JP2007193458A - 電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】バッテリ接続時等において出力コンデンサを急速充電可能で低暗電流を実現でき、かつ、出力短絡時の過熱保護も可能な電源回路を提供する。
【解決手段】電源回路がバッテリ5に接続されると、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。一方、抵抗R1とコンデンサC1の充電特性によりM1のゲート−ソース間電圧電位差が閾値電圧を下回ると、M1がオフされる。これにより、M1がオンしている間に出力コンデンサ2の充電を完了しておけば、M1がオフした後に出力が短絡しても殆ど電流が流れず、抵抗R2で決まる小電流のみであるので、クランプ回路3の許容損失を超えることはない。
【選択図】図1
【解決手段】電源回路がバッテリ5に接続されると、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。一方、抵抗R1とコンデンサC1の充電特性によりM1のゲート−ソース間電圧電位差が閾値電圧を下回ると、M1がオフされる。これにより、M1がオンしている間に出力コンデンサ2の充電を完了しておけば、M1がオフした後に出力が短絡しても殆ど電流が流れず、抵抗R2で決まる小電流のみであるので、クランプ回路3の許容損失を超えることはない。
【選択図】図1
Description
本発明は、カーオーディオに用いられるマイコン用電源等の電源回路に関する。
カーオーディオ等に用いられるマイコン用電源は、従来、図19に示すように、バッテリ21から電圧が供給される電源回路22によりマイコン23やEEPROM24に電圧を供給するものであり、電源出力に大容量の出力コンデンサ25を備えている。マイコン23は電源回路22からの電力を受けて動作するものであり、後段のスピーカ等に対し、オーディオ信号の出力を制御する制御機構を有している。
このように電源出力に大容量のコンデンサを接続するのは、オーディオ起動中にバッテリ、もしくはカーオーディオのバッテリ配線が遮断した場合に、一定時間電源をバックアップして、様々な情報をメモリに退避させるのに時間が必要なためである。
このように電源出力に大容量のコンデンサを接続するのは、オーディオ起動中にバッテリ、もしくはカーオーディオのバッテリ配線が遮断した場合に、一定時間電源をバックアップして、様々な情報をメモリに退避させるのに時間が必要なためである。
一方、バッテリの接続時、または、カーオーディオのバッテリ端子をバッテリ配線に接続した際にマイコン用電源を立ち上げるが、マイコンには電源立上がりスピードが規格として規定されており、その規定速度以上で電源を立ち上げる必要があり、それを満足させるには相当の電流を供給できる電源回路が必要になる。
上記のように、カーオーディオ等に用いられるマイコン用電源としては充分な電流吐き出し能力を有する電源回路が必要になるので、通常、電源からの電力を調整して一定の電圧・電流を出力するレギュレータが使用されているが、この場合以下のような問題が発生する。
(1)シリーズレギュレータは大電流を供給できるが、車載機器は発電機が発するサージ電圧のような大電圧に耐える必要があるため、高耐圧レギュレータが必要となり、マイコン/スタンバイ状態(低負荷時)での消費電流が多くなるので、バッテリ消費が増えてしまう。
(2)スイッチングレギュレータは一般的に消費電流が多く、最近では消費電流の少ないものも発売されているが、いずれにしても価格が高いため、製品コストが高くなってしまう。
(1)シリーズレギュレータは大電流を供給できるが、車載機器は発電機が発するサージ電圧のような大電圧に耐える必要があるため、高耐圧レギュレータが必要となり、マイコン/スタンバイ状態(低負荷時)での消費電流が多くなるので、バッテリ消費が増えてしまう。
(2)スイッチングレギュレータは一般的に消費電流が多く、最近では消費電流の少ないものも発売されているが、いずれにしても価格が高いため、製品コストが高くなってしまう。
このため、図20に示すように、低耐圧のレギュレータ31の前に高電圧を制限するクランプ回路32を設けることが考えられ、このようにすると、サージ電圧が発生して高電圧が入力した場合には、ツェナーダイオードZDが導通し、NチャンネルMOSFET(M)がオフ状態となるので、高耐圧特性を得ることができるとともに、消費電流の低減を図ることができる。
しかしながら、もし仮に出力端子が地絡する等の出力短絡状態でバッテリに接続した場合、バッテリから大電流が流れることによりシリーズレギュレータの電流制限で決まる電流が流れ続け、許容損失オーバーによりクランプ回路やシリーズレギュレータに破壊、焼損等が発生するので、出力短絡時の過熱保護が図れず、フェールセーフ的に望ましくないという問題が生じる。
しかしながら、もし仮に出力端子が地絡する等の出力短絡状態でバッテリに接続した場合、バッテリから大電流が流れることによりシリーズレギュレータの電流制限で決まる電流が流れ続け、許容損失オーバーによりクランプ回路やシリーズレギュレータに破壊、焼損等が発生するので、出力短絡時の過熱保護が図れず、フェールセーフ的に望ましくないという問題が生じる。
本発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、バッテリ接続時等において出力コンデンサを急速充電可能で低暗電流を実現でき、かつ、出力短絡時の過熱保護も可能な電源回路を提供することを目的とする。
上述の目的を達成するため、本発明に係る電源回路(1)は、
電源からの電力を調整するレギュレータを備え、出力端子にコンデンサが接続された電源回路であって、
上記レギュレータと電源との間に、電源からの電圧を制限する電圧クランプ手段及び電源投入時に一定期間電源からの電流を導通させて上記コンデンサを充電させるとともに、当該一定期間後に上記電流を制限する導通手段を設けたことを特徴とする。
電源からの電力を調整するレギュレータを備え、出力端子にコンデンサが接続された電源回路であって、
上記レギュレータと電源との間に、電源からの電圧を制限する電圧クランプ手段及び電源投入時に一定期間電源からの電流を導通させて上記コンデンサを充電させるとともに、当該一定期間後に上記電流を制限する導通手段を設けたことを特徴とする。
また、本発明に係る電源回路(2)は、
電源からの電力を調整するレギュレータを備え、出力端子にコンデンサが接続された電源回路であって、
上記レギュレータと電源との間に、電源投入時に一定期間電源からの電流を導通させて上記コンデンサを充電させるとともに、当該一定期間後に上記電流を制限する導通手段を設けたことを特徴とする。
