JP2005102474A - 異常電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な構成で確実に異常を検出することができ、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を提供する。
【解決手段】電流出力手段１２が、直流電源Ｂから負荷１０に流れる負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳを出力する。コンデンサＣ１が、電流出力手段１２からの出力電流ＩＳによって充電される。放電手段１１が、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電する。異常検出手段１３が、コンデンサＣ１の両端電圧が閾値を超えたとき、異常を検出する。
【選択図】図１

Description

この発明は、異常検出装置に係わり、特に、直流電源から負荷に流れる負荷電流の異常を検出する異常検出装置に関する。

一般に、車両において、車載バッテリからの電源はパワーＭＯＳＦＥＴ及び絶縁被膜により被われた電源線を介して車両の各部に配されている負荷に供給されている。上述した電源線は、常時振動しているエンジンルーム内等において車体に沿って配索されるが、このとき、車体の角部に接近して位置されていると、振動により角部と断続的な接触を繰り返すようになり、これが長期間続くと電源線の被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が微少ではあるが露出するようになる。

この電源線の露出部が車体と接触することに伴って、電源線にデッドショートやレアショートが起こり、過電流が流れるとパワーＭＯＳＦＥＴや電源線が過熱して熱破壊する事態に至るようになる。そこで、このような事態に至ることを未然に防止するために、特許文献１に記載されたスイッチング装置が知られている。

このスイッチング装置は、第１閾値を超えた、大きな負荷電流が流れたときにはすぐに異常を検出して、パワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御すると共に、第１閾値より小さく第２閾値より大きい負荷電流が流れたときには一定時間継続するのを待って異常を検出し、パワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御する。

以上のスイッチング装置によれば、過電流が比較的小さいときには一定時間継続するのを待って、パワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御することができるので、不必要にパワーＭＯＳＦＥＴがオフ制御されることがない。
特開平９−３３１６２５号公報

しかしながら、上述した特許文献１のスイッチング装置においては、マイクロコンピュータを用いて上述した異常検出が行われている。このため、第１閾値及び第２閾値や、一定時間を格納するためのメモリや、継続時間をカウントするためのタイマーなどを必要とするため、装置が複雑化してコスト高になると共に、大型化してしまうという問題があった。

そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、簡素な構成で確実に異常を検出することができ、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、図１の基本構成図に示すように、直流電源Ｂから負荷１０に流れる負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳを出力する電流出力手段１２と、前記電流出力手段１２からの出力電流ＩＳによって充電されるコンデンサＣ１と、前記コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電する放電手段１１と、前記コンデンサの両端電圧が閾値を超えたとき、異常を検出する異常検出手段１３とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項１記載の発明によれば、電流出力手段１２が、直流電源Ｂから負荷１０に流れる負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳを出力する。コンデンサＣ１が、電流出力手段１２からの出力電流ＩＳによって充電される。放電手段１１が、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電する。異常検出手段１３が、コンデンサＣ１の両端電圧が閾値を超えたとき、異常を検出する。

