JP4511478B2

JP4511478B2 - バンドパスフィルタ及び高周波モジュール、並びにこれを用いた無線通信機器

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Publication number: JP4511478B2
Application number: JP2006019584A
Authority: JP
Inventors: 博道吉川; 克朗中俣
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2005-04-25
Filing date: 2006-01-27
Publication date: 2010-07-28
Anticipated expiration: 2026-01-27
Also published as: JP2007097113A

Description

本発明は、無線通信分野の超広帯域ＵＷＢ(Ultra Wide Band)に好適に使用される、広帯域でかつ急峻な減衰特性を持つバンドパスフィルタ及び高周波モジュール、並びにこれを用いた無線通信機器に関するものである。ＵＷＢは、ＰＣアダプタ、外付け記憶装置、プリンタ、スキャナ、ＨｕｂなどのＰＣ周辺機器のデータ伝送媒体として、あるいはデジタルテレビ、プロジェクタ、５．１ｃｈスピーカシステム、ビデオカメラ等のデジタル家電のデータ伝送媒体としての利用が予想される。

近年、新しい通信手段として、超広帯域(ＵＷＢ; Ultra Wide Band)が着目されている。

ＵＷＢは３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚを通過帯域とし大容量のデータ転送を実現する。

このＵＷＢと、データ通信手段の一つとして用いられる無線ローカルエリアネットワーク（以下Ｗ−ＬＡＮ）とを比較すると、通信距離とデータ転送速度が違っている。Ｗ−ＬＡＮでは、通信距離３０〜１００ｍ、送信電力５００ｍＷ、通信速度約１１Ｍｂｐｓであるのに対して、ＵＷＢでは通信距離は１０ｍと短いが、送信電力は１００ｍＷと低消費電力であり、また通信速度は、通信距離１０ｍ前後で１００Ｍｂｐｓ、通信距離２ｍ以下では４８０Ｍｂｐｓとより高速のデータ通信が可能である。

米国ＦＣＣの規定によると、ＵＷＢに使われる周波数帯域は、いくつかの取り決めが定まっているが、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの広帯域が用いられる。

このように、ＵＷＢの一つの特徴は、広帯域を用いることである。その比帯域（帯域幅／中心周波数）は、４０％以上、場合により１０８％が要求される。

また、ＵＷＢの平均送信電力密度は−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚ未満と低い値に規定されている。ここで、−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚは、波源から３ｍの距離において電界強度５４ｄＢμＶ＝５００μＶ／ｍを発生する放射電力に相当する。

このように、ＵＷＢの他の特徴は、送信電力が低いことである。

ＦＣＣが規定した屋外環境下におけるスペクトルマスクの一例をあげると、３．１６ＧＨｚから４．７５ＧＨｚにかけての通過帯域の送信電力を基準（０ｄＢ）にして、３．１ＧＨｚで−２０ｄＢ、１．６１ＧＨｚで−３０ｄＢとなるように規定されている。また、実質的な使用条件においては、Ｗ−ＬＡＮ（８０２．１１．ａ）との間の影響を考慮する必要があり、５．１５ＧＨｚの減衰が要求されている。

したがって、ＵＷＢのもう一つの特徴は、送信電力スペクトルが、通過帯域に隣接する短い帯域で急峻な減衰を要求されることである。
「マイクロストリップ−ＣＰＷブロードサイド結合構造を用いた超広帯域バンドパスフィルタ」2005年３月電子情報通信学会 C-2-114 p.147

以上のことから、ＵＷＢの無線通信機器において、送受信信号の通過経路に挿入されるフィルタは、広帯域であること、低損失であること、通過帯域近傍での高減衰をとることが要求される。

近年、通信分野において、低損失かつ高減衰が必要な狭帯域フィルタとして、高いＱ値が得られる水晶や圧電磁器をベース材料としたＳＡＷフィルタやＢＡＷフィルタが用いられているが、それらの比帯域は中心周波数２ＧＨｚにおいて３〜４％以下、帯域幅は０．０６〜０．０８ＧＨｚと、ＵＷＢの帯域幅と比べて２桁ほど狭い。これらの帯域幅は、水晶や圧電基板の電気機械結合係数より決まっており、帯域幅を広げることは材料的観点から困難である。

一方、良く使われるフィルタとして平面回路フィルタが用いられる。

図４５は、誘電体基板３３の上に２本のマイクロストリップ線路３１，３２を並べた平面回路フィルタを示す斜視図である。

２本のマイクロストリップ線路３１，３２のうち、１本を入力用とし、他の１本を出力用とし、同じ配線層上に横に並べて配置し、両線路の長辺同士を近づけて結合させている。このように、２個の共振器を同じ面上に横に並べることによる結合は、いわゆる「エッジ結合」といわれるものである。この結合により共振を生じさせて、狭帯域のフィルタを実現している。

しかし、前記平面回路フィルタでは、誘電体基板の上に２本のマイクロストリップ線路３１，３２を横に並べて配置していることから、強結合が得られず、比帯域幅１１０％の広帯域なフィルタは、実現が難しい。また、急峻な減衰特性も得にくい。減衰特性改善のため減衰極を形成すれば回路構成が複雑になる。

そこで、近年、低域側と高域側にノッチを用いて減衰させる帯域阻止フィルタ（平面回路フィルタ）により広帯域なフィルタが知られている。しかし、このものは寸法が大きくなるという問題がある。

誘電体実装密度向上、多機能化の観点から、広帯域バンドパスフィルタ等の部品に関する小型化、低背化への要求がより高まっていることから、上記の構造はＵＷＢ用途の小型バンドパスフィルタには適していないといえる。

本発明は、ＵＷＢにおいて、広い通過帯域幅を持ち、小型かつ低損失で、狭い帯域において高い減衰量が得られる広帯域バンドパスフィルタ及び高周波モジュール、並びにこれを用いた無線通信機器を提供することを目的とする。

本発明のバンドパスフィルタは、導体パターンおよび誘電体層が交互に複数積層されてなり、該積層方向から見て少なくとも一部が重なって配置され互いに電磁的に結合するＮ（Ｎ≧２）個の共振器と、該Ｎ個の共振器から選ばれた２個の共振器のそれぞれに結合される入力部と出力部とを具備し、前記Ｎ個の各共振器の一端（接地端）は接地され、前記Ｎ個の各共振器の信号伝搬方向の長さが、通過帯域の略中心周波数における前記誘電体層内部の伝搬波長をλとすると基本的にλ／４であり、前記Ｎ個の各共振器は積層方向から見て矩形状に形成され、前記Ｎ個の各共振器の一端（接地端）のみが接地されるように、前記Ｎ個の各共振器と同一平面上に該共振器の周囲を囲んでグランド導体が設けられており、前記Ｎ個の各共振器の周囲と前記グランド導体との間の空隙の幅が、前記Ｎ個の各共振器の接地端側で広く、非接地端側で狭くなるように、前記グランド導体の幅が、前記Ｎ個の各共振器の接地端寄りで狭く、非接地端寄りで広くなっていることを特徴としている。