電源からの電力を調整するレギュレータを備え、出力端子にコンデンサが接続された電源回路であって、
上記レギュレータと電源との間に、電源投入時に一定期間電源からの電流を導通させて上記コンデンサを充電させるとともに、当該一定期間後に上記電流を制限する導通手段を設けたことを特徴とする。
さらに、本発明に係る電源回路(3)は、電源回路(1)または(2)において、
出力電圧が所定電圧以上に上昇したとき、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする。
出力電圧が所定電圧以上に上昇したとき、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする。
また、本発明に係る電源回路(4)は、電源回路(1)または(2)において、
出力への供給電流が設定電流以下に低下したとき、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする。
出力への供給電流が設定電流以下に低下したとき、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする。
さらに、本発明に係る電源回路(5)は、電源回路(1)または(2)において、
マイコンへのリセット信号により、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とし、
本発明に係る電源回路(6)は、電源回路(1)または(2)において、
マイコンからの制御信号により、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする。
マイコンへのリセット信号により、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とし、
本発明に係る電源回路(6)は、電源回路(1)または(2)において、
マイコンからの制御信号により、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする。
また、本発明に係る電源回路(7)は、電源回路(1)または(2)において、
当該電源回路が外部信号により電源起動するものであって、上記外部信号により上記導通手段が再度導通状態にされることを特徴とし、
本発明に係る電源回路(8)は、電源回路(1)または(2)において、
マイコンが制御する他の電源の起動が検知されたとき、上記導通手段が再度導通状態にされることを特徴とする。
当該電源回路が外部信号により電源起動するものであって、上記外部信号により上記導通手段が再度導通状態にされることを特徴とし、
本発明に係る電源回路(8)は、電源回路(1)または(2)において、
マイコンが制御する他の電源の起動が検知されたとき、上記導通手段が再度導通状態にされることを特徴とする。
さらに、本発明に係る電源回路(9)は、電源回路(1)または(2)において、
上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とし、
本発明に係る電源回路(10)は、電源回路(1)または(2)において、
出力電圧が所定電圧以下のとき、上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする。
上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とし、
本発明に係る電源回路(10)は、電源回路(1)または(2)において、
出力電圧が所定電圧以下のとき、上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする。
また、本発明に係る電源回路(11)は、電源回路(1)または(2)において、
出力電圧が設定電圧範囲内にあるとき、上記導通回路が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする。
出力電圧が設定電圧範囲内にあるとき、上記導通回路が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする。
本発明に係る電源回路(1)、(2)によれば、レギュレータと電源との間に電源投入時に一定期間電源からの電流を導通することによりコンデンサを急速充電させる導通手段が設けられ、電源投入後一定時間が経過すると、この導通手段が非導通となるので、電源からの電流を制限することができ、出力が地絡(GNDショート)等により過電流状態になった場合でも、大電流が流れ続けることがなく、電源回路を保護することができる。
また、本発明に係る電源回路(3)、(4)によれば、出力電圧が設定値以上に上昇したとき、または、出力への供給電流が設定電流以下に低下したとき、導通手段の導通が遮断されるので、必要最小限の導通のみを行うことができ、バッテリ電圧変動時の誤導通や、出力短絡時の損失増加を抑えることが可能となる。
さらに、本発明に係る電源回路(5)、(6)によれば、マイコンへのリセット信号、または、マイコンからの制御信号により導通手段の導通が遮断されるので、同様に、必要最小限の導通のみを行うことができ、バッテリ電圧変動時の誤導通や、出力短絡時の損失増加を抑えることが可能となる。
また、本発明に係る電源回路(7)によれば、入力電源が常時印加され、外部信号にて電源起動する電源システムにおいて、電源オン時に、外部制御信号により導通手段を導通状態にすることができるので、電源システムの高速電源起動が可能となる。
さらに、カーオーディオ等の場合、システム起動により多岐に渡る高効率電源が起動するため、マイコン起動時にはシリーズレギュレータが飽和しない程度の低電圧電源からマイコンに電源を供給する構成が可能であるが、マイコン起動から低電圧電源の起動まではマイコンへの電源供給が行えない。しかしながら、本発明に係る電源回路(8)によれば、マイコンが制御する他の電源の起動が検知されたとき、導通手段が再度導通状態にされるので、一定時間バッテリから必要な電源供給を行うことができ、カーオーディオ等のシステム電源において、低消費電流、低コストを実現することができる。
また、本発明に係る電源回路(9)〜(11)によれば、例えば、出力電圧が所定電圧以下のとき、または、出力電圧が設定電圧範囲内にあるとき、定期的に導通手段が再導通されるので、出力電圧が設定電圧以下の場合、短絡状態が回復した際の再起動を行うことができ、また、出力電圧が設定電圧範囲内にあるとき、導通手段を再導通させることにより、出力電圧が著しく低くなった場合には、導通手段が再導通されなくなるので、不要な再導通を防止することができる。