以上の構成によれば、負荷電流ＩＬが大きくなり、負荷電流ＩＬに応じた電流出力手段１２からの出力電流ＩＳが放電手段１１の放電能力を超えると、放電できなかった電荷がコンデンサＣ１に蓄積され、コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し始める。このコンデンサＣ１の両端電圧の上昇時間は、電流出力手段１２が出力される電流ＩＳ、つまり、負荷電流ＩＬが大きくなるに従って、短くなる。このため、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷１０に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の異常検出装置であって、前記電流出力手段１２は、前記負荷電流ＩＬを所定の分流比で主流と副流とに分流する分流手段を有し、前記副流を出力電流ＩＳとして出力することを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項２記載の発明によれば、電流出力手段１２において、分流手段が、負荷電流を所定の分流比で主流と副流とに分流し、この副流を出力電流ＩＳとして出力する。従って、分流するだけで簡単に負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳを出力することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の異常検出装置であって、前記電流出力手段１２は、前記負荷電流ＩＬに応じた電圧を出力する電圧出力手段と、該電圧出力手段からの出力電圧を、当該出力電圧に応じた電流に変換する第１電圧／電流変換手段とを有し、前記変換した電流を出力電流ＩＳとして出力することを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項３記載の発明によれば、電流出力手段１２において、電圧出力手段が、負荷電流ＩＬに応じた電圧を出力する。第１電圧／電流変換手段が、電圧出力手段からの出力電圧を、その出力電圧に応じた電流に変換する。この変換した電流を出力電流ＩＳとして出力する。従って、負荷電流ＩＬに応じた電圧を出力して、この電圧を電流に変換するだけで、簡単に負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳを出力することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の異常検出装置であって、前記直流電源と前記負荷との間に設けられたスイッチ手段をさらに備え、前記電流出力手段は、前記スイッチ手段の両端電圧を、当該両端電圧に応じた電流に変換する第２電圧／電流変換手段を有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項４記載の発明によれば、電流出力手段１２において、第２電圧／電流変換手段が、直流電源Ｂ及び負荷１０間に設けたスイッチ手段の両端電圧を、その両端電圧に応じた電流に変換する。この変換した電流を出力電流ＩＳとして出力する。従って、スイッチ手段のオン抵抗の電圧降下を、負荷電流ＩＬに応じた電圧として利用することにより、スイッチ手段とは別に、抵抗を負荷と直列に接続する必要がない。しかも、オン抵抗はスイッチ手段の温度が高くなっても上昇するため、スイッチ手段の加熱故障時にも異常を検出することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の異常検出装置であって、前記スイッチ手段がオフの間、前記第２電圧／電流変換手段による変換を停止させる停止手段をさらに備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項５記載の発明によれば、スイッチ手段がオフのとき、その両端電圧は、直流電源電圧と等しくなり、負荷電流ＩＬに応じた値とならないことに着目し、停止手段が、スイッチ手段がオフの間、第２電圧／電流変換手段による変換を停止させる。従って、スイッチ手段がオフして、負荷電流が流れていないにも拘わらず、第２電圧／電流変換手段から電流が出力されることがなくなる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５何れか１項記載の異常検出装置であって、前記放電手段１１は、前記コンデンサＣ１に蓄積された電荷から、定電流を発生する定電流源から構成されていることを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項６記載の発明によれば、放電手段１１が、コンデンサＣ１に蓄積された電荷から、定電流を発生する定電流源から構成されている。従って、簡単な構成で、放電することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜５何れか１項記載の異常検出装置であって、前記放電手段１１は、前記コンデンサＣ１の両端が接続された抵抗から構成されていることを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項７記載の発明によれば、放電手段１１が抵抗から構成されている。従って、簡単な構成で、放電することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７何れか１項記載の異常検出装置であって、周囲温度を検出する温度検出手段と、前記検出した周囲温度が高くなるに従って、前記放電手段による電荷の放電能力を低く制御する放電制御手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項８記載の発明によれば、温度検出手段が、周囲温度を検出する。放電制御手段が、検出した周囲温度が高くなるに従って、放電手段による電荷の放電量を低く制御する。従って、周囲温度が高いときは、周囲温度が低いときに比べて早めに異常検出ができるようになる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８何れか１項記載の異常検出装置であって、周囲温度を検出する温度検出手段と、前記検出した周囲温度が高くなるに従って、前記電流出力手段が出力する電流値を高くする電流制御手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置に存する。

請求項９記載の発明によれば、温度検出手段が、周囲温度を検出する。電流制御手段が、検出した周囲温度が高くなるに従って、電流出力手段が出力する電流値を高くする。従って、周囲温度が高いときは、周囲温度が低いときに比べて早めに異常検出ができるようになる。

以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができるので、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を得ることができる。

請求項２記載の発明によれば、分流するだけで簡単に負荷電流に応じた電流を出力することができるので、より一層、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を得ることができる。

請求項３記載の発明によれば、負荷電流に応じた電圧を出力して、この電圧を電流に変換するだけで、簡単に負荷電流に応じた電流を出力することができるので、より一層、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を得ることができる。

請求項４記載の発明によれば、スイッチ手段のオン抵抗の電圧降下を、負荷電流ＩＬに応じた電圧として利用することにより、スイッチ手段とは別に、抵抗を負荷と直列に接続する必要がない異常検出装置を得ることができる。

請求項５記載の発明によれば、スイッチ手段がオフして、負荷電流が流れていないにも拘わらず、第２電圧／電流変換手段から電流が出力されることがなくなるので、正確に異常検出を行うことができる異常検出装置を得ることができる。

請求項６及び７記載の発明によれば、簡単な構成で、放電することができるので、より一層、装置の小型化、低コスト化を図った異常検出装置を得ることができる。

請求項８及び９記載の発明によれば、周囲温度が高いときは、周囲温度が低いときに比べて早めに異常検出ができるようになるので、より一層、正確に異常を検出することができる異常検出装置を得ることができる。

第１実施の形態
以下、本発明の異常検出装置を図面に基づいて説明する。図２は、第１実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。同図において、図示しない車載バッテリ（直流電源）から供給される電源は、端子ＶＢ、マルチソース型のＭＯＳＦＥＴＱ１を介して負荷１０に供給される。

上述したＭＯＳＦＥＴＱ１は、ドレインが端子ＶＢ側に接続され、ソースが負荷１０側に接続されたメインＦＥＴＱ１１と、ドレインがメインＦＥＴＱ１１のドレインに接続され、ゲートがメインＦＥＴＱ１１のゲートに接続されているセンスＦＥＴＱ１２とから構成されている。上述したメインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のゲートは、駆動信号Ｓ１が入力される入力端Ｔ１と抵抗Ｒ１を介して接続されている。

また、上述したメインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２は、素子面積がｎ：１の比率となるように、同一の半導体基板上に作られている。このＭＯＳＦＥＴＱ１は、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２とのゲート−ソース間電圧を等しくすると、メインＦＥＴＱ１１のソースから流れる電流とセンスＦＥＴＱ１２のソースから流れる電流の比、すなわち分流比がｎとなる特性がある。

