線関係にあることから、図１０の横軸は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値としているが、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をそのまま用いると、この値を特定するためのデータ量が多くなることから、次のようにして（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を正規化している。即ち、発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を＋１、下限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を−１として取り扱っている。この例では図１０に示すように−３０ｐｐｍを＋１とし、＋３０ｐｐｍを−１としている。

水晶振動子における温度に対する周波数特性は、この例では９次の多項近似式として取り扱っている。そして多項近似式係数を予めメモリ３０（図１参照）に記憶しておき、補正値演算部４は、これら多項近似式係数を用いて（１）式の演算処理を行い、温度に対する周波数変動分を相殺するための補正データを算出する。
Ｙ＝Ｐ１・Ｘ^９ ＋Ｐ２・Ｘ^８ ＋Ｐ３・Ｘ^７ ＋Ｐ４・Ｘ^６ ＋Ｐ５・Ｘ^５ ＋Ｐ６・Ｘ^４ ＋Ｐ７・Ｘ^３ ＋Ｐ８・Ｘ^２ ＋Ｐ９・Ｘ ………（１）
式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ、Ｐ１〜Ｐ９は多項近似式係数である。ここで、Ｘは図１に示す周波数差検出部３により得られた値、即ち図２に示す平均化回路３７により得られた値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）である。
水晶振動子の温度特性は個体毎に異なるため、この多項近似式係数は発振装置毎に設定される。上記の発振装置３００の調整時には、この多項近似式係数Ｐ１〜Ｐ９を設定するために、各温度におけるｆ１、ｆ２を測定する。

補正値演算部４にて演算を実行するためのブロック図の一例を図１１に示す。図１１中、４０１〜４０９は（１）式の各項の演算を行う演算部、４００は加算部、４１０は丸め処理を行う回路である。なお、補正値演算部４は、例えば１個の掛け算部を用い、この掛け算部にて９乗項の値を求め、次に当該掛け算部にて８乗項の値を求めるといった具合に、当該掛け算部をいわば使いまわして最終的に各乗項の値を加算するようにしてもよい。また補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数の近似式を用いてもよい。

図１に戻って説明すると、図中２０９はＡ／Ｄコンバータであり、アナログの直流電圧信号Ｖｃをディジタル信号に変換して補正値演算部４に出力する。この信号Ｖｃに応じてＶＣＸＯ１００の出力周波数が制御される。スイッチ１３１、１３２、周波数差演算部４、制御回路部２００及びＡ／Ｄコンバータ２０９は、ディジタル信号処理部３０１を構成している。このディジタル信号処理部３０１は、Ｉ2Ｃバスを介して例えばコンピュータである上位装置５０に接続されている。上位装置５０は発振装置の動作を制御し、上記スイッチ１３１、１３２を切り替えることができる。また、図１中１２３は基準信号入力端子であり、前記基準信号出力端子１２２に接続されている。

図１２は、上記の発振装置３００の概略縦断側面を示している。５１は台座、５２は台座の上側を囲うカバーであり、これら台座５１及びカバー５２によりパッケージ５３を構成する。５４は台座５１上に設けられたプリント基板である。プリント基板５４の上面側には、水晶振動子１０、２０と、発振回路１、２と、複数の集積回路５２とが設けられている。各集積回路５２は、周波数差検出部３、補正値演算部４及び制御回路部２００を構成する既述の各回路を複数集積化して構成されている。プリント基板５２上面には複数のピンの一端が設けられ、ピンの他端は、プリント基板５４及び台座５１の側面を介して台座５１の下方に引き出されるように構成されている。このピンの一つは前記基準信号入力端子１２３である。他のピンは前記上位装置５０に発振装置３００を接続するための端子として構成され、信号取り出し端をなし、符号５５を付して示している。

次に通常運転時における発振装置３００の全体の動作についてまとめる。第１の発振回路１から出力される周波数信号は、電圧制御発振器１００の制御回路部２００にクロック信号として供給され、本実施形態の冒頭に述べたように制御回路部２００における制御動作により電圧制御発振器１００から目的とする周波数の周波数信号が出力される。一方第１の発振回路１及び第２の発振回路２から夫々出力される周波数信号ｆ１、ｆ２は、周波数差検出部３に入力され、既に詳述した動作によりこの例では周波数差検出部３の出力であるＰＬＬの出力が｛Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）｝に対応する値、この例では（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）になったときにロックする。そしてこの値が補正値演算部４に入力され、（１）式の演算が実行されて温度補正データである周波数補正分が得られる。（１）式の演算は、例えば図１０に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正周波数曲線の縦軸の値を求める処理である。