この構成のバンドパスフィルタは、Ｎ個の共振器同士の、重なって配置された部分で、面結合（ブロードサイド結合）を実現できる。このため、結合量が強くなり、広帯域において低損失な通過特性と、帯域外の急峻な減衰特性が得られる。

前記Ｎ個の各共振器としては、例えばストリップ線路、マイクロストリップ線路又はコプレーナ線路を含む構造を採用することができ、これらの線路を含む構造の共振器の一端を短絡することでλ／４相当の長さにすることができる。

各共振器の接地端は、前記積層方向から見て、共振器の同一側の端部にあってもよく、前段の共振器の反対側の端部にあってもよい。これらは、求められる通過帯域により適宜決定される。特に、反対側の端部に存在する場合、共振器同士の結合がより強くなり、さらなる広帯域化を図ることができる。

前記入力部及び出力部には、共振器に結合された入力線路及び出力線路を含む構成を用いることもできる。この場合、基板の上で入出力線路を引き回して、他の回路に接続することができるので、バンドパスフィルタの低背化に有利となる。

ここで、前記入力線路への入力方向と前記出力線路からの出力方向は異なっていてもよく、同一であってもよい。これらは、求められる通過帯域により適宜決定される。特に、同一である場合、共振器同士の結合がより強くなり、さらなる広帯域化を図ることができる。

また、前記共振器の非接地端を、集中定数又はパターンで形成したキャパシタ素子を介して接地する構造としてもよい。このような構造としては、前記Ｎ個の各共振器は積層方向から見て矩形状に形成され、該矩形状の共振器の一端（接地端）のみが接地されるように、それぞれの共振器と同一平面上に該共振器の周囲を囲んでグランド導体が設けられているのが好ましい。この構造では、共振器の接地部分にビアを用いる必要が無くなり、製造ばらつきを低減することができる。

さらに、前記接地端に対する他端としての非接地端と、前記グランド導体における前記非接地端に近接する部位との間に、キャパシタンスが付加されているのが好ましい。具体的には、前記共振器における非接地端の上側または下側に近接して第一の導体が設けられるとともに、該第一の導体と前記グランド導体とを接続するビア導体が設けられることにより、前記共振器と前記第一の導体との間で前記キャパシタンスが形成されているのが好ましい。これにより、当該共振器の信号伝搬方向の長さをさらに短縮させることができるので、バンドパスフィルタの長手方向の寸法を小さくでき、バンドパスフィルタをより高密度に実装できるようになる。また、高次モードを高周波側へ移動させることができ、帯域外特性の改善ができる。

また、前記本発明のバンドパスフィルタを用いて高周波モジュールを製作することができる。

また、前記バンドパスフィルタ若しくは前記高周波モジュールを搭載して、小型化可能な無線通信機器を製造することができる。この無線通信機器によれば、受信感度の向上、広帯域通信、低消費電力、かつ無線ＬＡＮなどとの相互干渉の防止が実現できる。

以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて説明する。

図１は、バンドパスフィルタの回路構成を示す説明図である。

バンドパスフィルタは、所定の間隔をおいて上下に積層されたＮ個（Ｎ≧２）の共振器１，２（図１に示すものは２個の共振器）を備えている。この共振器は、例えば上面に導体パターンが形成された誘電体層が複数積層されるなどにより、導体パターンおよび誘電体層が交互に複数積層されたもので、ストリップ線路、マイクロストリップ線路又はコプレーナ線路を含む構造により構成される。ここで、共振器１，２がストリップ線路またはマイクロストリップ線路を含む構造の場合としては、この線路を構成するグランド（図示しない）が例えば図１に示す入力線路３よりも上側および／または出力線路４よりも下側に配置され、共振器１と共振器２でこのグランドを共有するようになっている構造のものが挙げられる。

前記２個の共振器１，２は、同一寸法（通過帯域の略中心周波数における誘電体層内部の伝搬波長をλとすると信号伝搬方向の長さは基本的にλ／４）の導体を含む構造であり、積層方向（図１の上方向）から見て、少なくとも一部、好ましくはほぼ全部が重ねて配置されている。そして、この重なりにより２個の共振器１，２は、互いに電磁的に結合している（図１にＭで示している）。この結合は、いわゆる「ブロードサイド結合」といい、上下２個の共振器１，２の主面同士を対向させて結合させる方法である。ここで、通常、狭帯域フィルタを設計する際には、中心周波数と共振周波数をほぼ等しくして行われている。しかし、ブロードサイド結合を用いた広帯域バンドパスフィルタの設計では、結合が強いため、フィルタの中心周波数と共振器の共振周波数は必ずしも一致しない。従って、フィルタの中心周波数に対して上記共振器の共振周波数はやや高めに設定しておく必要があり、ここでいう略中心周波数とは上記共振周波数までの周波数のずれを含むことを意味する。

また、前記２個の各共振器１，２の一端（入力部，出力部に一端が結合される場合はこの結合される側とは反対側（図１の右側）にある端部）は、ともに接地されている（接地端という）。

また、図では入力部への入力方向と出力部からの出力方向、すなわち信号伝搬方向を「Ｆ」で表しており、共振器の信号伝搬方向Ｆに沿った長さ（図に示す共振器の長手方向の長さ）は、通過帯域の略中心周波数における誘電体層内部の伝搬波長をλとすると、基本的にλ／４である。ここで、基本的にとは、共振器間の結合調整等、フィルタ全体的な特性を出すために、共振器の長さをλ／４から微妙にずらす（微調整する）必要があるとともに、後述のようにキャパシタ素子またはインダクタ素子の利用により共振器の長さをλ／４よりも短縮することができるので、このように表現したものである。

そして、図１に示す各共振器１，２の一端は、それぞれキャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２を介して入力電極IN、出力電極OUTに電磁的に結合されている。これらの電磁気的に結合された部分を「入力部」、「出力部」という。すなわち、キャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２は入力部，出力部に含まれ、その一部を構成している。ここで、共振器に結合される結合素子としては、キャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２以外にインダクタ素子を用いることもできる。また、必ずしも集中定数素子を用いる必要はなく、分布定数線路を用いて入力部，出力部を構成してもよい。また、後述するように入力線路および出力線路を用いて面全体に結合（ブロードサイド結合）されてもよい。

