JP2006101500A - フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】
小型かつ低損失の要求を満たしつつ広帯域化の実現に有効なフィルタを提供する。
【解決手段】
共振電極を一対のＧＮＤ電極間に配置してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、λa／４共振器により生じる通過特性に改善を加えることにより広帯域化を図る。λａ／４共振器により生じたλａ波の基本帯域をそのまま利用し、同共振器により生じたλａ波の３倍波を点線で示すように低域側にシフトさせ、これら基本波と３倍波の間をλｂ／２共振器により生じた通過帯域で補間することにより、基本波から３倍波までの帯域がフラットな通過特性を確保する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、フィルタに関し、特に、小型かつ低損失の要求を満たしつつ広帯域化の実現に有効なフィルタに関する。

無線通信機器等の高周波回路部には、高調波等の不要成分を減衰させるためのバンドバスフィルタが用いられる。この種のバンドバスフィルタとしては、良好な減衰特性が小型構造で得られる誘電体共振器を用いてフィルタが主流となっている。特に、誘電体中に形成する共振器として、ストリップラインを利用した分布定数型のフィルタが広く普及している。

この種の分布定数型フィルタとしては、例えば下記の特許文献に記された手法が知られている。
特開平１１−１７４０５号公報 この特許文献１には、λ／４ストリップラインとλ／２ストリップラインとを結合させることで、バンドバスフィルタやバンドエリミネーションフィルタを構成する手法が開示されている。

近年、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）システムに見られるように、比帯域幅（通過帯域幅／中心周波数）が１００％に近いか、または、それ以上の広帯域化がフィルタに求められている。

しかし、従来のバンドパスフィルタの設計手法や上述した特許文献１に開示された手法では、通過帯域の広帯域化を図るために、多くの共振器を多段化する必要があり、このように共振器の段数を増加させてゆくと、形状の大型化と挿入損失の増加を伴うといった別の課題が生じる。

特に、ＵＷＢシステムのような超広帯域を実現する場合には、２〜３段の共振器では必要な帯域が得られないため、従来の手法では、小型で低損失のフィルタを提供することが困難であった。

そこで、本発明は、小型かつ低損失の要求を満たしつつ広帯域化の実現に有効なフィルタを提供する。

上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、一対のλａ／４共振器をλｂ／２共振器で結合させたことを特徴とする。

このように構成することで、λａ／４共振器により形成された複数の通過帯域がλｂ／２共振器により形成された通過帯域で補間されるため、λ／４共振器の多段化で得られる通過帯域よりも小型かつ低損失での広帯域化が可能になる。尚、サイズが許容される場合であって、より広帯域化を図りたいときには、λａ／４共振器とλｂ／２共振器の結合ユニットを多段に設けても良い。

また、請求項２記載の発明は、一対のλａ／４共振器によりλａ波長に対応した通過帯域とλａ×３波長に対応した通過帯域とを形成し、これらの間をλｂ／２共振器により形成されるλｂ波長に対応した通過帯域で補間したことを特徴とする。

このように、λａ波とλａ×３波との間をλｂ波で補間することで、基本波から３倍波までのフラットな通過帯域が得られるため、λａ／４共振器のみでは実現困難な広帯域化が可能になる。この場合、各共振器の共振条件を決めるλａおよびλｂは、λａ＜λｂ＜λａ×３の関係で設定することが望ましい。

また、請求項３記載の発明は、第１の共振器により形成された基本通過帯域と該基本通過帯域の高調波帯域との間を第２の共振器により形成された通過帯域で補間したことを特徴とする。

このように、第１の共振器により形成された基本波と高調波との間を別の共振器で補間することにより、従来は不要帯域として扱われていた高調波帯域を広帯域化に利用することが可能になる。

また、請求項４記載の発明は、共振電極を一対のＧＮＤ電極間に配置してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、前記共振電極は、第１および第２のλａ／４共振電極と、該各λａ／４共振電極と結合させたλｂ／２共振電極とを備えたことを特徴とする。

このように、λａ／４共振電極とλｂ／２共振電極とをストリップライン構造中に構成することで、ストリップライン共振器で現れ易い高調波帯域を有効に活用することが可能になる。