図１に示すように第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１、２の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って周波数差検出部３の出力は、環境温度と基準温度（この例では２５℃）との温度差情報である。第１の発振回路１の出力される周波数信号ｆ１は制御回路部２００のメインクロックとして使用されるものであることから、補正値演算部４にて得られた補正値は、温度が２５℃からずれたことによるｆ１の周波数ずれ分に基づく制御回路部２００の動作への影響を相殺するために制御回路部２００の動作を補償するための信号として用いられる。つまりｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号である。この結果、本実施形態の発振装置３００の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が温度変動にかかわらず安定したものとなる。

続いて、発振装置３００の調整時について説明する。この調整時には上記の発振装置３００は内部の温度が変更自在な恒温槽内に格納され、図１３に示すように基準信号入力端子１２３に基準周波数発振源５７が接続される。この基準周波数発振源５７はＧＰＳからなる周波数発生器であり例えば１０ＭＨｚの周波数信号を安定して出力する。この基準周波数発振源５７からの出力周波数をｆ０とする。上記のようにこの調整時には、図１３（ａ）に示すように基準信号出力端子１２２及び出力端子１１２と周波数差検出部３とが接続される。つまり、通常運転時と比較すると、周波数差検出部３のフリップフロップ回路３１にはｆ２の代わりにｆ１が、ｆ１の代わりにｆ０が入力されることになり、それによってフリップフロップ回路３１からの出力信号は（ｆ１−ｆ０）／ｆ０となる。上位装置５０にこの信号がディジタルで出力され、上位装置５０は既知であるｆ０の値を用いてｆ１を演算し、上位装置５０を構成するディスプレイに表示する。このｆ１を測定は、恒温槽内を所定の温度に保った状態で行われる。

続いて、上位装置５０によりスイッチ１３１、１３２を切り替えて図１３（ｂ）に示すように出力端子１２２及び１２１とフリップフロップ回路３１とを接続する。これによって、通常運転時と比較すると、フリップフロップ回路３１にはｆ１の代わりにｆ０が入力されることになる。従って、フリップフロップ回路３１からの出力信号は（ｆ２−ｆ０）／ｆ０となる。ｆ１と同様に既知であるｆ０を用いてｆ２が算出されて、その測定値が表示される。ユーザは、恒温槽内の温度を順次変更し、温度変更後に恒温槽内の温度が安定する度に同様にｆ１、ｆ２の測定を行う。

そして、取得した各温度のｆ１、ｆ２を用いて（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を取得し、この実測データから、温度に対する周波数変動分を相殺する、温度と−ＯＳＣ１との関係を示す補正周波数曲線を導き出し、最小二乗法により９次の多項近似式係数Ｐ１〜Ｐ９を算出する。算出した多項近似式係数Ｐ１〜Ｐ９は、上位装置５０によりメモリ３０に書き込まれる。その後、上位装置５０によりスイッチ１３１及び１３２が切り替えられ、基準周波数発振源５７が取り外されて通常運転が行えるようになる。

ところで図１４は比較例である発振装置であり、上記の発振装置３００との差異点を説明すると、第１の発振回路１と周波数差検出部３との間、第２の発振回路２と周波数差検出部３との間に夫々信号路の一端が接続され、これらの信号路の他端は上記のピン５５、５５として構成されている。即ち上記の実施形態よりピンの数が１本多く設けられている。調整時には、これらのピン５５、５５にアナログ出力バッファ６１、６１を介して周波数カウンタ６２、６２が接続される。各アナログ出力バッファ６１によりｆ１、ｆ２が夫々アナログ信号に変換されて各周波数カウンタ６２に出力されて、測定される。

発振装置３００と比較例の発振装置とを比べると、発振装置３００では当該発振装置３００を構成するピン５５の数を１つ減らすことができるので、その構成が簡素になり、生産時の手間やコストを抑えることができる。また、調整時に比較例の発振装置ではアナログ出力バッファ６１の電源をオンにするため、アナログ出力バッファ６１が発熱するので、発振装置の周囲温度が上記の恒温槽の設定温度とずれるおそれがあるが、発振装置３００においては、このようにアナログ出力バッファを設ける必要が無いので前記周囲温度と設定温度とのずれを抑えることができる。その結果、ＶＣＸＯ１００からの出力周波数がより安定するように多項近似式係数Ｐ１〜Ｐ９を設定することができる。また、実施形態の発振装置３００では周波数カウンタ６２を設ける必要が無いので生産設備の設備費を低減させることができるため、結果として発振装置３００の製造コストを抑えることができる。

なお、上述の実施形態において、図８から図１０の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のディジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路部３６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。

上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（２）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（２）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（３）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（３）
従って（２）、（３）式から、（４）式の関係が成り立つ。
１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（４）
即ちＤＤＳ回路部３６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。

