JP2006217699A - 異常検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡素な構成で確実に異常を検出することができ、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を提供する。
【解決手段】電圧電流変換回路11がMOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧に応じた、つまり、負荷電流ILに応じた電流ISを出力する。コンデンサC1が、電圧電流変換回路11からの電流ISによって充電される。カレントミラー回路12が、コンデンサC1に蓄積された電荷を放電する。コンパレータCP1が、コンデンサC1の両端電圧が基準電圧Vref1を超えたとき、異常を検出する。また、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されたMOSFETQ1及びQ2がバッテリ−負荷10間に設けられて、バッテリの逆接保護が図られている。
【選択図】図1
【解決手段】電圧電流変換回路11がMOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧に応じた、つまり、負荷電流ILに応じた電流ISを出力する。コンデンサC1が、電圧電流変換回路11からの電流ISによって充電される。カレントミラー回路12が、コンデンサC1に蓄積された電荷を放電する。コンパレータCP1が、コンデンサC1の両端電圧が基準電圧Vref1を超えたとき、異常を検出する。また、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されたMOSFETQ1及びQ2がバッテリ−負荷10間に設けられて、バッテリの逆接保護が図られている。
【選択図】図1
Description
本発明は、異常検出装置に係わり、特に、直流電源から負荷に流れる負荷電流の異常を検出する異常検出装置に関する。
一般に、車両において、車載バッテリからの電源はパワーMOSFET及び絶縁被膜により被われた電源線を介して車両の各部に配されている負荷に供給されている。上述した電源線は、常時振動しているエンジンルーム内等において車体に沿って配索されるが、このとき、車体の角部に接近して位置されていると、振動により角部と断続的な接触を繰り返すようになり、これが長期間続くと電源線の被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が微少ではあるが露出するようになる。
この電源線の露出部が車体と接触することに伴って、電源線にデッドショートやレアショートが起こり、過電流が流れるとパワーMOSFETや電源線が過熱して熱破壊する事態に至るようになる。そこで、このような事態に至ることを未然に防止するために、特許文献1に記載されたスイッチング装置が知られている。
このスイッチング装置は、第1閾値を超えた、大きな負荷電流が流れたときにはすぐに異常を検出して、パワーMOSFETをオフ制御すると共に、第1閾値より小さく第2閾値より大きい負荷電流が流れたときには一定時間継続するのを待って異常を検出し、パワーMOSFETをオフ制御する。
以上のスイッチング装置によれば、過電流が比較的小さいときには一定時間継続するのを待って、パワーMOSFETをオフ制御することができるので、不必要にパワーMOSFETがオフ制御されることがない。
特開平9−331625号公報
しかしながら、上述した特許文献1のスイッチング装置においては、マイクロコンピュータを用いて上述した異常検出が行われている。このため、第1閾値及び第2閾値や、一定時間を格納するためのメモリや、継続時間をカウントするためのタイマーなどを必要とするため、装置が複雑化してコスト高になると共に、大型化してしまうという問題があった。
そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、簡素な構成で確実に異常を検出することができ、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を提供することを課題とする。
上記課題を解決するためになされた請求項1記載の発明は、直流電源−負荷間に設けられ、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続された第1及び第2半導体スイッチ手段と、前記直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する電流出力手段と、前記電流出力手段からの出力電流によって充電されるコンデンサと、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する放電手段と、前記コンデンサの両端電圧が第1閾値を超えたとき、異常を検出する第1異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。