また、上述したメインＦＥＴＱ１１のソースは、ＯＰアンプＯＰ１の正相入力に接続され、センスＦＥＴＱ１２のソースは、ＯＰアンプＯＰ１の逆相入力に接続されている。このＯＰアンプＯＰ１の差動出力は、トランジスタＴｒ１のベース−コレクタ間を介して、逆相入力にフィードバックされている。

このようにＯＰアンプＯＰ１の差動出力をフィードバックすることによって、ＯＰアンプＯＰ１の正相入力の電圧と逆相入力の電圧とがほとんど同じになるイマジナリーショート状態となる。このため、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のゲート−ソース間電圧を等しくすることができ、センスＦＥＴＱ１２のソースから、メインＦＥＴＱ１１のソース電流の１／ｎの電流を出力できる。

上述したセンスＦＥＴＱ１２、ＯＰアンプＯＰ１、トランジスタＴｒ１が電流出力手段、分流手段として働く電流出力回路１２を構成している。以上の構成によれば、分流するだけで簡単に負荷電流ＩＬに応じた副流ＩＳを出力することができる。

また、上述したセンスＦＥＴＱ１２のソースは、トランジスタＴｒ１のコレクタ−エミッタ間、逆流防止用のダイオードＤ１、コンデンサＣ１を介して接地されている。また、上記コンデンサＣ１の両端には、放電手段、定電流源として働き、コンデンサＣ１に蓄積された電荷から定電流ＩＣＣ（＝閾値）を発生するカレントミラー回路１１が接続されている。

カレントミラー回路１１は、コレクタにコンデンサＣ１の車載バッテリ側の一旦が接続され、エミッタが接地されているトランジスタＴｒ２と、ベースにトランジスタＴｒ２のベースが接続され、コレクタに抵抗Ｒ２を介して電源Ｖｃｃが接続され、エミッタが接地されているトランジスタＴｒ３とから構成されている。上述した定電流ＩＣＣは以下の式（１）で表される。
ＩＣＣ＝（Ｖｃｃ−Ｖｂｅ）／Ｒ３ …（１）
但しＶｂｅはトランジスタＴｒ３のベース−エミッタ間順方向電圧

さらに、コンデンサＣ１の車載バッテリ側の一旦は、コンパレータＣＰ１の正相入力に接続されている。このコンパレータＣＰ１の逆相入力には、基準電圧Ｖrefが供給されている。また、コンパレータＣＰ１の出力は、トランジスタＴｒ４のベースが抵抗Ｒ３を介して接続されている。

このトランジスタＴｒ４は、コレクタに抵抗Ｒ４を介して電源Ｖｃｃが接続され、エミッタが接地されている。また、上述した抵抗Ｒ４とトランジスタＴｒ４のコレクタとの間には異常信号Ｓ２の出力端Ｔ２が設けられている。上述した基準電圧Ｖref、コンパレータＣＰ１は、異常検出手段として働く異常検出回路１３を構成している。

従って、コンデンサＣ１の両端が基準電圧Ｖrefを超え、コンパレータＣＰ１のＨレベルの信号を出力すると、トランジスタＴｒ４がオンして、出力端Ｔ２からＨレベルの異常信号Ｓ２を出力する。

次に、上述した構成の電源供給装置の動作について説明する。まず、入力端Ｔ１に駆動信号Ｓ１を入力すると、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のドレイン−ソース間が通電する。これにより、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のドレインには、車載バッテリからの負荷電流ＩＬが流れ込む。

上述したＭＯＳＦＥＴＱ１及びＯＰアンプＯＰ１は、負荷電流ＩＬを分流比ｎで主流ＩＭと副流ＩＳとに分流する。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１内のメインＦＥＴＱ１１のソースからは、主流ＩＭが負荷１０に向かって供給され、センスＦＥＴＱ１２のソースからは、副流ＩＳがコンデンサＣ１に向かって供給される。

なお、上述した負荷電流ＩＬ、副流ＩＳ、主流ＩＭの関係は以下の式（２）で表される。
ＩＬ＝ＩＭ＋ＩＳ …（２）
また、主流ＩＭと副流ＩＳと分流比ｎとの関係は以下の式（３）で表される。
ＩＳ＝ＩＭ／ｎ …（３）
以上のことから明らかなように、コンデンサＣ１には、負荷１０に流れ込む主流ＩＭの１／ｎの副流ＩＳが供給される。

今、負荷電流ＩＬに異常がなく、副流ＩＳが定電流ＩＣＣ以下である場合は、コンデンサＣ１に蓄積される電荷はカレントミラー回路１１により全て放電されてしまう。このため、副流ＩＳによってコンデンサＣ１は充電されず、コンデンサＣ１の両端電圧は０Ｖのままである。