以下、本発明の電源回路の実施例について、図面を用いて説明する。
図1は本発明の電源回路の実施例の回路構成を示す図であり、図に示すように、この電源回路は、シリーズレギュレータ1と、シリーズレギュレータ1の前段に設けられたクランプ回路3、タイマ導通回路4によって構成され、暗電流を低減するために低耐圧のシリーズレギュレータ1を用いるとともに、耐圧を超えないように、このシリーズレギュレータ1の前段にクランプ回路3を設けている。この電源回路はICとして構成され、シリーズレギュレータ1の出力側には大容量の出力コンデンサ2が接続されている。
なお、この出力コンデンサ2の出力側には、更に、マイコン等の制御手段が接続されており、電源回路、出力コンデンサ及び制御手段により、オーディオ等の制御装置が構成される。
図1は本発明の電源回路の実施例の回路構成を示す図であり、図に示すように、この電源回路は、シリーズレギュレータ1と、シリーズレギュレータ1の前段に設けられたクランプ回路3、タイマ導通回路4によって構成され、暗電流を低減するために低耐圧のシリーズレギュレータ1を用いるとともに、耐圧を超えないように、このシリーズレギュレータ1の前段にクランプ回路3を設けている。この電源回路はICとして構成され、シリーズレギュレータ1の出力側には大容量の出力コンデンサ2が接続されている。
なお、この出力コンデンサ2の出力側には、更に、マイコン等の制御手段が接続されており、電源回路、出力コンデンサ及び制御手段により、オーディオ等の制御装置が構成される。
また、出力の地絡(GNDショート)等により過電流状態になった場合に備え、シリーズレギュレータ1やクランプ回路3を保護するために、電源投入時に一定時間導通するタイマ導通回路4を設けている。このタイマ導通回路4は、PチャンネルMOSFET(M1)と、コンデンサC1、抵抗R1、R2により構成されている。
このタイマ導通回路4のバッテリ接続時の動作を図2、図3により説明する。
この電源回路がバッテリ5に接続されると、図3に示すように、電源回路の入力電圧が急激に立ち上がり、PチャンネルMOSFET(M1)のゲート−ソース間電圧電位差(VGS)が広がり、PチャンネルMOSFET(M1)がオンする。
一方、抵抗R1とコンデンサC1の充電特性により、図3に示すように、PチャンネルMOSFET(M1)のVGSが次第に小さくなり、閾値電圧(VTH)を下回ると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフされる。なお、PチャンネルMOSFET(M1)がオフした場合でも、出力負荷が消費する電流分だけは抵抗R2により供給される。
この電源回路がバッテリ5に接続されると、図3に示すように、電源回路の入力電圧が急激に立ち上がり、PチャンネルMOSFET(M1)のゲート−ソース間電圧電位差(VGS)が広がり、PチャンネルMOSFET(M1)がオンする。
一方、抵抗R1とコンデンサC1の充電特性により、図3に示すように、PチャンネルMOSFET(M1)のVGSが次第に小さくなり、閾値電圧(VTH)を下回ると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフされる。なお、PチャンネルMOSFET(M1)がオフした場合でも、出力負荷が消費する電流分だけは抵抗R2により供給される。
以上のように、PチャンネルMOSFET(M1)がオンしている間に出力コンデンサ2の充電を完了しておけば、PチャンネルMOSFET(M1)がオフした後に出力が短絡しても殆ど電流が流れず、抵抗R2で決まる小電流のみであるので、クランプ回路3の許容損失を超えることはない。
なお、出力短絡状態でバッテリに接続した場合は、一定期間PチャンネルMOSFET(M1)がオンしてしまうため、後段のシリーズレギュレータ1の電流制限で決まる電流が一定期間流れるが、一定時間後には抵抗R2で決まる電流のみが流れるようになるため、許容損失オーバーにより破壊、焼損等が発生することはない。
なお、出力短絡状態でバッテリに接続した場合は、一定期間PチャンネルMOSFET(M1)がオンしてしまうため、後段のシリーズレギュレータ1の電流制限で決まる電流が一定期間流れるが、一定時間後には抵抗R2で決まる電流のみが流れるようになるため、許容損失オーバーにより破壊、焼損等が発生することはない。
上記の実施例では、シリーズレギュレータ1の前段にクランプ回路、タイマ導通回路を設けた例について説明したが、図4に示すように、高耐圧かつ、過熱保護のない、または、電流制限機能が備わっていないシリーズレギュレータ6を用いる場合には、クランプ回路を設けず、タイマ導通回路4を設けるだけで、電流保護を図ることが可能となる。
また、タイマ導通回路4の導通時間は、出力コンデンサの容量やシリーズレギュレータの電流制限値に応じた出力コンデンサの充電時間に応じて抵抗R1及びコンデンサC1の定数、数量で調整することができ、PチャンネルMOSFET(M1)のオフ時に供給する電流は、マイコンやその他接続される負荷の電流に応じて抵抗R2の抵抗値を変更することにより、調整することが可能である。
さらに、図5に示すように、コンデンサC1への充電をPNPトランジスタQ1のベース電流で行うこともでき、このようにすれば、バッテリ5の電圧をVo、PNPトランジスタQ1の直流電流増幅率をhFEとすると、コンデンサC1への充電電流Iは、I=Vo/hFE・R1となって減少するので、長い導通時間を要する場合でも、タイマ用コンデンサC1の容量を小さくすることができ、コストダウンを図ることが可能となる。
なお、抵抗R3は、PチャンネルMOSFET(M1)の閾値電圧(VTH)より、PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース間電圧(VBE)が小さい場合には不要であるが、そうでない場合は、PチャンネルMOSFET(M1)を一定時間後に確実にオフさせるために必要となる。
なお、抵抗R3は、PチャンネルMOSFET(M1)の閾値電圧(VTH)より、PNPトランジスタQ1のエミッタ−ベース間電圧(VBE)が小さい場合には不要であるが、そうでない場合は、PチャンネルMOSFET(M1)を一定時間後に確実にオフさせるために必要となる。
また、タイマ導通回路4のスイッチングに用いるPチャンネルMOSFET(M1)に代えて、図6に示すように安価なPNPトランジスタQ2を用いることもできる。
このようにPNPトランジスタQ2を用いた場合、PNPトランジスタQ2にベース電流が流れるため、図1の構成ではコンデンサの充電電流が増え、タイマ時間が短くなるので、図6に示すように、NチャンネルMOSFET(M2)のオン時間をコンデンサC1、抵抗R5で決め、このNチャンネルMOSFET(M2)によってPNPトランジスタQ2を制御するようにしている。