このような構造により、２個の共振器１，２同士で強い結合を得ることができ、通過帯域の広帯域化を図ることができる。また、バンドパスフィルタの小型化を図ることもできる。

一方、図２はバンドパスフィルタの他の回路構成を示す説明図である。この回路構成は、図１のものと比べて、入力方向Ｆ及び出力方向Ｆが、互いに同じ方向にある（入力端と出力端が積層方向から見て反対側に位置している）点で異なっている。したがって、各共振器１，２の接地端は、積層方向から見て前段の共振器の反対側の端部に存在し、互いに反対側にある。

この構造は、図１と同様、通過帯域の広帯域化、小型化を図ることができるとともに、接地端の位置が互い違いになるような構造になっていることにより、図１の構造よりも、共振器１，２同士の結合を強化でき、さらに広帯域化を実現するのに有利になる（後に図３５、図３６のデータを比較しながら説明する）。

図３は、バンドパスフィルタのさらに他の回路構成を示す説明図である。各共振器１，２の一端（入力端，出力端）を、それぞれキャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２を介して入力電極IN、出力電極OUTに電磁的に結合させるとともに、共振器の入力端，出力端（非接地端）をキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４を介して接地した構造を示している。

この回路構成は、各共振器１，２の入力方向Ｆ及び出力方向Ｆが異なっている（入力端と出力端（非接地端同士）が積層方向から見て同一側に位置し、接地端は積層方向から見て共振器の同一側の端部に位置している）。また、図１のものと比べて、非接地端がキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４を介して接地されているところが異なっている。これにより、共振器１，２の実効長の一部がキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４で置換され、共振器１，２の長さ（信号伝搬方向の長さ）を図１における共振器の長さであるλ／４よりも短縮させることができる。

図４は、バンドパスフィルタのまたさらに他の回路構成を示す説明図である。各共振器１，２の非接地端を、それぞれキャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２を介して入力電極IN、出力電極OUTに電磁的に結合させるとともに、これらの非接地端をキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４を介して接地した構造を示している。

この構成は、共振器１，２の非接地端が、共振器１と共振器２とで反対側の位置にある。これは、図２の構造で、非接地端をキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４を介して接地したのと同じ構成になる。この構成においても、共振器１，２の実効長の一部がキャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２により置き換えられるので、共振器１，２の長さ（信号伝搬方向の長さ）をλ／４よりも短縮することができる。したがって、図２と同様に小型化を図ることができるとともに、図１の構造と比べて、より広帯域化が図れる。さらに、この構造によれば、後述する実施例のデータで示されるように、高次モードを高周波側へ移動させることができ、帯域外の特性も改善することができる。

いままで説明した図１から図４の構成では、入出力電極IN,OUTをキャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２又はインダクタ素子を介して、共振器１，２の入力端，出力端（非接地端）に接続していたが、前記キャパシタ素子又はインダクタ素子に代えて、共振器１，２に結合された入力線路及び出力線路を用いてもよい。

この入力線路，出力線路としては、ストリップ線路、マイクロストリップ線路又はコプレーナ線路を含む構造を用いることができる。これらの線路は、共振器１，２に対してブロードサイド結合をする。

図５は、入力部及び出力部として、共振器１，２に結合された入力線路３及び出力線路４を含む構造を用いたバンドパスフィルタの断面を示す説明図である。

このように入力線路３及び出力線路４を用いた構造によれば、例えばキャパシタ素子又はインダクタ素子として集中定数素子としてのチップ部品などを用いて構成した場合のように誘電体基板上面に配置する必要がなくなり、部品点数を少なくでき、バンドパスフィルタの高さを低くすることができる。また、入力線路３や出力線路４は、誘電体層上に他の導体パターンを形成する場合に、他の導体パターンと同時に誘電体層上に形成することができるので、製造工程が増えることもない。

図６は、入力部及び出力部として、共振器１，２に結合された入力線路３及び出力線路４を含む構造を用いたバンドパスフィルタの他の形態の断面を示す説明図である。この構成と図５に示す構成との違いは、入力線路３への入力方向が、図５に示す入力方向とは反対に、共振器１の非接地端に向かう方向にあることである。また、出力線路４からの出力方向も、図５とは反対に、共振器２の接地端に向かう方向にある。

図７は、入力部及び出力部として、共振器１，２に結合された入力線路３及び出力線路４を含む構造を用いたバンドパスフィルタのさらに他の形態の断面を示す説明図である。このものは、図５，図６と異なり、共振器１，２の接地端がともに共振器１，２の同一側（図の右側）に配置された構成になっている。また、入力線路３への入力方向と出力線路４からの出力方向とは互いに逆方向になっている。

図８は、入力部及び出力部として共振器１，２に結合される入力線路３及び出力線路４を含む構造を用いたバンドパスフィルタのさらに他の形態の断面を示す説明図である。この図８の構成では、図７と同様に、共振器１，２の接地端はともに共振器１，２の同一側（図の右側）に配置されている。この構成と、図７の構成との違いは、図７では、バンドパスフィルタの入力端INと出力端OUTとが、共振器１，２の接地端と同じ側になっていたのに対して、図８では、反対側になっていることである。このため、信号の入出力端IN,OUTと、接地端とを反対側に配置することができる。

以上のように、図５〜図８に示す構造のバンドパスフィルタでは、信号の入出力に、共振器１，２に対して結合するストリップ線路などの線路を用いることができるので、集中定数素子を用いなくても済み、小型化と製造の容易化を図ることができる。それとともに、共振器の入力端，出力端及び接地位置を図５〜図８のように選択できるので、回路設計上の制約がある場合に、自由に対応できる。

なお、信号の入出力にストリップ線路などの線路を用いた場合、入力線路又は出力線路の幅は、積層方向から見て、前記共振器１，２と重なりあう部分の端（図５にＴで示す）において、ステップ状に形成することが望ましい。上述のバンドパスフィルタの具体的形状については、後に図１１以下を用いて詳しく説明する。

以上のバンドパスフィルタにおけるＮ（Ｎ≧２）個の共振器は、導体パターンおよび誘電体層が交互に複数積層されて形成される。例えば、上面に所定の導体パターンを有する誘電体層が複数積層されて形成される。