請求項1記載の発明によれば、電流出力手段が直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する。コンデンサが、電流出力手段からの出力電流によって充電される。放電手段が、コンデンサに蓄積された電荷を放電する。第1異常検出手段が、コンデンサの両端電圧が第1閾値を超えたとき、異常を検出する。互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続された第1及び第2半導体スイッチ手段が直流電源−負荷間に設けられている。
以上の構成によれば、負荷電流が大きくなり、負荷電流に応じた電流出力手段からの出力電流が放電手段の放電能力を超えると、放電できなかった電荷がコンデンサに蓄積され、コンデンサの両端電圧が上昇し始める。このコンデンサの両端電圧の上昇時間は、電流出力手段が出力される電流、つまり、負荷電流が大きくなるに従って、短くなる。このため、タイマーやμCOMを用いずに、負荷に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができる。しかも、第1及び第2半導体スイッチ手段の寄生ダイオードが互いに対向しているため、直列電源のプラスとマイナスとを逆方向に接続してしまっても、第1及び第2半導体スイッチ手段がオフであれば、寄生ダイオードを通じて過電流が流れることがない。
請求項2記載の発明は、請求項1記載の異常検出装置であって、前記電流出力手段は、前記第1及び第2半導体スイッチ手段のうち、前記寄生ダイオードの順方向が前記直流電源側から前記負荷側に向かっている方の両端電圧を、当該両端電圧に応じた電流に変換する電圧/電流変換手段を有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置に存する。
請求項2記載の発明によれば、電流出力手段において電圧/変換手段が、第1及び第2半導体スイッチ手段のうち、寄生ダイオードの順方向が直流電源側から負荷側に向かっている方の両端電圧を、その両端電圧に応じた電流に変換する。電流出力手段が、電圧/電流変換手段が変換した電流を出力電流として出力する。従って、第1又は第2半導体スイッチ手段のオン抵抗の電圧降下を、負荷電流に応じた電流として利用することにより、第1又は第2半導体スイッチ手段とは別に、抵抗を負荷と直列に接続する必要がない。しかも、オン抵抗は第1又は第2半導体スイッチ手段の温度が高くなっても上昇するため、第1又は第2半導体スイッチ手段の加熱故障時にも異常を検出することができる。さらに、第1及び第2半導体スイッチ手段がオフのとき、第1及び第2半導体スイッチ手段のうち、寄生ダイオードの順方向が直流電源側から負荷側に向かっている一方の両端電圧は0となり、他方の両端電圧のように直流電源と等しくなることがない。このため、第1及び第2半導体スイッチ手段のオフ時に電圧/電流変換手段による変換を停止させる手段を設けなくても、第1及び第2半導体スイッチ手段がオフで、負荷電流が流れていないときに、電圧/電流変換手段から電流が出力されることがない。
請求項3記載の発明は、請求項1又は2記載の異常検出装置であって、前記第1及び第2半導体スイッチ手段のうち何れか一方のドレイン−ソース間電圧が第2閾値を超えたとき、異常を検出する第2異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。
請求項3記載の発明によれば、第2異常検出手段が、第1及び第2半導体スイッチ手段のうち何れか一方のドレイン−ソース間電圧が第2閾値を超えたとき、異常を検出する。従って、第2異常検出手段により、第2閾値に相当する負荷電流が流れたときは継続時間が継続するのを待たずに異常を検出することができる。
以上説明したように請求項1記載の発明によれば、タイマーやμCOMを用いずに、負荷に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができるので、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。しかも、第1及び第2半導体スイッチ手段の寄生ダイオードが互いに対向しているため、直列電源のプラスとマイナスとを逆方向に接続してしまっても、第1及び第2半導体スイッチ手段がオフであれば、寄生ダイオードを通じて過電流が流れることがないので、直流電流の逆接続保護を図ることができる異常検出装置を得ることができる。
請求項2記載の発明によれば、第1又は第2半導体スイッチ手段のオン抵抗の電圧降下を、負荷電流に応じた電流として利用することにより、第1又は第2半導体スイッチ手段とは別に、抵抗を負荷と直列に接続する必要がない。しかも、オン抵抗は第1又は第2半導体スイッチ手段の温度が高くなっても上昇するため、第1又は第2半導体スイッチ手段の加熱故障時にも異常を検出することができる。さらに、第1及び第2半導体スイッチ手段がオフのとき、第1及び第2半導体スイッチ手段のうち、寄生ダイオードの順方向が直流電源側から負荷側に向かっている一方の両端電圧は0となり、他方の両端電圧のように直流電源と等しくなることがない。このため、第1及び第2半導体スイッチ手段のオフ時に電圧/電流変換手段による変換を停止させる手段を設けなくても、第1及び第2半導体スイッチ手段がオフで、負荷電流が流れていないときに、電圧/電流変換手段から電流が出力されることがないので、構成が簡素となりコストダウンを図った異常検出装置を得ることができる。