これに対して、車載バッテリから負荷１０までの間の電源線にデッドショートやレアショートが生じ、負荷電流ＩＬが上昇すると、これに伴い副流ＩＳも上昇する。そして、その結果、副流ＩＳが定電流ＩＣＣを超えると、カレントミラー回路１１の放電能力を超えた副流ＩＳが供給されるため、カレントミラー回路１１により放電しきれなかった電荷がコンデンサＣ１に蓄積され始め、コンデンサＣ１の両端電圧が上昇する。

なお、副流ＩＳが定電流ＩＣＣを越え始めてから時間ｔ経過後のコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１は以下の式（４）で表される。
ＶＣ１＝（ＩＳ−ＩＣＣ）×ｔ／Ｃ１ …（４）
両端電圧ＶＣ１の上昇の結果、両端電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖrefを上回ると、コンパレータＣＰの出力がＬレベルからＨレベルに転じる。これにより、トランジスタＴｒ４がオンして、出力端Ｔ２からＨレベルの異常信号Ｓ２が出力される。

このとき、副流ＩＳが定電流ＩＣＣを越え始めてから異常信号Ｓ２を出力するまでの時間ｔｓｔは、以下の式（５）で表される。
ｔｓｔ＝Ｖref×Ｃ１／｛ＩＳ−ＩＣＣ｝
＝Ｖref×Ｃ１／｛ＩＭ／ｎ−ＩＣＣ｝ …（５）

以上のことから明らかなように、上述した電源供給装置によれば、定電流ＩＣＣと分流比ｎとにより設定された値を超えた負荷電流ＩＬが、時間ｔｓｔ継続して流れると、異常が検出され、異常信号Ｓ２が出力される。このため、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷１０に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
ＶＢ＝１２Ｖ、ｎ＝１２００００、Ｖｃｃ＝５Ｖ
Ｒ１＝４２．９ｋΩ、Ｃ１＝２２０μＦ

図３はこのときの負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時に、ある太さのビニル被覆電線の発煙特性（通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係）をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。

なお、上述した第１実施の形態では、負荷電流ＩＬを分流する分流手段として、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２を有するＭＯＳＦＥＴＱ１とを用いていた。しかしながら、例えば、図４に示すように、抵抗ＲＩＭ及び抵抗ＲＩＳとを用いて分流することも考えられる。同図に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ１としては通常の一つのＭＯＳＦＥＴが用いられている。

上述した抵抗ＲＩＭは、上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のソースと、負荷１０との間に設けられている。一方、抵抗ＲＩＳは、上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のソースと、コンデンサＣ１との間に設けられている。そして、抵抗ＲＩＭの負荷１０側の一端は、抵抗Ｒ５を介して、ＯＰアンプＯＰ２の正相入力に接続され、抵抗ＲＩＳのコンデンサＣ１側の一端は、抵抗Ｒ６を介して、ＯＰアンプＯＰ２の逆相入力に接続されている。

このＯＰアンプＯＰ２の差動出力は、抵抗Ｒ７及びトランジスタＴｒ５のベース−コレクタを介して、逆相入力にフィードバックされている。このようにＯＰアンプＯＰ２の差動出力をフィードバックすることによって、ＯＰアンプＯＰ１の正相入力の電圧と逆相入力の電圧とがほとんど同じになるイマジナリーショート状態となる。このため、抵抗ＲＩＭ及び抵抗ＲＩＳの両端に印加される電圧が等しくなり、負荷電流ＩＬを抵抗ＲＩＭ及び抵抗ＲＩＳの値に応じた分流比で分流することができる。

第２実施の形態
次に、第２実施形態における本発明の異常検出装置について説明する。図５は、第２実施形態における異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。なお、同図において、図２について上述した第１実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。

同図に示すように、図示しない車載バッテリ（直流電源）から供給される電源は、端子ＶＢ、マルチソース型のＭＯＳＦＥＴＱ１を介して負荷１０に供給される。上述したＭＯＳＦＥＴＱ１は、図２と同様に、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２とから構成されている。

上述したメインＦＥＴＱ１１のソースは、センス抵抗Ｒｓの一端に接続され、センスＦＥＴＱ１２のソースは、センス抵抗Ｒｓの他端に接続されている。このセンス抵抗Ｒｓでの電圧降下は非常に小さく、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のゲート−ソース電圧が等しくなる。このため、センスＦＥＴＱ１２のソースからは、負荷電流ＩＬを分流比ｎで分流した副流ＩＳＳがセンス抵抗Ｒｓに向かって流れる。

また、このセンス抵抗Ｒｓの一端は、抵抗Ｒ８を介して、ＯＰアンプＯＰ３の正相入力に接続され、センス抵抗Ｒｓの他端は、抵抗Ｒ９を介して、ＯＰアンプＯＰ３の逆相入力に接続される。このＯＰアンプＯＰ３の逆相入力は、出力と抵抗Ｒ１０を介して、接続されている。一方、このＯＰアンプＯＰ３の正相入力は、抵抗Ｒ１１を介して電源Ｖｃｃと接続されている。また、このＯＰアンプＯＰ３の出力は、抵抗Ｒ１２を介して、ＯＰアンプＯＰ４の正相入力に接続される。上述したセンスＦＥＴＱ１２、センス抵抗Ｒｓ、ＯＰアンプＯＰ３、抵抗Ｒ８〜Ｒ１１が、電圧出力手段として働く電圧出力回路１２ａを構成する。