各誘電体層は、例えば、低温焼成用のセラミックス(LTCC; Low Temperature Co-fired Ceramics)で形成され、各誘電体層に形成される導体パターンは、銅や銀などの低抵抗導体によって形成される。特に、誘電率の高い誘電体を用いることによって、バンドパスフィルタの小型化を図ることができる。

このように導体パターンおよび誘電体層が交互に複数積層されてなる多層基板は、周知の多層セラミック技術によって形成されるもので、例えば、セラミックグリーンシートの表面に導電ペーストを塗布して各共振器を構成する導体パターンをそれぞれ形成した後積層し、所要の圧力と温度の下で熱圧着し、焼成して形成される。なお、各誘電体層には複数の層にわたって、上下の導体パターンを接続するために必要なビアホール導体が適宣形成される。

図９は、図２に示すバンドパスフィルタを、誘電体多層基板の内部に形成した構造を具体的に示す断面図であり、図１０は、このバンドパスフィルタの導体パターンの配列を示す、Ａ−Ａ端面を見た斜視図である（誘電体層の図示は省略している）。

多層（３層以上）形成された誘電体層のうち、隣接する２層に、それぞれ共振器１，２を構成する導体パターンＡ１，Ａ２が形成され、その上下の層に、各共振器１，２の端部を接地するためのグランド導体である接地パターンＥ１，Ｅ２が形成されている。なお、共振器１，２の導体パターンＡ１，Ａ２が形成される層と、接地パターンＥ１，Ｅ２が形成される層とは、必ずしも上下に隣接している層である必要はない（２層以上離れていてもよい）。

接地パターンＥ１，Ｅ２と、共振器１，２を構成する導体パターンＡ１，Ａ２とは、共振器１，２の接地端において、誘電体層を貫くビアホール導体５，６により接続されている。これにより、前記共振器１，２は接地端において接地される。

なお、共振器１の入力端（又は共振器２の入力端）は、ビアホール導体８（７）を介して最上段の誘電体層（つまり誘電体基板の主面）に形成されたパッドに接続されている。このパッドには、チップ状の集中定数キャパシタ素子Ｃ１（Ｃ２）が接続される。

共振器２の出力端（又は共振器１の出力端）も、入力端と同様、ビアホール導体７（８）を介して最上段の誘電体層の主面に形成されたパッド１０，１１に接続され、これらのパッド１０，１１にチップ状の集中定数キャパシタ素子Ｃ２（Ｃ１）が接続される。

以上では、図２に示したバンドパスフィルタを想定して、断面図、斜視図を用いて説明したが、図１のバンドパスフィルタについても、共振器１，２の入出力端、接地端の位置が違うだけで、基本的には同様の構造をとることができる。そして、図３，図４のバンドパスフィルタでは、共振器１，２にキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４を接続するが、そのキャパシタ素子Ｃ３，Ｃ４と接地パターンＥ１，Ｅ２との接続構造も、上記の図９，図１０について説明したのと同様、ビアホール導体を介して行うことができる。

次に、図５〜図８に示した入出力線路を用いたバンドパスフィルタを、誘電体多層基板の内部に形成した構造の具体例を説明する。

図５〜図８に示すバンドパスフィルタは、入力部及び出力部として、共振器１，２に結合された入力線路３及び出力線路４を含む構造を用いている。図５〜図８に示すバンドパスフィルタでは、入力線路３と出力線路４の間に挟まれた共振器１，２の端部を接地する必要がある。

そこで、各共振器１，２の端部を接地するためのグランド導体（接地パターン）を、共振器１，２及び入出力線路３，４を構成する各導体パターンの上下の誘電体層に設けるか、または、共振器１，２が形成されている誘電体層と同じ層に設けるなどの構造が採用できる。

図１１〜図１４に、共振器１，２の端部を接地するためのグランド導体（接地パターンＥ１，Ｅ２）を、共振器１，２と同じ誘電体層に設けた具体例を示す。

図１１は、入力線路３が設けられた誘電体層（１層）、共振器１，２が設けられた誘電体層（２層、３層）、出力線路４が設けられた誘電体層（４層）を分解して示す平面図である。このバンドパスフィルタの積層構造は、図５にて説明したバンドパスフィルタに対応するものである。

この構造によれば、２層、３層には、一部に「コ」の字状の空隙が形成された導体パターンが設けられることで、矩形状の共振器１，２が形成されるとともに、この共振器１，２の一端（接地端）のみが接地されるように、共振器１，２の周囲を囲んでグランド導体（接地パターンＥ１，Ｅ２）が形成されている。ここで、「コ」の字状の空隙とは、共振器１，２の周囲であって接地端以外の部分に形成された空隙である。

１層に設けられた入力線路３の幅Ｗ、２層に設けられた共振器１の幅、３層に設けられた共振器２の幅、４層に設けられた出力線路４の幅Ｗは、ともに略同一となっている。そして、１層に設けられた入力線路３の幅Ｗは、積層方向から見て、前記共振器１，２と重なりあう部分の端（信号入力端）Ｔにおいてステップ状に狭くなっている。狭くなった幅をＷａで示す。また、４層には出力線路４が設けられているが、１層と同様、その幅Ｗは、積層方向から見て、前記共振器１，２と重なりあう部分の端（信号出力端）Ｔにおいてステップ状に狭くなっている。これにより、減衰極の制御ができるようになる。従って、減衰特性の改善に有利になる。

以上のように、図１１の構造によれば、共振器１，２とグランド導体（接地パターンＥ１，Ｅ２）とを同一層に設けているので、共振器１，２を他の層の接地パターンとビアで接続しなくても、共振器１，２の端部が接地される。これにより、一度の工程で導体パターンを形成でき、製造工程が増えず製造容易であるという利点がある。

また、図１２は図６に対応するバンドパスフィルタの積層構造を示し、図１３は図７に対応するバンドパスフィルタの積層構造を示し、図１４は図８に対応するバンドパスフィルタの積層構造を示している。この構造も図１１に示す構造と同様に、２層、３層には、一部に「コ」の字状の空隙が形成された導体パターンが設けられることで、矩形状の共振器１，２が形成されるとともに、この共振器１，２の一端（接地端）のみが接地されるように、共振器１，２の周囲を囲んで接地パターンＥ１，Ｅ２が形成されている。いずれの構造も、共振器１，２と接地パターンＥ１，Ｅ２は同一層に設けられるので、一度に形成でき、製造工程が増えず製造容易であるという利点がある。また入力線路３又は出力線路４の幅は、積層方向から見て、前記共振器１，２と重なりあう部分の端面Ｔにおいて、ステップ状に形成されているので、これにより、減衰極の制御ができるようになる。従って、減衰特性の改善に有利になる。