ところで、スイッチ１３１、１３２の構成としては発振装置の調整時にｆ０とｆ１とが後段に出力される状態と、ｆ０とｆ２とが後段に出力される状態とが互いに切り替わればよいため、上記の例に限られず例えば図１５のような構成であってもよい。端子１２２にスイッチ１３１または１３２のいずれか一方が接続され、他方のスイッチは端子１１１、１２１に接続される。通常時には上記の実施形態と同様にスイッチ１３１、１３２は端子１１１、１２１に接続される。

また、上記の例では発振装置をＴＣＸＯとして構成しているが例えば図１６に示すようにＯＣＸＯ（Oven Controlled Xtal Oscillator）として構成することができる。発振装置３００との差異点を中心に説明すると、このＯＣＸＯ４００では水晶振動子１０、２０、発振回路１、２及び周波数差検出部３を格納する恒温槽４０１が設けられ、温度調整部であるヒータ４０２により恒温槽４０１内の温度が制御される。周波数差検出部３の後段には加算器４０３が設けられ、この加算器４０３において周波数差検出部３からの出力であるＯＳＣ２−ＯＳＣ１と、メモリ３０に記憶された所定の設定温度におけるＯＳＣ２−ＯＳＣ１との差分を取り出すようにしている。そして、この取り出した差分の信号をヒータ４０２の出力として利用している。

恒温槽４０１内の温度が設定温度から低下するほど図９に示したように周波数差検出部３からのＯＳＣ２−ＯＳＣ１の出力は上昇し、加算器４０３からの出力が上昇してヒータ４０２の発熱量が上昇する。逆に恒温槽４０１内の温度が設定温度から上昇するほど周波数差検出部３からのＯＳＣ２−ＯＳＣ１の出力は低下し、加算器４０３からの出力が低下して、それによってヒータ４０２の発熱量が低下する。このようにして、恒温槽４０１内の温度が設定温度からずれることが抑えられ、第１の発振回路１から安定した出力を取り出すことができる。このＯＣＸＯ４００の設定時にはＴＣＸＯ３００の調整時と同様にｆ１、ｆ２の測定を行い、前記メモリ３０に記憶するＯＳＣ２−ＯＳＣ１を設定する。従って、このように発振装置をＯＣＸＯとして構成した場合にもＴＣＸＯとして構成した場合と同様の効果を得ることができる。

１ 第１の発振回路
２ 第２の発振回路
１０ 第１の水晶振動子
２０ 第２の水晶振動子
３ 周波数差検出部
３１ フリップフロップ回路
３２ ワンショット回路
３３ ラッチ回路
３４ ループフィルタ
３５ 加算部
３６ ＤＤＳ回路部
４ 補正値演算部（補正値取得部）
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部

Claims (4)

1. ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号を温度検出値として取り扱い、当該信号に基づいて、ｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号を出力し、第１の発振回路の発振出力を出力信号として用いる発振装置であって、
   前記第１の発振回路の発振出力及び前記第２の発振回路の発振出力が夫々入力される第１の入力端及び第２の入力端を備え、ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号を求めて出力する周波数差検出部と、
   外部から参照用の周波数信号である周波数がｆ０の参照信号が入力される参照信号用の入力端と、
   通常運転時に第１の発振回路及び第２の発振回路の各発振出力が前記周波数差検出部に入力される状態と、発振装置の調整時にｆ１及びｆ０の差分に応じた信号を得るために第１の発振回路の発振出力及び前記参照信号が前記周波数差検出部に入力され、またｆ２及びｆ０の差分に応じた信号を得るために第２の発振回路の発振出力及び前記参照信号が前記周波数差検出部に入力される状態と、を選択できるように、発振回路、前記参照信号用の入力端及び周波数差検出部の入力端との間で接続の切替えが行われるスイッチ部と、
   発振装置の調整時に周波数差検出部にて得られた信号を発振装置の外部に取り出すための信号取り出し端と、を備えたことを特徴とする発振装置
2. ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号は、
   基準温度におけるｆ１をｆ１ｒ、基準温度におけるｆ２をｆ２ｒとすると、
   前記周波数対応値はｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値との差分値に対応する差分対応値であることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
3. ｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号は、ｆ１における基準温度時のｆ１の値からの変化分と、ｆ１及びｆ２の差分に応じた信号と、の関係に基づいて、基準温度時のｆ１に対する周波数補正値に相当する信号であることを特徴とする請求項１または２記載の発振装置。
4. 第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子の温度を一定に維持するための温度調整部を備え、
   ｆ１の温度特性に基づく影響を抑えるための制御信号は、前記温度調整部の発熱量を制御するための信号であることを特徴とする請求項１または２記載の発振装置。

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