このＯＰアンプＯＰ４の出力は、抵抗Ｒ１３を介して、トランジスタＴｒ６のベースに接続されている。このトランジスタＴｒ６は、コレクタが電源Ｖｃｃに、エミッタがコンデンサＣ１に接続されている。上述したＯＰアンプＯＰ４、トランジスタＴｒ６、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５が第１電圧／電流変換手段として働く電圧電流変換回路１２ｂを構成する。

また、このＯＰアンプＯＰ４の逆相入力は、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５を介して電源Ｖｃｃに接続されている。このトランジスタＴｒ６より後段の回路は、図２について上述した第１実施形態で説明しているので、省略する。

次に、上述した構成の電源供給装置の動作について、説明する。まず、入力端Ｔ１に駆動信号Ｓ１を入力すると、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のドレイン−ソース間が通電する。これにより、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のドレインには、車載バッテリからの負荷電流ＩＬが流れ込む。

上述したＭＯＳＦＥＴＱ１は、上述した負荷電流ＩＬを分流比ｎで主流ＩＭと副流ＩＳＳとに分流する。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１内のメインＦＥＴＱ１１のソースからは、主流ＩＭが負荷１０に向かって供給され、センスＦＥＴ１２のソースからは、副流ＩＳＳがセンス抵抗Ｒｓに向かって供給される。

なお、センス抵抗Ｒｓを流れる副流ＩＳＳは以下の式（６）で表される。
ＩＳＳ＝ＩＬ／（ｎ＋１） …（６）

そして、ＯＰアンプＯＰ３は、副流ＩＳＳが流れることにより発生するセンス抵抗Ｒｓの電圧降下を増幅して、出力する。このＯＰアンプＯＰ３の出力Ｖop3は以下の式（７）で表される。
Ｖop3＝ＩＳＳ×Ｒｓ×Ｒ９／Ｒ１０−Ｖｃｃ …（７）
式（７）から明らかなように、ＯＰアンプＯＰ３からは、副流ＩＳＳ、つまり、負荷電流ＩＬに応じた電圧が出力される。

そして、ＯＰアンプＯＰ４は、上述した出力Ｖop3が供給される正相入力と逆相入力とが等しくなるように、トランジスタＴｒ６のオンオフを行う。これにより、トランジスタＴｒ６のコレクタ−エミッタ間には、以下の式（８）で表される電流ＩＳが流れる。
ＩＳ＝（Ｖｃｃ−Ｖop3）／Ｒ１４ …（８）

上述した式（６）〜（８）から明らかなように、ＯＰアンプＯＰ４によって、負荷電流ＩＬに応じた電流ＩＳが出力され、コンデンサＣ１に向かって流れる。以下、上述した第１実施形態と同様に、定電流ＩＣＣを超えた電流ＩＳが上述した時間ｔｓｔ継続して流れると、出力端Ｔ２からＨレベルの異常信号Ｓ２が出力される。

なお、時間ｔｓｔは、上述した第１実施形態と同様に式（９）で表される。
ｔｓｔ＝Ｖref×Ｃ１／｛ＩＳ−ＩＣＣ｝ …（９）
またこの式（９）に、上述した式（７）、（８）を代入すると、式（１０）のように表すことができる。
ｔｓｔ＝Ｖref×Ｃ１／［ＩＬ×Ｒｓ×Ｒ１０／｛（ｎ＋１）×Ｒ１４×Ｒ９｝−ＩＣＣ］ …（１０）

この第２実施形態についても、第１実施形態と同様に、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷１０に流れる過電流の大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができるという効果を得ることができる。

ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
ＶＢ＝１２Ｖ、ｎ＝１００００、Ｖｃｃ＝５Ｖ、Ｒ１＝５６ｋΩ
Ｃ１＝２２０μＦ、Ｒｓ＝１００Ω、Ｒ１５＝１５０ｋΩ
Ｒ９＝４７ｋΩ、Ｒ１４＝５．６ｋΩ、Ｒ２＝５６ｋΩ、Ｖref＝２．５Ｖ

図６はこのときの負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時に、ある太さのビニル被覆電線の発煙特性（通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係）をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。

なお、第２実施形態では、センスＦＥＴＱ１２のソースにセンス抵抗Ｒｓを設け、負荷電流ＩＬを分流した副流ＩＳＳに応じた電圧を発生させ、その発生した電圧を電流に変換して電流ＩＳとしている。しかしながら、例えば、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ１を一つのＦＥＴから構成し、このＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン側にセンス抵抗Ｒｓを設けるような構成にしてもよい。この場合、負荷電流ＩＬに応じた電圧がセンス抵抗Ｒｓの両端に発生し、この発生した電圧が電流に変換され電流ＩＳとなる。