また、請求項５記載の発明は、誘電体層上に形成された共振電極を一対のＧＮＤ電極で挟持してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、第１の誘電体層上に形成された一対のλａ／４共振電極と、第２の誘電体層上に形成されたλｂ／２共振電極とを具備し、前記一対のλａ／４共振電極と前記λｂ／２共振電極とを前記第２の誘電体層を介して容量結合させたことを特徴とする。

このように、λａ／４共振電極を形成した誘電体層とλｂ／２共振電極を形成した誘電体層とを積層することで、これらを好適に結合させることが可能になる。

また、請求項６記載の発明は、共振電極を第１および第２のＧＮＤ電極間に配置してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、前記共振電極は、第１および第２のλａ／４共振電極と、該各λａ／４共振電極と結合させたλｂ／２共振電極とを具備し、前記各共振電極の結合体が前記第１または第２のＧＮＤ電極のいずれかに近接して配置されたことを特徴とする。

このように、共振電極領域をいずれかのＧＮＤ電極に近接させることで、λａ／４共振により生じる３倍波を低域側にシフトさせることができるため、λｂ／２共振による基本波と３倍波の間の補間が低損失で実現できる。

以上説明したように、本発明によれば、小型かつ低損失の要求を満たしつつ広帯域化を図ることが可能になる。

以下、本発明の実施形態を添付図面を参照して詳細に説明する。尚、本発明は、以下説明する実施形態に限らず適宜変更可能である。

図１は、本発明による広帯域化の考え方を示す概念図である。同図に示すように、本発明では、λ／４共振器により生じる実線で示した通過特性に改善を加えることにより広帯域化が図られる。

具体的な例としては、λａ／４共振器により生じたλａ波の基本帯域をそのまま利用し、同共振器により生じたλａ波の３倍波を同図中の点線で示すように低域側にシフトさせ、これら基本波と３倍波の間を同図中の鎖線で示すλｂ／２共振器により生じた通過帯域で補間することにより、基本波から３倍波までの帯域がフラットな通過特性が確保される。

図２は、本実施形態に係るフィルタの外観構造を示す斜視図である。同図に示すように、本フィルタは、バルク状の誘電体１００の表面に、入力外部電極端子１０２、出力外部電極端子１０４、ＧＮＤ外部電極端子１０６ａおよび１０６ｂが形成され、これらの電極端子を介して図示しない回路基板と接続可能な構造で提供される。

図３は、図２のＡ−Ａ’視図を示す断面図である。同図に示すように、本フィルタは、誘電体１００中に複数の内層電極が設けられ、これらが所定の関係で配置されて構成される。本フィルタは、共振電極形成領域５０が一対のＧＮＤ電極２０ａおよび２０ｂで挟持されたストリップライン構造を有し、該共振電極形成領域５０は、入力外部電極端子１０２と接続された入力電極２６と、出力外部電極端子１０４と接続された出力電極２８と、該入力電極２６および出力電極２８とそれぞれ結合する状態で設けられたλ／４共振電極２２ａおよび２２ｂと、該各共振電極の開放端側に結合させた波長短縮電極２４ａおよび２４ｂと、該各共振電極に容量結合させたλ／２結合電極とで構成される。

ここで、λ／４共振電極２２ａおよび２２ｂは、波長λａの１／４の電気長を有するストリップラインパターンで形成され、λ／２結合電極３０は、波長λａよりも高域側に設定した波長λｂの１／２の電気長を有するストリップラインパターンで形成され、λ／４共振電極２２ａおよび２２ｂがλ／２結合電極３０の両端で結合された構造となる。

また、同図に示すように、共振電極形成領域５０の配置を全体的に上層側に偏らせることで、３倍波の出現する周波数を低周波側にシフトさせることができるため、λ／２共振器による補間をした際に、フィルタとして十分な通過および反射特性を確保することができる。

図４は、図３に示した共振電極形成領域５０の構成を示す平面図である。同図に示すように、共振電極形成領域５０では、λ／４共振電極２２ａおよび２２ｂの一端が短絡、他端が開放の状態で設けられるとともに、これらλ／４共振電極２２ａおよび２２ｂに対向する位置にλ／２結合電極３０が配置される。このλ／４共振電極２２ａおよび２２ｂとλ／２結合電極３０との対向面積やλ／２結合電極３０のパターン形状を変化させることによって得られる周波数特性の調整が可能である。