請求項3記載の発明によれば、第2異常検出手段により、第2閾値に相当する負荷電流が流れたときは継続時間が継続するのを待たずに異常を検出することができる異常検出装置を得ることができる。
第1実施の形態
以下、本発明の異常検出装置を図面に基づいて説明する。図1は、第1実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。同図において、図示しない車載バッテリ(直流電源)から供給される電源は、バッテリ端子VB、MOSFETQ2、Q1を介して負荷10に供給される。
以下、本発明の異常検出装置を図面に基づいて説明する。図1は、第1実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。同図において、図示しない車載バッテリ(直流電源)から供給される電源は、バッテリ端子VB、MOSFETQ2、Q1を介して負荷10に供給される。
上述したMOSFETQ2は、ソースがバッテリ端子VB側に接続され、ドレインがMOSFETQ1のドレインに接続されている。MOSFETQ1は、ドレインがMOSFETQ2のドレインに接続され、ソースが負荷10に接続されている。つまり、MOSFETQ1及びQ2は、車載バッテリ−負荷10間に設けられ、互いの寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されている。上述したMOSFETQ1のゲートは駆動信号S1が入力される入力端T1と接続され、MOSFETQ2のゲートは抵抗R1を介して入力端T1に接続されている。
また、上述したMOSFETQ2のドレインは、抵抗R2を介してOPアンプOP1の正相入力に接続され、MOSFETQ2のソースは、抵抗Ris、R3を介してOPアンプOP1の逆相入力に接続されている。このOPアンプOP1の差動出力は、抵抗R4、MOSFETQ3のゲート−ソース間、抵抗R3を介して、逆相入力にフィードバックされている。上述した抵抗Ris、抵抗R2〜R4、OPアンプOP1及びMOSFETQ3が電圧/電流変換手段として働く電圧電流変換回路11を構成する。
また、上述した電圧電流変換回路11内のMOSFETQ3のドレインは、コンデンサC1を介して接地されている。また、上記コンデンサC1の両端には、放電手段として働き、コンデンサC1に蓄積された電荷から定電流ICCを発生するカレントミラー回路12が接続されている。
カレントミラー回路12は、コレクタにコンデンサC1の一端が接続され、エミッタが接地されているトランジスタTr1と、ベースにトランジスタTr1のベースが接続され、コレクタに抵抗R5を介して電源Vccが接続され、エミッタが接地されているトランジスタTr2とから構成されている。上述した定電流ICCは以下の式(1)で表される。
ICC=(Vcc−Vbe)/R5 …(1)
但しVbeはトランジスタTr2のベース−エミッタ間順方向電圧
ICC=(Vcc−Vbe)/R5 …(1)
但しVbeはトランジスタTr2のベース−エミッタ間順方向電圧
さらに、コンデンサC1の一端は、コンパレータCP1の正相入力に接続されている。このコンパレータCP1の逆相入力には、基準電圧Vref1が供給されている。また、コンパレータCP1の出力には出力端T2が設けられている。これにより、コンデンサC1の両端が基準電圧Vref1を超えると、コンパレータCP1が出力端T2を介してHレベルの第1異常信号Se1を出力する。上述したコンパレータCP1は請求項中の第1異常検出手段に相当し、基準電圧Vref1が請求項中の第1閾値に相当する。
次に、上述した構成の電源供給装置の動作について説明する。まず、入力端T1に駆動信号S1を入力すると、MOSFETQ1及びQ2がオンして、MOSFETQ1及びQ2を介して負荷電流ILが負荷10に流れる。
上述したようにOPアンプOP1の差動出力をフィードバックすることによって、OPアンプOP1の正相入力と逆相入力とがほぼ同電位となるイマジナリーショート状態となる。このため、MOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧と、抵抗Risの両端電圧とがほぼ等しくなり、バッテリ端子VBを通じて流れる電流IVBがMOSFETQ2のオン抵抗Ron2及び抵抗Risの値に応じた分流比で分流される。そして、主流が負荷電流ILとして負荷10に流れ、式(2)に示す副流が電流ISとしてコンデンサC1及びカレントミラー回路12に流れる。
Vds=Ron2×IL
Vds:MOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧
IS=Vds/Ris …(2)
Vds=Ron2×IL
Vds:MOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧
IS=Vds/Ris …(2)