このようにPNPトランジスタQ2を用いた場合、PNPトランジスタQ2にベース電流が流れるため、図1の構成ではコンデンサの充電電流が増え、タイマ時間が短くなるので、図6に示すように、NチャンネルMOSFET(M2)のオン時間をコンデンサC1、抵抗R5で決め、このNチャンネルMOSFET(M2)によってPNPトランジスタQ2を制御するようにしている。
上記の実施例では、タイマ導通回路をバッテリ接続時に一定時間導通するようにしたが、バッテリ電圧の変動(電圧上昇)時に不必要にタイマ導通回路がオンしたり、タイマ導通回路が不必要に長時間オンしないように、タイマ導通回路が任意の時間にオフする機能を設けることができ、以下、タイマ導通回路に任意の時間にオフする機能を設ける場合の実施例について説明する。
図7は、タイマ導通回路4のコンデンサC1と接地との間にスイッチS1を設けることにより、タイマ導通回路4を任意の時間にオフできるようにしたものである。
スイッチS1は、NチャンネルMOSFETやNPNトランジスタを使用することで実現でき、このスイッチS1を任意の信号を用いて制御することにより、タイマ導通回路4のオフ制御が可能となり、バッテリ電圧の上昇時に不必要にタイマ導通回路がオンするのを防いだり、不必要にタイマ導通回路4がオンしている時間を短縮することが可能となる。
スイッチS1は、NチャンネルMOSFETやNPNトランジスタを使用することで実現でき、このスイッチS1を任意の信号を用いて制御することにより、タイマ導通回路4のオフ制御が可能となり、バッテリ電圧の上昇時に不必要にタイマ導通回路がオンするのを防いだり、不必要にタイマ導通回路4がオンしている時間を短縮することが可能となる。
また、図8は、タイマ導通回路4の抵抗R1に並列にスイッチS2を設けたものであり、スイッチS2は、PチャンネルMOSFETやPNPトランジスタを使用することで実現できる。
そして、スイッチS2を任意の信号を用いてオン制御することにより、コンデンサC1が急速充電されるので、タイマ導通回路4のオフ制御が可能となり、上記と同様に、バッテリ電圧の上昇時に不必要にタイマ導通回路がオンするのを防いだり、不必要にタイマ導通回路4がオンしている時間を短縮することが可能となる。
そして、スイッチS2を任意の信号を用いてオン制御することにより、コンデンサC1が急速充電されるので、タイマ導通回路4のオフ制御が可能となり、上記と同様に、バッテリ電圧の上昇時に不必要にタイマ導通回路がオンするのを防いだり、不必要にタイマ導通回路4がオンしている時間を短縮することが可能となる。
次に、上記のスイッチS1、S2を各種の信号により制御する具体的な電源回路について説明する。
図9は、電源回路の電源出力電圧が必要電圧以上に上昇したことを検知してタイマ導通回路4をオフするものであり、出力コンデンサ2の出力電圧と一定の電圧V1が入力される電圧比較器CP1と、電圧比較器CP1の出力が入力されるスイッチS1を備えている。
スイッチS1はNPNトランジスタQ3、Q4と抵抗R6、R7により構成され、電圧比較器CP1の出力がハイレベルになると、オンになる。
図9は、電源回路の電源出力電圧が必要電圧以上に上昇したことを検知してタイマ導通回路4をオフするものであり、出力コンデンサ2の出力電圧と一定の電圧V1が入力される電圧比較器CP1と、電圧比較器CP1の出力が入力されるスイッチS1を備えている。
スイッチS1はNPNトランジスタQ3、Q4と抵抗R6、R7により構成され、電圧比較器CP1の出力がハイレベルになると、オンになる。
図9の電源回路にバッテリ5が接続されると、上記したように、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、出力コンデンサ2の端子電圧が電圧V1まで上昇すると、電圧比較器CP1の出力がハイレベルになるので、NPNトランジスタQ4がオンする。これにより、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
そして、出力コンデンサ2の端子電圧が電圧V1まで上昇すると、電圧比較器CP1の出力がハイレベルになるので、NPNトランジスタQ4がオンする。これにより、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
以上のように、電源出力電圧を監視し、設定値以上に電圧が上昇すれば、タイマ導通回路4がオフされるので、必要最小限の導通のみを行うことができ、バッテリ電圧変動時の誤オンや、出力短絡時の損失増加を抑えることが可能となる。
なお、図9の実施例は図7に示す電源回路に電源電圧監視機能を適用したものであるが、同様に、図8に示す電源回路に電源電圧監視機能を適用してスイッチS2を制御するようにすることもでき、また、出力電圧監視回路としては、電圧比較器に限らず、種々の電圧監視回路を使用することが可能である。
なお、図9の実施例は図7に示す電源回路に電源電圧監視機能を適用したものであるが、同様に、図8に示す電源回路に電源電圧監視機能を適用してスイッチS2を制御するようにすることもでき、また、出力電圧監視回路としては、電圧比較器に限らず、種々の電圧監視回路を使用することが可能である。
また、図10は、マイコンへのリセット信号によってタイマ導通回路4をオフ制御するものであり、出力コンデンサ2に並列に電源監視IC7が接続されており、この電源監視IC7からのリセット信号がマイコン8及びスイッチS1に入力されるようになっている。
電源監視IC7は、電源の減電圧検知機能を備え、出力コンデンサ2の出力電圧が所定電圧以下になったとき、ハイレベルからローレベルに変化するリセット信号をマイコン8に供給するもので、出力コンデンサ2の出力電圧が所定電圧以上になったときは、リセット信号をローレベルからハイレベルに変化させる。
電源監視IC7は、電源の減電圧検知機能を備え、出力コンデンサ2の出力電圧が所定電圧以下になったとき、ハイレベルからローレベルに変化するリセット信号をマイコン8に供給するもので、出力コンデンサ2の出力電圧が所定電圧以上になったときは、リセット信号をローレベルからハイレベルに変化させる。
図10の電源回路にバッテリ5が接続されると、同様に、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、出力コンデンサ2の端子電圧が所定電圧まで上昇すると、電源監視IC7からのリセット信号がハイレベルになるので、NPNトランジスタQ4がオンする。これにより、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