また、λ／４共振電極２２ａおよび２２ｂの開放端側には、接地された波長短縮電極２４ａおよび２４ｂと、入力電極２６および出力電極２８とがそれぞれ対向状態で配置される。波長短縮電極は、λ／４共振電極の波長を短縮させ小型化を図るための電極であり、入力電極および出力電極は、λ／４共振電極を外部入出力端子へ導出するための電極である。尚、本発明では、波長短縮電極を設けない構成や、入力電極および出力電極をλ／４共振電極と同層に形成する構成としても良い。

図５は、図２に示したフィルタの層構造を示す第１の分解平面図である。同図（ａ）に示すように、第１の誘電体層１００−１上には、入力外部電極端子１０２と、出力外部電極端子１０４と、ＧＮＤ外部電極端子１０６ａおよび１０６ｂとが形成され、これらにより本フィルタの天面が構成される。

また、同図（ｂ）に示すように、第２の誘電体層１００−２上には、ＧＮＤ電極２０ａが前述のＧＮＤ外部電極端子１０６ａおよび１０６ｂと接した状態で形成され、この第２の誘電体層１００−２が同図（ａ）に示した第１の誘電体層１００−１の下層に配置される。

図６は、図２に示したフィルタの層構造を示す第２の分解平面図である。同図に示すように、第４の誘電体層１００−４上には、波長短縮電極２４ａおよび２４ｂが前述のＧＮＤ外部電極端子１０６ａに接した状態で形成され、この第４の誘電体層１００−４が図５に示した第２の誘電体層１００−２の下層に配置される。

図７は、図２に示したフィルタの層構造を示す第３の分解平面図である。同図（ａ）に示すように、第４の誘電体層１００−５上には、入力電極２６および出力電極２８が前述の入力外部電極端子１０２および出力外部電極端子１０４にそれぞれ接した状態で形成され、λ／４共振電極２２ａおよび２２ｂが片端短絡、片端開放のストリップラインとして形成される。ここで、λ／４共振電極２２ａおよび２２ｂの短絡端は、前述のＧＮＤ外部電極端子１０６ｂに接続される。

この第５の誘電体層１００−５が前図（ｂ）に示した第４の誘電体層１００−４の下層に配置される。

また、同図（ｂ）に示すように、第６の誘電体層１００−６上には、λ／２結合電極３０が前述のλ／４共振電極と対向した状態で形成され、この第６の誘電体層１００−６が同図（ａ）に示した第５の誘電体層１００−５の下層に配置される。

図８は、図２に示したフィルタの層構造を示す第４の分解平面図である。同図（ａ）に示すように、第７の誘電体層１００−７上には、ＧＮＤ電極２０ｂが前述のＧＮＤ外部電極端子１０６ａおよび１０６ｂと接した状態で形成され、この第７の誘電体層１００−７が前図（ｂ）に示した第６の誘電体層１００−６の下層に配置される。

また、同図（ｂ）に示すように、第８の誘電体層１００−８上には、入力外部電極端子１０２と、出力外部電極端子１０４と、ＧＮＤ外部電極端子１０６ａおよび１０６ｂとが形成され、これらにより本フィルタの底面が構成される。この第８の誘電体層１００−８は、同図（ａ）に示した第７の誘電体層１００−７の下層に配置される。

上述した各誘電体層１００−１〜１００−８は、積層・焼成工程を経て一体形成され、複数の誘電体層により構成された積層フィルタとして完成する。尚、１０２〜１０６の各外部電極端子は、積層・焼成後に塗布やメッキで形成することが望ましく、上述した各誘電体層１００−１〜１００−８の間には他の中間層を介在させてもよい。

図９は、図２に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。同図に示すように、本フィルタは、２個の分布定数型λ／４共振器ＳＬａおよびＳＬｂ間を結合用コンデンサＣ１およびＣ２を介して、該各共振器ＳＬａおよびＳＬｂの基本波と３倍波の間の共振周波数を持つλ／２共振器ＳＬｂとが接続された等価構成となる。同図に示したＬｉｎおよびＬｏｕｔは、前述の入力電極２６および出力電極２８が有するインダクタンス成分である。

このような等価回路により、分布定数型λ／４共振器の基本波と３倍波に起因する共振により形成されたフィルタ波形間が、λ／２共振器に起因する共振により形成されるフィルタ波形で補間されるため、２個のλ／４共振器と１個のλ／２共振器の計３個の共振器で５段相当の広帯域フィルタを構成する事ができる。