上述した式(2)からも明らかなように、電圧電流変換回路11によって、MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧Vdsに応じた電流ISが出力され、コンデンサC1に向かって流れる。電流ISは、負荷電流ILに応じた電流である。
今、負荷電流ILに異常がなく、負荷電流ILに応じた電流ISが定電流ICC以下である場合は、コンデンサC1に蓄積される電荷はカレントミラー回路12により全て放電されてしまう。このため、電流ISによってコンデンサC1は充電されず、コンデンサC1の両端電圧は0Vのままである。
これに対して、車載バッテリから負荷10までの間の電源線にデッドショートやレアショートが生じ、負荷電流ILが上昇すると、これに伴い電流ISも上昇する。そして、その結果、電流ISが定電流ICCを超えると、カレントミラー回路12の放電能力を超えた電流ISが供給されるため、カレントミラー回路12により放電しきれなかった電荷がコンデンサC1に蓄積され始め、コンデンサC1の両端電圧が上昇する。
なお、電流ISが定電流ICCを越え始めてから時間t経過後のコンデンサC1の両端電圧VC1は以下の式(4)で表される。
VC1=(IS−ICC)×t/C1 …(4)
両端電圧VC1の上昇の結果、両端電圧VC1が基準電圧Vref1を上回ると、コンパレータCP1の出力がLレベルからHレベルに転じ、出力端T2からHレベルの第1異常信号Se1が出力される。
VC1=(IS−ICC)×t/C1 …(4)
両端電圧VC1の上昇の結果、両端電圧VC1が基準電圧Vref1を上回ると、コンパレータCP1の出力がLレベルからHレベルに転じ、出力端T2からHレベルの第1異常信号Se1が出力される。
このとき、電流ISが定電流ICCを越え始めてから第1異常信号Se1を出力するまでの時間tstは、以下の式(5)で表される。
tst=Vref1×C1/{IS−ICC} …(5)
tst=Vref1×C1/{IS−ICC} …(5)
以上のことから明らかなように、上述した電源供給装置によれば、定電流ICCと電流IS及び負荷電流ILの比率とにより設定された値を超えた負荷電流ILが、時間tst継続して流れると、異常が検出され、異常信号S2が出力される。このため、タイマーやμCOMを用いずに、負荷10に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
VB=12V、Vcc=5V、Ron=37mΩ、
C1=330μF、Ris=420Ω、Icc=1mA、Vref1=2.5V
VB=12V、Vcc=5V、Ron=37mΩ、
C1=330μF、Ris=420Ω、Icc=1mA、Vref1=2.5V
図2はこのときの負荷電流ILと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時に、ある太さのビニル被覆電線の発煙特性(通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係)をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。
次に、車載バッテリを誤って逆接続してしまった場合について説明する。例えば、バッテリ端子VB−負荷10間にMOSFETQ1のみ接続する場合は、MOSFETQ1のドレインをバッテリ端子側に、ソースを負荷10側に接続する必要がある。これは、寄生ダイオードに対して逆方向のバッテリ電圧がかかるようにして、MOSFETQ1オフ時に寄生ダイオードを通じて負荷電流が流れないようにするためである。この場合、車載バッテリが正常に接続されていれば問題ないが、誤ってプラスとマイナスとを逆に接続してしまうと、寄生ダイオードに対して順方向のバッテリ電圧がかかるようになり、MOSFETQ1の寄生ダイオードを通じて大電流が流れてしまう。
しかしながら、本実施形態では、バッテリ端子VB−負荷10間に設けられたMOSFETQ1及びQ2の寄生ダイオードが互いに対応しているため、車載バッテリが正常に接続されていようと、誤って逆方向に接続されていようと、何れか一方の寄生ダイオードには逆方向のバッテリ電圧が印加されるため、MOSFETQ1及びQ2がオフのときに寄生ダイオードを通じて電流が流れることがない。このため、車載バッテリを逆接続してしまっても、寄生ダイオードを通じて過電流が流れることがなく、車載バッテリの逆接続保護を図ることができる。
なお、上述した第1実施形態では、MOSFETQ2のドレイン−ソース間に、電圧電流変換回路11設け、MOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧に応じた電流ISを出力していた。しかしながら、例えば、MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧や、MOSFETQ2のソース−MOSFETQ1のソース間に、電圧電流変換回路11を設け、MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧、MOSFETQ2のソース−MOSFETQ1のソース間電圧に応じた電流ISを出力させることも考えられる。