そして、出力コンデンサ2の端子電圧が所定電圧まで上昇すると、電源監視IC7からのリセット信号がハイレベルになるので、NPNトランジスタQ4がオンする。これにより、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
以上のように、電源出力電圧を電源監視ICにより監視し、出力コンデンサの端子電圧が所定値以上に上昇すれば、タイマ導通回路がオフされるので、上記と同様に、必要最小限の導通のみを行うことができ、バッテリ電圧変動時の誤オンや、出力短絡時の損失増加を抑えることが可能となる。
なお、図10の実施例は図7に示す電源回路のスイッチS1を電源監視ICからのリセット信号により制御するようにしたものであるが、同様に、図8に示す電源回路のスイッチS2を電源監視ICからのリセット信号により制御してタイマ導通回路4をオフすることも可能である。
なお、図10の実施例は図7に示す電源回路のスイッチS1を電源監視ICからのリセット信号により制御するようにしたものであるが、同様に、図8に示す電源回路のスイッチS2を電源監視ICからのリセット信号により制御してタイマ導通回路4をオフすることも可能である。
さらに、図11に示すように、マイコンから直接、制御信号を出力してタイマ導通回路4をオフすることもできる。すなわち、出力コンデンサ2の出力電圧が所定電圧以上になると、マイコンはリセット状態が解除され、ハイレベルの動作状態信号を出力するので、この動作状態信号を制御信号としてスイッチS1に供給することにより、タイマ導通回路をオフすることができる。
図11の電源回路にバッテリ5が接続されると、上記したように、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、出力コンデンサ2の端子電圧が所定電圧まで上昇すると、マイコン8はリセットが解除され、ハイレベルの動作状態信号を制御信号としてスイッチS1に供給するので、NPNトランジスタQ4がオンする。これにより、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
そして、出力コンデンサ2の端子電圧が所定電圧まで上昇すると、マイコン8はリセットが解除され、ハイレベルの動作状態信号を制御信号としてスイッチS1に供給するので、NPNトランジスタQ4がオンする。これにより、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
以上のように、マイコンからの動作状態信号を制御信号としてスイッチに入力することにより、マイコンが動作可能な状態になった場合にタイマ導通回路をオフすることができるので、同様に、必要最小限の導通のみを行うことができ、バッテリ電圧変動時の誤オンや、出力短絡時の損失増加を抑えることが可能となる。
なお、図11の実施例は図7に示す電源回路のスイッチS1をマイコンからの制御信号により制御するようにしたものであるが、同様に、図8に示す電源回路のスイッチS2をマイコンからの制御信号により制御してタイマ導通回路をオフすることも可能である。
なお、図11の実施例は図7に示す電源回路のスイッチS1をマイコンからの制御信号により制御するようにしたものであるが、同様に、図8に示す電源回路のスイッチS2をマイコンからの制御信号により制御してタイマ導通回路をオフすることも可能である。
また、電源供給電流が減少したことを検知することにより、電源が起動したことを検知してタイマ導通回路4をオフすることもでき、図12は電源供給電流が減少したことを検知する電流検出回路9を備えた電源回路を示す図である。
電流検出回路9は抵抗R8、R9、コンデンサC2、電圧Voffを出力する電源及び電圧比較器CP2により構成され、抵抗R8の電圧降下によって電源供給電流を検知するものである。
電流検出回路9は抵抗R8、R9、コンデンサC2、電圧Voffを出力する電源及び電圧比較器CP2により構成され、抵抗R8の電圧降下によって電源供給電流を検知するものである。
図12の電源回路にバッテリ5が接続されると、上記したように、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、抵抗R8によって検知される電源供給電流が、設定電流(Voff/R8)以下まで減少すると、電圧比較器CP2の出力がローレベルになるので、スイッチS1のNPNトランジスタQ3がオフする。これにより、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
なお、抵抗R9及びコンデンサC2は、電源投入から出力コンデンサ2への電流供給が始まるまでの僅かな時間だけ、強制的にタイマ導通回路4をオンさせるために必要となる。
そして、抵抗R8によって検知される電源供給電流が、設定電流(Voff/R8)以下まで減少すると、電圧比較器CP2の出力がローレベルになるので、スイッチS1のNPNトランジスタQ3がオフする。これにより、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
なお、抵抗R9及びコンデンサC2は、電源投入から出力コンデンサ2への電流供給が始まるまでの僅かな時間だけ、強制的にタイマ導通回路4をオンさせるために必要となる。
以上のように、電源供給電流が減少したことを検知することにより、電源が起動したことを検知してタイマ導通回路4がオフされるので、必要最小限の導通のみを行うことができ、上記と同様に、バッテリ電圧変動時の誤オンや、出力短絡時の損失増加を抑えることが可能となる。
なお、図12の実施例は図7に示す電源回路のスイッチS1を電流検出回路により制御するようにしたものであるが、同様に、図8に示す電源回路のスイッチS2を電流検出回路によって制御することも可能であり、また、電流検出回路としては、図に示すような抵抗、電圧比較器を用いたものに限らず、センスMOSFETやPNPトランジスタを用いた電流検知回路を使用することもできる。
なお、図12の実施例は図7に示す電源回路のスイッチS1を電流検出回路により制御するようにしたものであるが、同様に、図8に示す電源回路のスイッチS2を電流検出回路によって制御することも可能であり、また、電流検出回路としては、図に示すような抵抗、電圧比較器を用いたものに限らず、センスMOSFETやPNPトランジスタを用いた電流検知回路を使用することもできる。
上記の実施例では、電源回路のタイマ導通回路を任意の時間にオフできる機能を設けたが、タイマ導通回路を任意の時間に再度導通状態にする機能を設けることもでき、以下、任意の時間にタイマ導通回路を再度導通状態にする機能を設ける場合の実施例について説明する。