第３実施の形態
次に、第３実施の形態における本発明の異常検出装置について説明する。図８は、第３実施の形態における異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。なお、同図において、図２について上述した第１実施の形態と同等の部分については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。

同図に示すように、図示しない車載バッテリ（直流電源）から供給される電源は、端子ＶＢ、ＭＯＳＦＥＴＱ１を介して負荷１０に供給される。上述したＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインは、ＭＯＳＦＥＴＱ２（Ｐ型）のドレイン−ソース間、抵抗ＲＩＳ、ＭＯＳＦＥＴＱ３（Ｐ型）のドレインソース間を介してコンデンサＣ１に接続されている。

一方、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、抵抗Ｒ１６を介して、ＯＰアンプＯＰ５の正相入力に接続されている。このＯＰアンプＯＰ５の出力は、抵抗Ｒ１７、ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート−ドレイン、抵抗Ｒ１８を介して、逆相入力にフィードバックされている。

さらに、上述したＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ゲート間は抵抗Ｒ１９を介して接続されており、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートは、抵抗Ｒ２０、トランジスタＴｒ８のコレクタ−エミッタ間を介してグランドに接続されている。上述したトランジスタＴｒ８のベースは、抵抗Ｒ２１を介して入力端Ｔ１に接続されている。

上述した抵抗ＲＩＳ、抵抗Ｒ１６〜Ｒ１８、ＯＰアンプＯＰ５及びＭＯＳＦＥＴＱ３が第２電圧／電流変換手段として働く電圧電流変換回路１２ｃを構成する。また、抵抗Ｒ１９〜Ｒ２１、ＭＯＳＦＥＴＱ２及びトランジスタＴｒ８が停止手段として働く停止回路１４を構成する。なお、コンデンサＣ１より後段の回路は、図２について上述した第１実施の形態で説明しているので省略する。

上述した構成の電源供給装置の動作について説明する。まず、入力端Ｔ１に駆動信号Ｓ１を入力すると、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間が通電する。これにより、車載バッテリから負荷電流ＩＬが負荷１０に向かって流れ出す。駆動信号Ｓ１の入力により、トランジスタＴｒ８のコレクタ−エミッタ間も導通し、抵抗Ｒ１９及びＲ２０に車載バッテリからの電流がながれる。これによって、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに、抵抗ＲＩＳが接続される。

上述したようにＯＰアンプＯＰ５の差動出力をフィードバックすることによって、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンすると、ＯＰアンプＯＰ５の正相入力と逆相入力とがほぼ同電位となるイマジナリーショート状態となる。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧と、抵抗ＲＩＳの両端電圧とがほぼ等しくなり、負荷電流ＩＬがＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒｏｎ及び抵抗ＲＩＳの値に応じた分流比で分流される。そして、主流ＩＭが負荷１０に流れ、式（１１）に示す副流ＩｓがコンデンサＣ１及びカレントミラー回路１１に流れる。
Ｖds＝Ｒon×ＩＭ
Ｖds：ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧
Ｉｓ＝Ｖds／ＲＩＳ …（１１）

上述した式（１１）からも明らかなように、電圧電流変換回路１２ｃによって、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖds（＝スイッチ手段の両端電圧に相当）に応じた電流ＩＳが出力され、コンデンサＣ１に向かって流れる。電流ＩＳは、負荷電流ＩＬに応じた電流である。以下、上述した第１及び第２実施形態と同様に、定電流ＩＣＣを超えた電流ＩＳが上述した時間ｔｓｔ継続して流れると、出力端Ｔ２からＨレベルの異常信号Ｓ２が出力される。なお、時間ｔｓｔは、上述した第１及び第２実施形態と同様に以下の式（１２）で表される。
ｔｓｔ＝Ｖref×Ｃ１／｛（Ｒon×ＩＭ／ＲＩＳ）−ＩＣＣ｝ …（１２）

この第３実施形態についても、第１及び第２実施形態と同様に、タイマーやμＣＯＭを用いずに、負荷１０に流れる過電流に大きさに応じた継続時間待って、異常を検出することができ、簡素な構成で確実に異常を検出することができると共に、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

ここで確認のため、この装置について以下のような数値を代入して実験してみた。
ＶＢ＝１２Ｖ、Ｖｃｃ＝５Ｖ、Ｒon＝３７ｍΩ、Ｃ１＝３３０μＦ
ＲＩＳ＝４２０Ω、Ｉｃｃ＝１ｍＡ、Ｖref＝２．５Ｖ

図９はこのときの負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係を示している。同時にある太さのビニル被膜電線の発煙特性（通電電流と発煙事故に至るまでの時間の関係）をしめしている。同図に示すように、広い電流範囲で適当な時間は電流が流れることを許容しながら、発煙に至る前に確実に異常を検出していることがわかる。