ところで、MOSFETQ1及びQ2がオン状態からオフ状態にすると、MOSFETQ1及びQ2のドレイン電位は、負荷10を介してのグランドとの接続が切り離されてしまうため、バッテリ電圧VBと等しくなり、MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧はバッテリ電圧と等しくなる。もちろん、MOSFETQ2のソース−MOSFETQ1のソース間電圧もバッテリ電圧に等しくなる。
このため、上述したようにMOSFETQ1のドレイン−ソース間、MOSFETQ2のソース−MOSFETQ1のソース間に電圧電流変換回路11を設けると、負荷電流ILが流れていないにも拘わらず、コンデンサC1に電流が流れ込んでしまう。そこで、このような場合は、MOSFETQ1及びQ2のオフに応じて、電圧電流変換回路11による電流ISの出力を停止させる手段を設ける必要がある。
これに対して、寄生ダイオードの順方向が車載バッテリ側から負荷10に向かっているMOSFETQ2のドレイン−ソース間に電圧電流変換回路11を設けた場合、MOSFETQ1及びQ2がオフのとき、MOSFETQ2のドレイン−ソース電圧が0Vとなるため、電圧電流変換回路11による電流ISの出力を停止する手段を設ける必要がなく、簡素な構成となりコストダウンを図ることができる。
第2実施形態
次に、第2実施形態における本発明の異常検出装置について説明する。図3は、第2実施形態における異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。なお、同図において、図3について上述した第1実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。
次に、第2実施形態における本発明の異常検出装置について説明する。図3は、第2実施形態における異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。なお、同図において、図3について上述した第1実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。
同図に示すように、図示しない車載バッテリ(直流電源)から供給される電源は、バッテリ端子VB、MOSFETQ2、Q1を介して負荷10に供給される。上述したMOSFETQ1のドレインは、MOSFETQ4(P型)のドレイン−ソース間、抵抗Ris、MOSFETQ3(P型)のドレインソース間を介してコンデンサC1に接続されている。
一方、MOSFETQ1のソースは、抵抗R2を介して、OPアンプOP1の正相入力に接続されている。このOPアンプOP1の出力は、抵抗R4、MOSFETQ3のゲート−ソース、抵抗R3を介して、逆相入力にフィードバックされている。
さらに、上述したMOSFETQ4のソース−ゲート間は抵抗R6を介して接続されており、MOSFETQ4のゲートは、抵抗R7、トランジスタTr3のコレクタ−エミッタ間を介してグランドに接続されている。上述したトランジスタTr3のベースは、抵抗R8を介して入力端T1に接続されている。なお、コンデンサC1より後段の回路は、図2について上述した第1実施の形態で説明しているので省略する。
MOSFETQ2のドレインは、抵抗R9を介してコンパレータCP2の逆相入力に接続されている。MOSFETQ2のソースは、基準電圧Vref2、抵抗R10を介してコンパレータCP2の正相入力に接続されている。これにより、MOSFETQ2のドレインーソース間電圧が基準電圧Vref2(=第2閾値)を上回ると、コンパレータCP2は第2異常信号Se2を出力端T3を介して出力する。
なお、上述した基準電圧Vref2は下記の式(6)に示すような範囲に設定されている。
ILmax<Vref2/Ron2<Id(pulse) …(6)
ILmax:通常時の負荷電流ILの最大値
Id(pulse):MOSFETQ2のパルス電流定格
ILmax<Vref2/Ron2<Id(pulse) …(6)
ILmax:通常時の負荷電流ILの最大値
Id(pulse):MOSFETQ2のパルス電流定格
上述した構成の電源供給装置の動作について説明する。まず、入力端T1に駆動信号S1を入力すると、MOSFETQ1及びQ2のドレイン−ソース間が通電する。これにより、車載バッテリから負荷電流ILが負荷10に向かって流れ出す。駆動信号S1の入力により、トランジスタTr3のコレクタ−エミッタ間も導通し、抵抗R6及びR7に車載バッテリからの電流が流れる。これによって、MOSFETQ4がオンして、MOSFETQ1のドレイン−ソース間に電圧電流変換回路11が接続される。
上述したように電圧電流変換回路11において、OPアンプOP1の差動出力をフィードバックすることによって、OPアンプOP1の正相入力と逆相入力とがほぼ同電位となるイマジナリーショート状態となる。このため、MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧と、抵抗Risの両端電圧とがほぼ等しくなり、バッテリ端子VBを通じて流れる電流IVBがMOSFETQ1のオン抵抗Ron1及び抵抗Risの値に応じた分流比で分流される。そして、主流が負荷電流ILとして負荷10に流れ、式(7)に示す副流が電流ISとしてコンデンサC1及びカレントミラー回路12に流れる。