図13は、タイマ導通回路4のコンデンサC1と並列にスイッチS3を設けることにより、タイマ導通回路4を任意の時間に再度導通状態にできるようにしたものである。
スイッチS3は、NチャンネルMOSFETやNPNトランジスタを使用することで実現でき、このスイッチS3を任意のワンショットパルス信号を用いて制御することにより、タイマ導通回路4の再導通が可能となるので、電源起動時やマイコンのウェイクアップ時、メモリ書込み時等の消費電流が増加する場合等に対応することが可能となる。
スイッチS3は、NチャンネルMOSFETやNPNトランジスタを使用することで実現でき、このスイッチS3を任意のワンショットパルス信号を用いて制御することにより、タイマ導通回路4の再導通が可能となるので、電源起動時やマイコンのウェイクアップ時、メモリ書込み時等の消費電流が増加する場合等に対応することが可能となる。
次に、上記のスイッチS3を各種の信号により制御する具体的な電源回路について説明する。
図14は、入力電源が常時印加され、外部信号にて電源起動する電源システムを示す図であり、マイコンやその他の装置からの制御信号、あるいは、スイッチ等の外部信号によりオン・オフ制御されるシリーズレギュレータ10と、NチャンネルMOSFET(M3)により構成されるスイッチS3を備え、このシリーズレギュレータ10とNチャンネルMOSFET(M3)には、電源オン時にハイレベルとなる外部制御信号が入力される。
図14は、入力電源が常時印加され、外部信号にて電源起動する電源システムを示す図であり、マイコンやその他の装置からの制御信号、あるいは、スイッチ等の外部信号によりオン・オフ制御されるシリーズレギュレータ10と、NチャンネルMOSFET(M3)により構成されるスイッチS3を備え、このシリーズレギュレータ10とNチャンネルMOSFET(M3)には、電源オン時にハイレベルとなる外部制御信号が入力される。
図14の電源回路において、電源オン時に、外部制御信号がハイレベルになると、シリーズレギュレータ10が動作状態になるとともに、コンデンサC3、抵抗R11によって外部制御信号が微分されてワンショットパルスがNチャンネルMOSFET(M3)のゲートに入力されるので、NチャンネルMOSFET(M1)が一瞬オンし、コンデンサC1の電荷が放電される。これにより、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオンされるので、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ10に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
以上のように、外部制御信号によってスイッチを制御することにより、入力電源が常時印加され、外部信号にて電源起動する電源システムにおいて、電源オン時に、外部制御信号がハイレベルになった場合、タイマ導通回路をオンすることができるので、電源システムの高速電源起動が可能となる。
なお、この実施例では、コンデンサC3、抵抗R11によりワンショットパルスを生成したが、ワンショットパルスの生成方法はこれに限らず、例えば、ワンショットマルチバイブレータ等の回路を採用することもできる。
なお、この実施例では、コンデンサC3、抵抗R11によりワンショットパルスを生成したが、ワンショットパルスの生成方法はこれに限らず、例えば、ワンショットマルチバイブレータ等の回路を採用することもできる。
また、例えば、カーオーディオ等の電源に、図1の回路を適用することにより、電源起動、及びスリープ状態のマイコンへの電源供給を行うことができるが、ACC電源投入によりマイコンが起動した場合、消費電流が増加するため、マイコン起動時にタイマ導通回路を再度導通させることが望ましい。
図15は、マイコン起動信号を用いてタイマ導通回路4を再度導通する電源回路の実施例を示す図であり、図1の電源回路にACCスイッチ11、電圧V3が比較電圧として入力される電圧比較器CP3、マイコン8からオン/オフ制御信号が入力されるDC/DCコンバータ12、ダイオードD1及びスイッチS3が付加されている。
図15は、マイコン起動信号を用いてタイマ導通回路4を再度導通する電源回路の実施例を示す図であり、図1の電源回路にACCスイッチ11、電圧V3が比較電圧として入力される電圧比較器CP3、マイコン8からオン/オフ制御信号が入力されるDC/DCコンバータ12、ダイオードD1及びスイッチS3が付加されている。
図15の電源回路において、バッテリ5が接続されると、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、PチャンネルMOSFET(M1)のオンから一定時間が経過すると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフし、バッテリ5からはスリープ状態のマイコン8への電源供給が可能な電流のみが抵抗R2により供給される状態となる。
そして、PチャンネルMOSFET(M1)のオンから一定時間が経過すると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフし、バッテリ5からはスリープ状態のマイコン8への電源供給が可能な電流のみが抵抗R2により供給される状態となる。
この状態で、ACCスイッチ11がオンされると、バッテリ5の電圧が電圧V3より高いため、電圧比較器CP3がハイレベルのACC検知信号をマイコン8に出力し、マイコン8が起動する。これにより、マイコン8がDC/DCコンバータ12のオン/オフ制御信号をオンにするので、DC/DCコンバータ12が起動され、DC/DCコンバータ12の出力がダイオードD1を介してシリーズレギュレータ1に供給される。
一方、電圧比較器CP3からのハイレベルのACC検知信号はコンデンサC3にも入力されるので、コンデンサC3、抵抗R11によりワンショットパルスがNチャンネルMOSFET(M3)のゲートに入力され、NチャンネルMOSFET(M3)が一瞬オンする。これにより、タイマ導通回路4のコンデンサC1の電荷が放電されるので、PチャンネルMOSFET(M1)が再びオンされ、一定時間の間、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給される。
以上のように、カーオーディオ等の場合、システム起動により多岐に渡る高効率電源が起動するため、マイコン起動時にはシリーズレギュレータ1が飽和しない程度の低電圧電源、例えば、DC/DCコンバータ12からマイコン8に電源を供給する構成が可能であるが、マイコン起動からDC/DCコンバータ12の起動まではマイコン8への電源供給が行えないので、マイコン起動時にタイマ導通回路4を再導通させることにより、一定時間バッテリから必要な電源供給を行うことができ、低消費電流、低コストの実現が可能となる。