なお、図１１〜図１４に示す構造は、空隙の幅（共振器と接地パターンとの距離）が広ければ、共振器の接地端に対する他端としての非接地端と、グランド導体における非接地端に近接する部位との間でのキャパシタンスは考慮する必要はない。しかし、空隙の幅が狭ければ、これらの間でのキャパシタンスが形成される構造になっており、後述の図１５にも相当することとなる。ただし、この図１５は具体的形態として図１６や図１７に示すように、共振器の接地端に対する他端としての非接地端と、グランド導体における非接地端に近接する部位との間にさらにキャパシタンスを付加する構成を想定した説明図である。

図１５は、本発明の実施の形態の一例である、入力部及び出力部として共振器１に結合される入力線路３及び出力線路４を含む構造を用い、共振器１の非接地端とグランド導体との間にキャパシタンスが付加されているバンドパスフィルタの回路構成を示す断面図である。

この図１５の構成では、図５の構造に、さらに共振器１の非接地端がキャパシタ素子Ｃを介して接地されている。この構成により、共振器１の実効長の一部がキャパシタ素子Ｃにより置換され、共振器１の信号伝搬方向の長さをλ／４よりも短縮することができる。また、高次モードを高周波側へ移動させることができ、帯域外のＳ２１特性を改善することができる。なお、このようにキャパシタンスを付加する方法は、図５〜図８までの構造に適用可能である。

このキャパシタンスを付加してなる形態としては、具体的には、図１６に示すように、接地パターンを段階的に幅が変化するステップ状に形成して、共振器１，２の周囲の接地端以外の部分に形成された空隙（「コ」の字状の空隙）のうちの非接地端寄りの領域の幅を狭く形成したものが挙げられる。この構造によれば、空隙の幅を狭くした領域でキャパシタンスが発生し、当該共振器１，２の信号伝搬方向の長さを図１１に示す構造よりもさらに短縮することができる。また、高次モードを高周波側へ移動させることができ、帯域外の特性も改善することができる。さらにこのステップ状構造により、共振器における接地端側と接地パターンとの空隙の幅を離すことで共振器のＱ値を向上させることができる。

また、キャパシタンスを付加してなる形態としては、図１７に示すように、図１１のバンドパスフィルタの積層構造に対して、積層方向にキャパシタンスを形成させた構造のものが挙げられる。

具体的には、共振器１における非接地端の上側または下側に近接して第一の導体９１が設けられるとともに、第一の導体９１とグランド導体（接地パターンＥ１）とを接続するビア導体５１が設けられることにより、共振器１と第一の導体９１との間でキャパシタンスが形成されるようになっている。この構造によれば、同一平面で形成されるキャパシタンスよりも大きなキャパシタンスを得ることができ、共振器１の信号伝搬方向の長さをさらに短縮することができる。また、高次モードもさらに高周波側へ移動させることができ、帯域外の特性も改善することができる。

図１８は、入力部及び出力部として共振器１に結合される入力線路３及び出力線路４を含む構造を用い、共振器１，２にインダクタンスを付加してなるバンドパスフィルタを示す断面図である。この図１８の構成では、図５の構造に、例えば積層方向から見て共振器１の接地端側が非接地端側に比して狭くなるような形状にするなどにより、共振器１の接地端側にインダクタンスが付加されている（インダクタ素子Lを介して接地されている）。これにより、共振器１の実効長の一部がインダクタ素子Ｌにより置換され、共振器１の信号伝搬方向の長さを図１１に示す構造よりも短縮することができる。また、図１５に示すキャパシタンスを付加する方法と同様に、高次モードを高周波側へ移動させることができ、帯域外の特性も改善することができる。なお、このようにインダクタンスを付加する方法は、図５〜図８までの構造に適用可能である。

具体的には、各共振器が、積層方向から見て、接地端側に向かって段階的または連続的に狭くなるように形成されたものであって、図１９に示すものは、ステップ状に（段階的に）形成されている。この構造によれば、大きなインダクタンスを得ることができ、当該共振器１の信号伝搬方向の長さを図１１に示す構造よりも短縮することができる。また、高次モードもさらに高周波側へ移動させることができ、帯域外の特性も改善することができる。

なお、キャパシタンスを付加する構造とインダクタンスを付加する構造とは、組み合わせて同時に用いられてもよい。

また、入力部と出力部との間に、電磁気的な結合手段として、換言すれば、回路的にはキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されているのが好ましい。例えば、バンドパスフィルタとして、入力線路、Ｎ段（図は３段）の共振器、出力線路を含む構造において、図２０には入力線路と出力線路との間にキャパシタンス性の飛び越し結合を設けたものが示され、図２１には入力線路と出力線路との間にインダクタンス性の飛び越し結合を設けたものが示されている。

このように、入力線路と出力線路との間にキャパシタンスやインダクタンスを付加して電磁気的な結合をさせることにより、通過帯域外であって通過帯域と帯域外との境界近傍に新たな減衰極を形成することができ、さらに急峻なスカート特性を得ることができる。

上述の具体的構造としては、図２２に示すように、入力線路３と同一平面上に第二の導体９２が設けられ、出力線路４と同一平面上に第三の導体９３が設けられ、第二の導体９２と第三の導体９３とを接続するビア導体５１が設けられることにより、入力線路３と出力線路４との間にキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されている構造が挙げられる。この構造により、入力線路と出力線路との間は電磁気的に結合され、図２０に示すキャパシタンスおよび図２１に示すインダクタンスを併せ持つようになっている。このように、同一平面でエッジ結合をさせる構造の場合、弱い結合が得やすく高域側に減衰極を形成するのが容易であるという利点がある。この構造に対するシミュレーションの結果に関しては図３９に示す。

また、図２３および図２４には、入力線路３の下側に近接して第二の導体９２が設けられ、出力線路４の上側に近接して第三の導体９３が設けられ、第二の導体９２と第三の導体９３とを接続するビア導体５１が設けられることにより、入力線路３と出力線路４との間に電磁気的な結合手段としてキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されている構造が示されている。ここで、第二の導体９２は入力線路３の幅の狭い領域３ａと結合し、第三の導体９３は出力線路４の幅の狭い領域４ａと結合するようになっている。