図１０は、図２に示したフィルタの通過および反射特性を示す特性図である。同図に示すように、本フィルタの通過特性５０１は、３ＧＨｚ〜８ＧＨｚの広帯域を十分カバーし、該帯域内の反射特性５０２も良好である。

ここで、同図中、符号Ａで示した領域がλ／４共振器の基本波による共振領域に相当し、符号Ｂで示した領域がλ／２共振器の共振領域に相当し、符号Ｃで示した領域がλ／４共振器の３倍波による共振領域に相当する。

図１１は、図９に示した等価回路を多段にした場合の例を示す等価回路図である。同図に示すように、本発明では、λ／４共振器とλ／２共振器の基本ユニットを結合用コンデンサを介して多段化させても良い。その場合の実質的な段数は、（λ／４共振器の数）×２＋（λ／２共振器の数）となる。

尚、本発明では、λ／４共振器と記載された箇所はすべてλ／２共振器に置き換えても良い。その場合３倍波と記載された箇所は２倍波と置き換えるものとする。

また、本発明では、図５（ｂ）に示した、第２の誘電体層１００−２上のＧＮＤ電極２０ａは無くても良い。その場合ストリップラインと記載した箇所はマイクロストリップラインと置き換えるものとする。

また、本発明では、図７（ａ）に示した、第４の誘電体層１００−４上の波長短縮電極２４ａおよび２４ｂは無くても良い。

また、誘電体層１００−４、１００−５、１００−６の順番は組み替えても良い。

本発明によれば、小型構造で広帯域化を図ることができるため、ＵＷＢシステム等の超広帯域が求められる通信機器への適用が期待される。

本発明による広帯域化の考え方を示す概念図である。 本実施形態に係るフィルタの外観構造を示す斜視図である。 図２のＡ−Ａ’視図を示す断面図である。 図３に示した共振電極形成領域５０の構成を示す平面図である。 図２に示したフィルタの層構造を示す第１の分解平面図である。 図２に示したフィルタの層構造を示す第２の分解平面図である。 図２に示したフィルタの層構造を示す第３の分解平面図である。 図２に示したフィルタの層構造を示す第４の分解平面図である。 図２に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。 図２に示したフィルタの通過および反射特性を示す特性図である。 図９に示した等価回路を多段にした場合の例を示す等価回路図である。

符号の説明

１０…フィルタ、２０…ＧＮＤ電極、２２…共振電極、２４…波長短縮電極、２６…入力電極、２８…出力電極、３０…結合電極、５０…共振電極形成領域、１００…誘電体、１０２…入力外部電極端子、１０４…出力外部電極端子、１０６…ＧＮＤ外部電極端子

Claims (7)

1. 一対のλａ／４共振器をλｂ／２共振器で結合させて構成したフィルタ。
2. 一対のλａ／４共振器によりλａ波長に対応した通過帯域とλａ×３波長に対応した通過帯域とを形成し、これらの間をλｂ／２共振器により形成されるλｂ波長に対応した通過帯域で補間したフィルタ。
3. 第１の共振器により形成された基本通過帯域と該基本通過帯域の高調波帯域との間を第２の共振器により形成された通過帯域で補間したフィルタ。
4. 共振電極を一対のＧＮＤ電極間に配置してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、
   前記共振電極は、
   第１および第２のλａ／４共振電極と、該各λａ／４共振電極と結合させたλｂ／２共振電極とを備えたことを特徴とするフィルタ。
5. 誘電体層上に形成された共振電極を一対のＧＮＤ電極で挟持してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、
   第１の誘電体層上に形成された一対のλａ／４共振電極と、
   第２の誘電体層上に形成されたλｂ／２共振電極とを具備し、
   前記一対のλａ／４共振電極と前記λｂ／２共振電極とを前記第２の誘電体層を介して容量結合させたことを特徴とするフィルタ。
6. 共振電極を第１および第２のＧＮＤ電極間に配置してストリップライン構造を構成したフィルタにおいて、
   前記共振電極は、
   第１および第２のλａ／４共振電極と、該各λａ／４共振電極と結合させたλｂ／２共振電極とを具備し、
   前記各共振電極の結合体が前記第１または第２のＧＮＤ電極のいずれかに近接して配置されたことを特徴とするフィルタ。
7. 第１の共振器と第２の共振器とを第３の共振器で結合させて構成したフィルタ。

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