さらに、図15に示す回路に、図7または図8に示すスイッチS1またはS2を付加し、このスイッチS1またはS2をDC/DCコンバータ12の起動検知信号によってオンすることにより、DC/DCコンバータ12によってマイコン電源供給が開始された場合には、タイマ導通回路4をオフするようにすることもできる。
以下、DC/DCコンバータ12の起動時にタイマ導通回路4をオフする場合の実施例について、図16により説明する。
以下、DC/DCコンバータ12の起動時にタイマ導通回路4をオフする場合の実施例について、図16により説明する。
図16に示す電源回路は、図15に示す電源回路に、抵抗R12、R13よりなる分圧回路と、抵抗R14、NPNトランジスタQ3、Q4よりなるスイッチS1を付加したものであり、この電源回路にバッテリ5が接続されると、PチャンネルMOSFET(M1)が一定時間だけオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給されて出力コンデンサ2の端子電圧が上昇し、一定時間経過後スリープ状態のマイコン8への電源供給が可能な電流のみが抵抗R2により供給される状態となる。
この状態で、ACCスイッチ11がオンされると、電圧比較器CP3がACC検知信号をマイコン8に出力するので、マイコン1が起動し、DC/DCコンバータ12を起動させる。これと同時に、ACC検知信号がコンデンサC3にも入力され、タイマ導通回路4のコンデンサC1の電荷が放電されるので、PチャンネルMOSFET(M1)が再びオンされ、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給される。
一方、DC/DCコンバータ12の出力電圧が抵抗R12、R13により分圧されてNPNトランジスタQ4のベースに入力されており、DC/DCコンバータ12の出力電圧が所定電圧まで上昇すると、NPNトランジスタQ4がオンし、NPNトランジスタQ3がオフするので、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)がオフし、抵抗R2により決まる電流のみがシリーズレギュレータ1に供給される状態となる。
以上のように、マイコン起動時にDC/DCコンバータ12の出力電圧を監視し、DC/DCコンバータ12の出力電圧が所定電圧まで上昇したとき、タイマ導通回路4をオフすることにより、タイマ導通回路4を必要最小限の時間のみ導通させることができる。
さらに、出力が短絡した場合や、その他マイコン暴走により消費電流が増加して出力電圧が低下した場合に、タイマ導通回路4を再導通させることもでき、以下、出力電圧が低下した場合に、タイマ導通回路4を再導通させる実施例について、図17により説明する。
図17の電源回路は、図1の電源回路に、出力電圧を分圧する抵抗R15、R16、電圧V4が比較電圧として入力される電圧比較器CP4、アンド回路13、クロック発生回路14及びスイッチS3を付加したものである。
図17の電源回路は、図1の電源回路に、出力電圧を分圧する抵抗R15、R16、電圧V4が比較電圧として入力される電圧比較器CP4、アンド回路13、クロック発生回路14及びスイッチS3を付加したものである。
図17の電源回路において、バッテリ5が接続されると、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、PチャンネルMOSFET(M1)のオンから一定時間が経過すると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフし、バッテリ5からは出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
そして、PチャンネルMOSFET(M1)のオンから一定時間が経過すると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフし、バッテリ5からは出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
この状態で、マイコン暴走等により消費電流が増加して出力コンデンサ2の端子電圧が低下し、抵抗R15、R16による分圧電圧が電圧V4より小さくなると、電圧比較器CP4がハイレベルの信号を出力するので、アンド回路13よりクロック発生回路14からのクロック信号がスイッチS3に入力される。これにより、スイッチS3のNチャンネルMOSFET(M3)が定期的にオンしてコンデンサC1の電荷が放電されるので、出力コンデンサ2の端子電圧が低下している間、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)が定期的にオンされ、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給される。
以上のように、出力電圧を監視し、出力電圧が検知設定電圧以下の場合にタイマ導通回路4を定期的に再導通させることにより、短絡状態が回復した際の再起動を行うことができ、故障時の再起動が可能となる。
上記の実施例では、定期的にタイマ導通回路4を再導通させたが、出力電圧が設定電圧範囲内にある場合に限り、タイマ導通回路4を再導通させることにより不要な再導通を防止することもでき、以下、出力電圧が設定電圧範囲内にある場合にのみタイマ導通回路4を再導通させる実施例について、図18により説明する。
図18の電源回路は、図1の電源回路に、出力電圧を分圧する抵抗R17、R18、R19、電圧V5が比較電圧として入力される電圧比較器CP5、CP6、アンド回路13、クロック発生回路14及びスイッチS3を付加したものである。
ここで、出力制御電圧が5Vの場合に、出力電圧が4V以下のとき、電圧比較器CP5の出力がハイレベル、出力電圧が1V以下のとき、電圧比較器CP6の出力がローレベルとなるように、抵抗R17、R18、R19の抵抗値、電圧V5の電圧値を適宜設定する。
ここで、出力制御電圧が5Vの場合に、出力電圧が4V以下のとき、電圧比較器CP5の出力がハイレベル、出力電圧が1V以下のとき、電圧比較器CP6の出力がローレベルとなるように、抵抗R17、R18、R19の抵抗値、電圧V5の電圧値を適宜設定する。
図18の電源回路において、バッテリ5が接続されると、PチャンネルMOSFET(M1)がオンし、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給され、出力コンデンサ2の端子電圧が上昇する。