なお、図２３に示す構造では、第二の導体９２および第三の導体９３がグランド導体としての接地パターンＥ１につながっており、図２４に示す構造では、第二の導体９２および第三の導体９３がグランド導体としての接地パターンＥ１につながっていないが、どちらも高域側の通過帯域外であって通過帯域と帯域外との境界近傍に新たな減衰極を形成することができ、急峻なスカート特性を得ることができる。特に、図２４の場合には、図２３と比較して減衰極を多く形成することができ、スカート特性および帯域外特性の改善に効果的である。

また、図２５および図２６には、入力線路３の上側に近接して第二の導体９２が設けられ、出力線路４の下側に近接して第三の導体９３が設けられ、第二の導体９２と第三の導体９３とを接続するビア導体５１が設けられることにより、入力線路３と出力線路４との間にキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されている構造が示されている。ここで、第二の導体９２は入力線路３の幅の広い領域と結合し、第三の導体９３は出力線路４の幅の広い領域と結合するようになっている。この場合、図２３および図２４に示す構造とは異なり、低域側に減衰極を形成するのが容易であるという利点がある。

なお、第二の導体９２および第三の導体９３が、積層方向から見て、ビア導体５１に接続される部位に向かって段階的または連続的に狭くなるように形成されているのが、インダクタンスを持たせ減衰極の位置を低域側にする点から望ましい。

また、任意の二個の共振器間に、電磁気的な結合手段としてキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されているのが好ましい。例えば、バンドパスフィルタとして、入力線路、３段の共振器、出力線路を含む構造において、図２７には任意の二個の共振器間にキャパシタンス性の飛び越し結合を設けたものが示され、図２８には任意の二個の共振器間にインダクタンス性の飛び越し結合を設けたものが示されている。このように、任意の二個の共振器間にキャパシタンスやインダクタンスを付加して電磁気的な結合をさせることにより、入力部と出力部との間に電磁気的な結合手段としてキャパシタンスまたはインダクタンスを付加するのと同様に、通過帯域外であって通過帯域と帯域外との境界近傍に新たな減衰極を形成することができ、さらに急峻なスカート特性を得ることができる。

図２７と図２８に示したキャパシタンス性の結合およびインダクタンス性の結合は、同時に存在することも可能である。また、バンドパスフィルタの段数が増えた場合、その組み合わせも増すこととなる。例えば、５段フィルタを考えた場合、１段目の共振器と５段目の共振器に結合を持たせても良いし、２段目の共振器と４段目の共振器に結合を持たせても良い。また、場合によっては、入力線路と共振器との間や出力線路と共振器との間に、電磁気的な結合手段としてキャパシタンスまたはインダクタンスを付加してもよい。例えば、入力線路と２段目の共振器に飛び越し結合を持たせ、出力線路と４段目の共振器に飛び越し結合を持たせることができる。

上述の具体的構造としては、各共振器のうちの任意の一個の共振器と同一平面上に第四の導体９４が設けられ、前記任意の一個の共振器とは異なる共振器と同一平面上に第五の導体９５が設けられ、前記第四の導体９４と前記第五の導体９５とを接続するビア導体５１が設けられることにより、前記任意の二個の共振器間に前記キャパシタンスまたは前記インダクタンスが付加されている構造が挙げられる。このような構造は、入力線路３と出力線路４との間にキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されている構造としてすでに述べた図２４に示す構造にも相当する。すなわち、図２４に示す構造における第二の導体９２および第三の導体９３は、これらと同一平面上に配置された共振器との間においてもキャパシタンス、インダクタンスの電磁気的な結合が付加された構造になっている。

また、図２９に示すように、各共振器のうちの任意の一個の共振器の上側または下側に近接して第四の導体９４が設けられ、前記任意の一個の共振器とは異なる共振器の上側または下側に近接して第五の導体９５が設けられ、前記第四の導体９４と前記第五の導体９５とを接続するビア導体５１が設けられることにより、前記任意の二個の共振器間に前記キャパシタンスまたは前記インダクタンスが付加されている構造が挙げられる。この構造により、任意の共振器間は電磁気的に結合され、図２７に示すキャパシタンスおよび図２８に示すインダクタンスを併せ持つようになっている。この場合、図２５および図２６に示す構造と同様に、低域側に減衰極を形成するのが容易であるという利点がある。

なお、第四の導体９４および第五の導体９５が、積層方向から見て、ビア導体５１に接続される部位に向かって段階的または連続的に狭くなるように形成されているのが、インダクタンスを持たせ減衰極の位置を低域側にする点から望ましい。

いままで述べた構成の組み合わせの一例として、図３０には図１９、図２２、図２９の構成が組み合わされた例を示している。このものは、各共振器が、積層方向から見て接地端側に向かってステップ状に（段階的に）形成されている。また、入力線路３と同一平面上に第二の導体９２が設けられ、出力線路４と同一平面上に第三の導体９３が設けられ、第二の導体９２と第三の導体９３とを接続するビア導体５１が設けられることにより、入力線路３と出力線路４との間にキャパシタンスまたはインダクタンスが付加されている。さらに、各共振器のうちの任意の一個の共振器の上側または下側に近接して第四の導体９４が設けられ、前記任意の一個の共振器とは異なる共振器の上側または下側に近接して第五の導体９５が設けられ、前記第四の導体９４と前記第五の導体９５とを接続するビア導体５１が設けられることにより、前記任意の二個の共振器間に前記キャパシタンスまたは前記インダクタンスが付加されている。

ここで、図３０に示す構造のバンドパスフィルタにおいては、１層目の入力線路３と３層目の第四の導体９４との間に、２層目として一個の共振器１が設けられているが、この共振器１とグランド導体としての接地パターンＥ１との間の間隙を介して、入力線路３と第四の導体９４とが不要な結合を起こして共振が発生してしまい、帯域外に不要な共振ピークが発生してしまうことがある。このことは、９層目の出力線路４と７層目の第五の導体９５との間でも同様に起こることである。

そこで、図３１に示すように、２層目の共振器１により第四の導体９４が入力線路３から覆われ、８層目の共振器１により第五の導体９５が出力線路４から覆われるように形成されているのが好ましい。ここで、覆われているとは、入力線路３から見て２層目における共振器１とグランド導体としての接地パターンＥ１との間の間隙を介して３層目における第四の導体９４が露出するような位置に形成されていないことをいい、また出力線路４から見て８層目における共振器１とグランド導体としての接地パターンＥ１との間の間隙を介して７層目における第五の導体９５が露出するような位置に形成されていないことをいう。このとき、第四の導体９４は４層目の共振器１の内部に独立して形成された線路状の第六の導体９６の一端にビア導体で接続され、第五の導体９５は６層目の共振器の内部に独立して形成された線路状の第七の導体９７の一端にビア導体で接続され、第六の導体９６と第七の導体９７の他端同士がビア導体で接続される。このようにすることで、入力線路３と第四の導体９４の間および出力線路４と第五の導体９５の間の不要な結合を抑えることができる。なお、独立してとは、第六の導体９６または第七の導体９７が、この周囲に形成されたスリットにより、共振器１とは分離されていることを意味するものである。