Vds=Ron1×IL
Vds:MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧
Is=Vds/Ris …(7)
Vds=Ron1×IL
Vds:MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧
Is=Vds/Ris …(7)
上述した式(7)からも明らかなように、電圧電流変換回路11によって、MOSFETQ1のドレイン−ソース間電圧Vdsに応じた電流ISが出力され、コンデンサC1に向かって流れる。電流ISは、負荷電流ILに応じた電流である。以下、上述した第1実施形態と同様に、定電流ICCを超えた電流ISが上述した時間tst継続して流れると、出力端T2からHレベルの第1異常信号Se1が出力される。なお、時間tstは、上述した第1実施形態と同様に以下の式(8)で表される。
tst=Vref1×C1/{IS−ICC} …(8)
tst=Vref1×C1/{IS−ICC} …(8)
また、車載バッテリから負荷10までの間の電源線にデッドショートが生じ、急激に負荷電流ILが増大し、MOSFETQ2のドレイン−ソース間電圧Vdsが基準電圧Vref2を上回る。これに応じて、コンパレータCP2は出力端T3を介して第2異常信号Se2を出力する。基準電圧Vref2は上述した式(6)に示す範囲に設定されている。これにより、急激に負荷電流ILが増大した場合、上述した継続時間tstが継続するのを待たずに、MOSFETQ1、Q2のパルス電流定格を超える前に第2異常信号Se2を出力して遮断を行うことができる。以上のことから明らかなようにコンパレータCP2が請求項中の第2異常検出手段、基準電圧Vref2が請求項中の第2閾値に相当する。
この第2実施形態についても、第1実施形態と同様に、タイマーやμCOMを用いずに、負荷10に流れる過電流に大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
VB=12V、Vcc=5V、Ron1=Ron2=37mΩ、C1=330μF
Ris=420Ω、Icc=1mA、Vref1=1.3V、Vref2=2.5V
VB=12V、Vcc=5V、Ron1=Ron2=37mΩ、C1=330μF
Ris=420Ω、Icc=1mA、Vref1=1.3V、Vref2=2.5V
図4はこのときの負荷電流ILと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時にある太さのビニル被膜電線の発煙特性(通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係)をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。さらに、負荷電流ILが大きい領域(図4では40A以上の領域)では異常を出力するまでの時間が短くなっていることが分かる。
MOSFETQ1の温度が高くなるとRon1は上昇するので、図4の曲線は左にシフトし、MOSFETQ1の加熱故障を防ぐようにも働く。あらかじめ、動作温度範囲内においてMOSFETQ1のチャンネル温度の定格値(たとえば150度)に達してしまう最低の負荷電流値ILlimを求めておけば、式(9)となるように定電流ICC及び抵抗Risを設定することにより、チャンネル温度が定格を超える前に動作を止めることができるので、MOSFETQ1を常に安全な温度状態で動作させるようにすることもできる。
ILlim≧ICC×RIS/Ron1max …(9)
Ron1max:定格チャンネル温度でのMOSFETQ1のオン抵抗
ILlim≧ICC×RIS/Ron1max …(9)
Ron1max:定格チャンネル温度でのMOSFETQ1のオン抵抗
また、入力端T1に対する駆動信号S1の入力が停止すると、MOSFETQ1のドレイン−ソース間が非道通状態となり、負荷電流ILが0になる。このとき、MOSFETQ4もオフとなり、負荷電流ILが流れていないにも拘わらず、コンデンサC1に電流が流れ込むことがなくなり、正確に異常検出を行うことができる。
以上のように、MOSFETQ1のオン抵抗Ron1を、負荷電流ILに応じた電圧を出力する手段として流用することにより、MOSFETQ1とは別に抵抗を負荷10に対して直列に接続する必要がない。また、MOSFETQ4を設けることにより、MOSFETQ1がオフして、負荷電流ILが流れていないにも拘わらず、電圧電流変換回路11から電流ISが出力されることがなくなるので、正確に異常検出を行うことができる。
次に、第2実施形態も第1実施形態と同様に、MOSFETQ1及びQ2は、互いの寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続されているため、車載バッテリの逆接続保護を図ることができる。また、逆接続されてしまった異常状態のとき、MOSFETQ2のゲート−ソース間の電圧が動作閾値以下(約0V)になるように、ゲート駆動信号S1の発生手段を構成しておく。これにより、MOSFETQ2はオフ状態になり、逆方向に電流が流れることはなく回路が保護される。