そして、PチャンネルMOSFET(M1)のオンから一定時間が経過すると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフし、バッテリ5からは出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
そして、PチャンネルMOSFET(M1)のオンから一定時間が経過すると、PチャンネルMOSFET(M1)がオフし、バッテリ5からは出力負荷が消費する電流分だけが抵抗R2により供給される状態となる。
この状態で、マイコン暴走等により消費電流が増加して出力コンデンサ2の端子電圧が低下し、4Vより低くなると、電圧比較器CP5の出力がハイレベルに変化し、電圧比較器CP6はハイレベルの信号を出力しているので、アンド回路13よりクロック発生回路14からのクロック信号がスイッチS3に入力される。これにより、スイッチS3のNチャンネルMOSFET(M3)が定期的にオンしてコンデンサC1の電荷が放電されるので、出力コンデンサ2の端子電圧が1V〜4Vの範囲内にある間、タイマ導通回路4のPチャンネルMOSFET(M1)が定期的にオンされ、バッテリ5の出力電圧がクランプ回路3を介してシリーズレギュレータ1に供給される。
一方、出力コンデンサ2の端子電圧が1V以下となると、電圧比較器CP6の出力信号がローレベルとなるので、クロック発生回路14からのクロック信号がスイッチS3に入力されなくなり、PチャンネルMOSFET(M1)はオンされなくなる。
以上のように、例えば、出力制御電圧が5Vの場合に、出力電圧が1V〜4Vの範囲にある場合に限りタイマ導通回路4を再導通させることにより、出力電圧が1V以下で、短絡状態になった場合には、タイマ導通回路4が再導通されなくなるので、不要な再導通を防止することができる。なお、出力電圧が1V以下であれば、マイコンが動作できる電圧領域ではないので、1V以上の電圧領域で規定の電源起動速度を満足できれば特に問題は生じない。
なお、上記の図17、図18の実施例では、出力電圧が検知設定電圧以下の場合、または、出力電圧が設定電圧範囲内にある場合に限り、タイマ導通回路4を定期的に再導通させたが、定常状態において、長周期で定期的に導通回路4を再導通させるようにしてもよい。
1、10 シリーズレギュレータ
2 出力コンデンサ
3 クランプ回路
4 タイマ導通回路
5 バッテリ
6 高耐圧シリーズレギュレータ
7 電源監視IC
8 マイコン
9 電流検出回路
11 ACCスイッチ
12 DC/DCコンバータ
13 アンド回路
14 クロック発生回路
M1 PチャンネルMOSFET
M2、M3 NチャンネルMOSFET
CP1〜CP6 電圧比較器
S1、S2、S3 スイッチ
2 出力コンデンサ
3 クランプ回路
4 タイマ導通回路
5 バッテリ
6 高耐圧シリーズレギュレータ
7 電源監視IC
8 マイコン
9 電流検出回路
11 ACCスイッチ
12 DC/DCコンバータ
13 アンド回路
14 クロック発生回路
M1 PチャンネルMOSFET
M2、M3 NチャンネルMOSFET
CP1〜CP6 電圧比較器
S1、S2、S3 スイッチ
Claims (11)
- 電源からの電力を調整するレギュレータを備え、出力端子にコンデンサが接続された電源回路であって、
上記レギュレータと電源との間に、電源からの電圧を制限する電圧クランプ手段及び電源投入時に一定期間電源からの電流を導通させて上記コンデンサを充電させるとともに、当該一定期間後に上記電流を制限する導通手段を設けたことを特徴とする電源回路。 - 電源からの電力を調整するレギュレータを備え、出力端子にコンデンサが接続された電源回路であって、
上記レギュレータと電源との間に、電源投入時に一定期間電源からの電流を導通させて上記コンデンサを充電させるとともに、当該一定期間後に上記電流を制限する導通手段を設けたことを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
出力電圧が所定電圧以上に上昇したとき、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
出力への供給電流が設定電流以下に低下したとき、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2記載された電源回路において、
マイコンへのリセット信号により、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
マイコンからの制御信号により、上記導通手段の導通が遮断されることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
当該電源回路が外部信号により電源起動するものであって、上記外部信号により上記導通手段が再度導通状態にされることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
マイコンが制御する他の電源の起動が検知されたとき、上記導通手段が再度導通状態にされることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
出力電圧が所定電圧以下のとき、上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載された電源回路において、
出力電圧が設定電圧範囲内にあるとき、上記導通手段が定期的に再度導通状態にされることを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017045127A (ja) * | 2015-08-24 | 2017-03-02 | 新電元工業株式会社 | 制御回路、及び、電源装置 |
JP2017112738A (ja) * | 2015-12-16 | 2017-06-22 | 富士通テン株式会社 | 電源回路およびそれを備える電子装置 |
JP2019180158A (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 株式会社デンソーテン | 電源回路および電子装置 |
-
2006
- 2006-01-18 JP JP2006009352A patent/JP2007193458A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
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