ＭＯＳＦＥＴＱ１の温度が高くなるとＲonは上昇するので、図９の曲線は左にシフトし、ＭＯＳＦＥＴＱ１の加熱故障を防ぐようにも働く。あらかじめ、動作温度範囲内においてＭＯＳＦＥＴＱ１のチャンネル温度の定格値（たとえば１５０度）に達してしまう最低の負荷電流値ＩＬilmを求めておけば、式（１３）となるようにＩＣＣ及び抵抗ＲＩＳを設定することにより、チャンネル温度が定格を超える前に動作を止めることができるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１を常に安全な温度状態で動作させるようにすることもできる。
ＩＬlim≧ＩＣＣ×ＲＩＳ／Ｒonmax …（１３）
Ｒonmax：定格チャンネル温度でのＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗

また、入力端Ｔ１に対する駆動信号Ｓ１の入力が停止すると、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間が非道通状態となり、負荷電流ＩＬが０になる。このとき、停止回路１４中のＭＯＳＦＥＴＱ２もオフとなり、負荷電流ＩＬが流れていないにも拘わらず、コンデンサＣ１に電流が流れ込むことがなくなり、正確に異常検出を行うことができる。

以上のように、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒonを、負荷電流ＩＬに応じた電圧を出力する手段として流用することにより、図４のＲＩＭや、図７のＲｓの様に、ＭＯＳＦＥＴＱ１とは別に抵抗を負荷１０に対して直列に接続する必要がない。また、停止回路１４により、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフして、負荷電流ＩＬが流れていないにも拘わらず、電圧電流変換回路１２ｃから電流ＩＳが出力されることがなくなるので、正確に異常検出を行うことができる。

なお、第３実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン抵抗Ｒon及び抵抗ＲＩＳを用いて、負荷電流ＩＬを分流することによって、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖdsを、電流ＩＳに変換していた。しかしながら、例えば、図７に示す電圧出力回路１２ａを構成するＯＰアンプＯＰ３の入力端に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間を接続するようにし、電圧電流変換回路１２ｂからＶdsに応じた電流ＩＳを出力することも考えられる。この場合、電圧出力回路１２ａ及び電圧電流変換回路１２ｂが請求項中の第２電圧／電流変換手段に相当するようになる。

また、第１〜第３実施の形態では、定電流ＩＣＣが温度によりほとんど変化しないようにしている。しかしながら、例えば抵抗Ｒ２に正の温度特性を持たせるなどして、周囲温度が高くなったときは定電流ＩＣＣを減少させて、カレントミラー回路１１による放電量を低くし、早めに異常検出ができるようにしてもよい。この場合、正の温度特性を持つ抵抗Ｒ２が温度検出手段、放電制御手段を構成する。

また、周囲温度を検出する温度検出手段と、周囲温度が高くなったら分流比ｎが高くなるようにして、コンデンサＣ１に流れる電流ＩＳを高くする電流制御手段とを設けても同様の効果が得られる。

また、第１〜第３実施形態では、過電流が流れると異常信号Ｓ１を発生するものであった。しかしながら、例えば、図１０に示すような構成にすることも考えられる。つまり、コンパレータＣＰ１の出力をフリップフロップ回路１７に入力し、フリップフロップ回路１７のＱ出力をトランジスタＴｒ７のベースに接続する。このトランジスタＴｒ７は、コレクタが入力端Ｔ１、つまり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに接続され、エミッタが接地されている。

以上の構成によれば、コンパレータＣＰ１が異常を検出してＨレベルの信号を出力すると、フリップフロップ回路１７のＱ出力からＨレベルの信号が出力される。このＨレベルの信号により、トランジスタＴｒ７がオンして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートが接地されるため、車載バッテリと負荷１０との間に設けられたＭＯＳＦＥＴＱ１がオフして、負荷電流ＩＬが遮断される。上述したフリップフロップ回路１７のＱ出力から出力されるＨレベルの信号は、リセット信号が供給されるまで出力され続ける。従って、一旦異常が検出されると負荷電流ＩＬの供給が遮断され、その状態を保持することができる。

また、上述した第１〜第３実施形態では、放電手段として定電流源であるカレントミラー回路１１を用いていた。しかしながら、例えば、図１１に示すように放電抵抗Ｒｄを放電手段として用いることも考えられる。さらに、放電抵抗Ｒｓとカレントミラー回路１１のような定電流源とを組み合わせてもよい。

また、ＭＯＳＦＥＴＱ１として、図１２に示すように、過熱遮断機能を持たせたものを用いてもよい。このＭＯＳＦＥＴＱ１は、ドレインが端子ＶＢに接続され、ソースが負荷１０に接続されるメインＦＥＴＱ１１と、ドレインがメインＦＥＴＱ１１のゲートに、ソースがメインＦＥＴＱ１１のソースに接続される遮断用ＦＥＴＱ１３とを備えている。