なお、上述した第1及び第2実施形態では、MOSFETQ2のゲートはMOSFETQ1と同一の駆動信号S1を与えていたが、MOSFETQ1、Q2それぞれ独立に与える構成であってもよい。
さらに、上述した第1及び第2実施形態では、MOSFETQ1及びQ2にNチャンネル型のMOSFETを用いているが、Pチャンネル型を用いても良い。
また、上述した第1及び第2実施形態では、放電手段として定電流源であるカレントミラー回路12を用いていた。しかしながら、例えば、放電抵抗を放電手段として用いることも考えられる。さらに、放電抵抗とカレントミラー回路12のような定電流源とを組み合わせてもよい。
また、MOSFETQ1又はQ2として、図5に示すように、過熱遮断機能を持たせたものを用いてもよい。このMOSFETQ1、Q2は各々、メインFETQmと、ドレインがメインFETQmのゲートに、ソースがメインFETQmのソースに接続される遮断用FETQsとを備えている。
そして、温度が上がるとダイオードD1及びD2の順方向電圧が下がることを利用して、ある温度異常でコンパレータCP3がLレベルからHレベルに反転し、遮断FETQsをオンする。これによりメインFETQmのゲート−ソースが同電位となり、メインFETQmがオフして、負荷電流ILが遮断される。このメインFETQmがオフして温度が下がるとコンパレータCP3が反転し、遮断用FETQsがオフとなるため、メインFETQmは再びオンする。
また、上述した第1実施形態では、負荷10が一系統の場合について説明していた。しかしながら、並列に複数系統の負荷10が設けられている回路に定期要することも考えられる。図6は、複数系統の負荷1を別々に駆動する場合の本発明の異常検出装置を組み込んだ電原供給装置の一例を示す図である。同図において、図1について上述した電源供給装置と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
同図に示すように、バッテリからの電源は、共通のMOSFETQ2を通じて、負荷101、102にそれぞれ供給されている。また、負荷101、102とMOSFETQ2との間には、各々MOSFETQ11及びQ12が設けられている。上述したMOSFETQ11には、抵抗R11を介して、駆動信号S11が入力される入力端T11が接続され、MOSFETQ12には、抵抗R12を介して、駆動信号S12が入力される入力端T12が接続される。また、MOSFETQ2には、駆動信号S4が入力される入力端T4に接続されている。これにより、MOSFETQ11、Q12及びQ2各々に対して独立に駆動信号S11、S12、S4を入力することができ、負荷101、102をそれぞれ独立に駆動することができる。
上述したMOSFETQ11、Q12のドレイン−ソース間には、それぞれMOSFETQ41及びQ42を介して、電圧電流変換回路111、112が設けられている。電圧電流変換回路111は、抵抗R21、R31、R41、Ris1、OPアンプOP11及びMOSFETQ31から構成され、MOSFETQ11のドレイン−ソース間電圧に応じた電流IS1をコンデンサC11に供給する。なお、電流IS1は負荷101に流れる負荷電流IL1に応じた電流とも言える。
上述したMOSFETQ41は、抵抗R61、R71、R81及びトランジスタTr31によって、駆動信号S11が入力するとオンし、駆動信号S11の入力が停止するとオフするようになっている。これにより、電圧電流変換回路111は、駆動信号S11が入力されている間だけMOSFETQ11のドレイン−ソース間に接続され、電流IS1を出力するようになっている。
一方、電圧電流変換回路112は、抵抗R22、R32、R42、Ris2、OPアンプOP12及びMOSFETQ32から構成され、MOSFETQ12のドレイン−ソース間電圧に応じた電流IS2をコンデンサC12に供給する。なお、電流IS2は負荷102に流れる負荷電流IL2に応じた電流とも言える。
上述したMOSFETQ42は、抵抗R62、R72、R82及びトランジスタTr32によって、駆動信号S12が入力するとオンし、駆動信号S12の入力が停止するとオフするようになっている。これにより、電圧電流変換回路112は、駆動信号S12が入力されている間だけMOSFETQ12のドレイン−ソース間に接続され、電流IS2を出力するようになっている。
また、コンデンサC11、C12の両端には各々、定電流ICC1、ICC2が流れるカレントミラー回路121、122が設けられ、このカレントミラー回路121、122によりコンデンサC11、C12に蓄積された電荷が各々放電される。カレントミラー回路121は、抵抗R51、トランジスタTr11、Tr21から構成されている。カレントミラー回路122は、抵抗R52、トランジスタTr12、Tr22から構成されている。
また、コンデンサC11、C12の一端は各々コンパレータCP11、CP12の正相入力に接続され、他端は基準電圧Vref11、Vref12を介して、コンパレータCP11、CP12の逆相入力に接続されている。これにより、コンデンサC11、C12の両端電圧が基準電圧Vref11、Vref12を上回ると、コンパレータCP11、CP12は第1異常信号Se11、Se12を出力する。