さらに、図３２に示すように、入力線路３から見て２層目における共振器１とグランド導体としての接地パターンＥ１との間の間隙を介して４層目における第六の導体９６が露出しないように、図３１に示す３層目の接地パターンＥ１の形状を図３２に示す突起部Ｅ１１を設けた形状に変更しこの突起部Ｅ１１で第六の導体９６が覆われるようにするとともに、出力線路４から見て８層目における共振器１とグランド導体としての接地パターンＥ１との間の間隙を介して６層目における第七の導体９７が露出しないように、図３１に示す７層目の接地パターンＥ１の形状を図３２に示す突起部Ｅ１１を設けた形状に変更しこの突起部Ｅ１１で第七の導体９７が覆われるようにするのが好ましい。

このような構造にすることで、図３０に示した構造よりも優れた帯域外特性と低域側および高域側の減衰極の形成を実現することができる。

次に、積層して配置された共振器１，２を、横に２列構成した他の構造のバンドパスフィルタを説明する。

図３３は、この構造のバンドパスフィルタを示す説明図であり、図３４は、図３３の具体例として、入力線路３及び出力線路４が設けられた誘電体層（１層）、共振器１ａ，２ａが設けられた誘電体層（２層）、共振器１ｂ，２ｂが設けられた誘電体層（３層）、結合導体が設けられた誘電体層（４層）を分解して示す平面図である。

この構造によれば、１層に入力線路３と出力線路４とが形成され、入力線路３、出力線路４の幅Ｗは、その信号入力端、信号出力端においてステップ状に狭くなっている。

また２層には、全面に接地パターンＥ１が形成されているとともに、接地パターンＥ１の各列に対応する部分に「コ」の字状の空隙を設けて共振器１ａ，２ａを形成している。また３層には、全面に接地パターンＥ２が形成されているとともに、接地パターンＥ２の各列に対応する部分に「コ」の字状の空隙を設けて共振器１ｂ，２ｂを形成している。なお、「コ」の字状の空隙とは、共振器１，２の周囲であって接地端以外の部分に形成された空隙のことをいうものである。

４層には、誘電体層の全面に設けられた接地パターンＥ３に四角枠状の空隙を形成している。この溝の内部が結合導体１２となる。結合導体１２は、いずれの導体とも接続されない構造となっている。この結合導体１２の信号伝搬方向の長さは、通過帯域の略中心周波数における誘電体層内部の伝搬波長をλとすると、基本的にλ／２である。この結合導体１２は、最下面の共振器１ｂ，２ｂ同士を結合する機能を持つ。

以上に説明したように、図５と同様のバンドパスフィルタを横に２列構成して、結合導体１２によって、信号を折り返すようにしている。

したがって、バンドパスフィルタの高さを半分にできるので、これを搭載する無線通信装置の低背化を実現できる。それととともに、入力線路３と出力線路４とを同一誘電体上に形成することができるので、入出力信号の出し入れが簡単になる。

最後に、以上に説明したバンドパスフィルタを搭載する無線通信機器の構成例を、図３５に示す。

図３５によれば、無線通信機器は、ベースバンド信号を処理するベースバンドＩＣ２５、高周波信号を処理するＲＦＩＣ２４、平衡信号と不平衡信号を変換するバラン２３、本発明のバンドパスフィルタ２２、送受信を切り替える高周波スイッチ２１及びアンテナより構成される。

前記ＲＦＩＣ２４は、ベースバンドＩＣ２５より取得される送信信号の周波数変換、高周波増幅を行うとともに、受信信号の低雑音増幅を行う。前記高周波スイッチ２１は、送信と受信との経路を時間的に切り換えるスイッチである。

バンドパスフィルタ２２は、ＵＷＢの送受信信号の帯域を通過させ、帯域外の信号をシャープに減衰させる帯域通過フィルタとして機能する。この機能により、送受信信号を減衰させることなく、他のシステムとの相互干渉を防止することができる。

本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。

図１のフィルタの上下に接地導体を設けた構成にて、バンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１を、シミュレーションソフトを使って算出した。算出条件は、誘電体の比誘電率９．４、キャパシタＣ１＝Ｃ２＝０．６ｐＦ、共振器１，２の長さＬ＝４ｍｍ，共振器１，２間の距離Ｓ＝０．０６ｍｍ，上下の接地導体間の距離Ｄ＝０．９ｍｍ、共振器１，２の幅Ｗ＝０．１ｍｍとした（各部の寸法は図１０参照）。

その結果を図３６のグラフに示す。グラフの横軸は周波数、縦軸は減衰量を表す。

図３６によると、３．１６ＧＨｚから４．７５ＧＨｚの約１．５ＧＨｚの通過帯域内で通過損失が１．５ｄＢ未満であることが示されている。また、約６ＧＨｚ近傍に減衰極が発生している。さらに５．７５ＧＨｚ以上においても、１０ＧＨｚまでにわたって８ｄＢの減衰量を呈していることが示されている。

したがって、図１に示す構造のバンドパスフィルタにより、１．５ＧＨｚの広帯域において低損失かつ、急峻な減衰特性を持つフィルタが実現できることが理解できる。また、フィルタの厚みＤは０．９ｍｍと十分低いので、低背の無線通信機器に搭載できる。

図３７は、図２の入出力端が反対側にあるバンドパスフィルタを上下の接地導体間に挟んだ場合の、通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１を示すグラフである。算出条件は、誘電体の比誘電率９．４、キャパシタＣ１＝Ｃ２＝３ｐＦ、共振器１，２の長さＬ＝４ｍｍ，共振器１，２間の距離Ｓ＝０．０６ｍｍ，上下の接地導体間の距離Ｄ＝０．９ｍｍ、共振器１，２の幅Ｗ＝０．１ｍｍとした。

図３７のグラフによれば、図３６に比べて通過帯域がさらに広くなっている。通過帯域内で通過損失が１．５ｄＢ未満であることが示されている。また、通過帯域外の減衰量も十分な値が得られている。このように広帯域が実現されたのは、共振器１，２の接地端が互い違いとなるように配置していることにより、共振器どうしの結合量が増大したためと考えられる。