そして、温度が上がるとダイオードＤ２及びＤ３の順方向電圧が下がることを利用して、ある温度異常でコンパレータＣＰ２がＬレベルからＨレベルに反転し、遮断ＦＥＴＱ１３をオンする。これによりメインＦＥＴＱ１１のゲート−ソースが同電位となり、メインＦＥＴＱ１１がオフして、負荷電流ＩＬが遮断される。このメインＦＥＴＱ１１がオフして温度が下がるとコンパレータＣＰ２が反転し、遮断用ＦＥＴＱ１３がオフとなるため、メインＦＥＴＱ１１は再びオンする。

また、第１〜第３実施形態では、コンデンサＣＰ１の両端電圧が基準電圧Ｖrefを超え、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉとなったとき、異常信号Ｓ２を出力していた。しかしながら、例えば、コンパレータＣＰ１を用いずに、図１３に示すよう様な構成にすることも考えられる。同図に示すように、コンデンサＣ１と並列に、抵抗Ｒ２２及びＲ２３の直列回路が接続されている。入力端Ｔ１とグランドとの間にＭＯＳＦＥＴＱ４を設け、このＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートを、抵抗Ｒ２２及びＲ２３の接続点に接続する。

以上の構成によれば、コンデンサＣ１の両端電圧を抵抗Ｒ２２及びＲ２３で分圧した値が、ＭＯＳＦＥＴＱ４の遮断電圧を超えると、異常信号Ｓ２が出力するようになる。また、定電流源としては、上述した実施形態に示したものに限定されるものではなく、例えば、図１３に示すように、抵抗Ｒ２４及びＲ２５、トランジスタＴｒ９及びＴｒ１０から構成されるようなものを用いてもよい。

本発明の異常検出装置の基本構成図である。 第１実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。 第１実施形態における負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係、及び、ある太さのビニル被覆線の発煙特性を示すグラフである。 他の実施の形態における電源供給装置の部分回路図である。 第２実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。 第２実施形態における負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係、及び、ある太さのビニル被覆線の発煙特性を示すグラフである。 他の実施形態における電源供給装置の部分回路図である。 第３実施形態における本発明の異常検出装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。 第３実施形態における負荷電流ＩＬと異常検出までの継続時間との関係、及び、ある太さのビニル被覆線の発煙特性を示すグラフである。 他の実施形態における電源供給装置の部分回路図である。 他の実施形態における電源供給装置の部分回路図である。 他の実施形態における電源供給装置の部分回路図である。 他の実施形態における電源供給装置の部分回路図である。

符号の説明

ＩＬ 負荷電流
ＩＭ 主流
ＩＳ 副流、出力電流
Ｃ１ コンデンサ
１０ 負荷
１１ カレントミラー回路（放電手段、定電流源）
１２ 分流回路（電流出力手段、分流手段）
１３ 異常検出回路（異常検出手段）
Ｒｄ 放電抵抗（抵抗）

Claims (9)

1. 直流電源から負荷に流れる負荷電流に応じた電流を出力する電流出力手段と、
   前記電流出力手段からの出力電流によって充電されるコンデンサと、
   前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する放電手段と、
   前記コンデンサの両端電圧が閾値を超えたとき、異常を検出する異常検出手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。
2. 請求項１記載の異常検出装置であって、
   前記電流出力手段は、前記負荷電流を所定の分流比で主流と副流とに分流する分流手段を有し、前記副流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置。
3. 請求項１記載の異常検出装置であって、
   前記電流出力手段は、前記負荷電流に応じた電圧を出力する電圧出力手段と、該電圧出力手段からの出力電圧を、当該出力電圧に応じた電流に変換する第１電圧／電流変換手段とを有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置。
4. 請求項１記載の異常検出装置であって、
   前記直流電源と前記負荷との間に設けられたスイッチ手段をさらに備え、
   前記電流出力手段は、前記スイッチ手段の両端電圧を、当該両端電圧に応じた電流に変換する第２電圧／電流変換手段を有し、前記変換した電流を出力電流として出力することを特徴とする異常検出装置。
5. 請求項４記載の異常検出装置であって、
   前記スイッチ手段がオフの間、前記第２電圧／電流変換手段による変換を停止させる停止手段をさらに備えたことを特徴とする異常検出装置。
6. 請求項１〜５何れか１項記載の異常検出装置であって、
   前記放電手段は、前記コンデンサに蓄積された電荷から、定電流を発生する定電流源から構成されていることを特徴とする異常検出装置。
7. 請求項１〜５何れか１項記載の異常検出装置であって、
   前記放電手段は、前記コンデンサの両端が接続された抵抗から構成されていることを特徴とする異常検出装置。
8. 請求項１〜７何れか１項記載の異常検出装置であって、
   周囲温度を検出する温度検出手段と、
   前記検出した周囲温度が高くなるに従って、前記放電手段による電荷の放電量を低く制御する放電制御手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。
9. 請求項１〜８何れか１項記載の異常検出装置であって、
   周囲温度を検出する温度検出手段と、
   前記検出した周囲温度が高くなるに従って、前記電流出力手段が出力する電流値を高くする電流制御手段とを備えたことを特徴とする異常検出装置。

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