以上の構成によれば、各負荷毎に、電圧電流変換回路、コンデンサ、カレントミラー回路、コンパレータを設けることにより、各負荷毎に継続時間tstを設定することができる。また、MOSFETQ2、基準電圧Vref2及びコンパレータCP2を複数の負荷に対して共用することができる。MOSFETQ2のオン抵抗Ron2は各負荷に対応して設けたMOSFETQ11、Q12の合成抵抗値とおなじかそれよりも小さく設定される。同時に通電されることがない負荷がある場合は、複数の負荷に対応するMOSFETのうち、同時にオン状態となるものの合成抵抗値で設定すればよい。
さらに、どれか一つの負荷配線にショート異常が発生すれば即座に第1又は第2異常信号が出力され、遮断することができる。また、ショートした負荷配線を特定したい場合は、遮断される前に駆動されている負荷を一つづつ再駆動させて確認する方法などが用いられる。複数の負荷を同時に駆動するときは、駆動信号の入力にわずかな時間差を持たせることにより突入電流が重ならないようにすることで、式(6)の設定がそのまま使える。
10 負荷
11 電圧電流変換回路(電圧/電流変換手段、電流出力手段)
12 カレントミラー回路(放電手段)
101 負荷
102 負荷
111 電圧電流変換回路(電圧/電流変換手段、電流出力手段)
112 電圧電流変換回路(電圧/電流変換手段、電流出力手段)
121 カレントミラー回路(放電手段)
122 カレントミラー回路(放電手段)
CP1 コンパレータ(第1異常検出手段)
CP11 コンパレータ(第1異常検出手段)
CP12 コンパレータ(第1異常検出手段)
CP2 コンパレータ(第2異常検出手段)
Q1及びQ2 MOSFET(第1及び第2半導体スイッチ手段)
Q11 MOSFET(第1及び第2半導体スイッチ手段)
Q12 MOSFET(第1及び第2半導体スイッチ手段)
C1 コンデンサ
Vref1 基準電圧(第1閾値)
Vref2 基準電圧(第2閾値)
Vref11 基準電圧(第1閾値)
Vref12 基準電圧(第1閾値)
11 電圧電流変換回路(電圧/電流変換手段、電流出力手段)
12 カレントミラー回路(放電手段)
101 負荷
102 負荷
111 電圧電流変換回路(電圧/電流変換手段、電流出力手段)
112 電圧電流変換回路(電圧/電流変換手段、電流出力手段)
121 カレントミラー回路(放電手段)
122 カレントミラー回路(放電手段)
CP1 コンパレータ(第1異常検出手段)
CP11 コンパレータ(第1異常検出手段)
CP12 コンパレータ(第1異常検出手段)
CP2 コンパレータ(第2異常検出手段)
Q1及びQ2 MOSFET(第1及び第2半導体スイッチ手段)
Q11 MOSFET(第1及び第2半導体スイッチ手段)
Q12 MOSFET(第1及び第2半導体スイッチ手段)
C1 コンデンサ
Vref1 基準電圧(第1閾値)
Vref2 基準電圧(第2閾値)
Vref11 基準電圧(第1閾値)
Vref12 基準電圧(第1閾値)
Claims (3)
- 直流電源−負荷間に設けられ、互いに寄生ダイオードの向きが対向するように直列接続された第1及び第2半導体スイッチ手段と、
前記直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する電流出力手段と、
前記電流出力手段からの出力電流によって充電されるコンデンサと、
前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する放電手段と、
前記コンデンサの両端電圧が第1閾値を超えたとき、異常を検出する第1異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。 - 請求項1記載の異常検出装置であって、
前記電流出力手段は、前記第1及び第2半導体スイッチ手段のうち、前記寄生ダイオードの順方向が前記直流電源側から前記負荷側に向かっている方の両端電圧を、当該両端電圧に応じた電流に変換する電圧/電流変換手段を有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置。 - 請求項1又は2記載の異常検出装置であって、
前記第1及び第2半導体スイッチ手段のうち何れか一方のドレイン−ソース間電圧が第2閾値を超えたとき、異常を検出する第2異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。
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-
2005
- 2005-02-02 JP JP2005026048A patent/JP2006217699A/ja not_active Withdrawn
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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