図３８は、図３の入出力端が同一側にあり、共振器１，２の非接地端が、集中定数キャパシタ素子Ｃ１，Ｃ２を介して接地されているバンドパスフィルタを上下の接地導体間に挟んだ場合の、通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１のグラフである。算出条件は、誘電体の比誘電率９．４、キャパシタＣ１＝Ｃ２＝０．８ｐＦ、キャパシタＣ３＝Ｃ４＝０．２ｐＦ、共振器１，２間の距離Ｓ＝０．０６ｍｍ，上下の接地導体間の距離Ｄは０．９ｍｍ、共振器１，２の幅Ｗ＝０．１ｍｍとした。ただし、共振器１，２の長さＬは、４ｍｍよりも短い値３．５ｍｍとした。

図３８のグラフによれば、図３６に比べて広帯域化が実現できている。また、共振器１，２の長さＬを短くできることから、このバンドパスフィルタが搭載される無線通信機器の小型化に、さらに有利になると考えられる。

図３９は、信号の入力部及び出力部として、共振器１，２に結合された入力線路３及び出力線路４を用い、かつ接地パターンＥ１，Ｅ２を、共振器１，２を形成されている誘電体層上に形成したバンドパスフィルタ、すなわち図５及び図１１の構成のバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１のグラフを示す。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、共振器１，２の長さＬ＝７ｍｍ、入出力線路３及び共振器１の距離０．５１ｍｍ、共振器１，２間の距離Ｓ＝０．５１ｍｍ，共振器２及び入出力線路４の距離０．５１ｍｍ、上下の入出力線路３，４間の距離Ｄは１．５５ｍｍ、入出力線路３，４及び共振器１，２の幅Ｗ＝３．８ｍｍ、Ｗａ＝１．６ｍｍとした。

図３９のグラフによれば、通過帯域において、３ｄＢ程度の通過減衰量があるものの、広帯域の通過特性が得られていることが分かる。

図４０は、図３３及び図３４に示す、上下２段に配置された共振器を、横に２列構成したバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１のグラフである。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、共振器１，２の長さＬ＝７ｍｍ、入出力線路３及び共振器１の距離０．５１ｍｍ、共振器１，２間の距離Ｓ＝０．５１ｍｍ，共振器２及び入出力線路４の距離０．５１ｍｍ、上下の入出力線路３，４間の距離Ｄは１．５５ｍｍ、入出力線路３，４及び共振器１，２の幅Ｗ＝３．８ｍｍ、Ｗａ＝１．６ｍｍとした。

図４０のグラフによれば、通過帯域の損失が低下しているものの、広帯域の通過特性が得られると同時に、帯域外の減衰特性が急峻性を増していることがわかる。

図４１は、信号の入力部及び出力部として、共振器１に結合された入力線路３及び出力線路４を用い、かつ接地パターンＥ１を、共振器１を形成されている誘電体層上に形成し、各共振器にインダクタンスを付加したバンドパスフィルタ、すなわち図１８及び図１９に示す構成の５段フィルタの通過特性Ｓ２１のグラフを示す。ここで、図１９に示す構成とは、各共振器が、積層方向から見て、接地端側に向かってステップ状に（段階的に）形成されたものである。なお、比較のため、新たな減衰極を形成していない図１１に示す構造（図１９の電極のステップがない構造）の５段フィルタの計算結果を併せて示す。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、従来の共振器１の長さ＝７ｍｍ、ステップ形成の共振器の長さＬ＝５．５ｍｍ（内ステップ部Ｗ_０＝０．６ｍｍ、Ｌ_０＝０．４ｍｍ）、入力線路３及び共振器１の距離０．２ｍｍ、共振器間の距離Ｓ＝０．６５ｍｍ，共振器及び出力線路４の距離０．２ｍｍ、入出力線路３，４及び共振器１の幅Ｗ＝３．２ｍｍ、Ｗａ＝０．６ｍｍ、長さＬ＝５．５ｍｍとした。

図１９の構造にすることで、共振器長に関しては、図１１に示す構造よりも１．５ｍｍ短縮し、小型化することができる。また、図４１のグラフによれば、高域側の帯域外特性が大きく改善されている。例えば、この場合、−２０ｄＢ以下の減衰域は、図１１に示す構造は１５ＧＨｚまでだったのに対して図１９の構造にすることで１９ＧＨｚまで改善されている。

図４２は、信号の入力部及び出力部として、共振器１に結合された入力線路３及び出力線路４を用い、共振器１を取り囲むように接地パターンＥ１を形成し、入力線路３および出力線路４のそれぞれの同一平面上に導体を形成するとともにこれらをビア導体５１で接続して入力と出力が結合されているバンドパスフィルタ、すなわち図２２の構成の５段バンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１のグラフを示す。ここで、比較のため、新たな減衰極を形成していない図１３に示す構造（図２２の第二の導体９２、第三の導体９３、ビア導体がない構造）の５段フィルタの計算結果を併せて示す。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、共振器１の長さＬ＝７ｍｍ、入出力線路３及び共振器１の距離０．２ｍｍ、共振器間の距離Ｓ＝０．７５ｍｍ，入出力線路３，４及び共振器１の幅Ｗ＝３．４ｍｍ、Ｗａ＝０．６ｍｍ、電極９の幅W=０．８ｍｍ、長さＬ＝０．７ｍｍ、電極９と入力線路３および出力線路４との距離ｇ＝０．７ｍｍとした。

図４２のグラフによれば、図２２に示す構造では高域側に新たな減衰極が形成され、図１３に示す構造に比べて急峻なスカート特性が達成できている。この手法を用いることで少ない段数で急峻なスカート特性を得ることが可能となり、小型化、低損失化に有効である。

図４３は、信号の入力部及び出力部として、共振器１に結合された入力線路３及び出力線路４を用い、共振器１を取り囲むように接地パターンＥ１を形成し、任意の共振器の上側または下側に近接して導体を形成するとともにこの共振器と異なる共振器の上側または下側に近接して導体を形成し、これらをビア導体５１で接続してなるバンドパスフィルタ、すなわち図２９の構成の５段バンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１のグラフを示す。ここで、比較のため、新たな減衰極を形成していない図１３に示す構造（図２５の第四の導体９４、第五の導体９５、ビア導体５１がない構造）の５段フィルタの計算結果を併せて示す。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、共振器１の長さＬ＝７ｍｍ、入出力線路３及び共振器１の距離０．２ｍｍ、共振器間の距離Ｓ＝０．７５ｍｍ，入出力線路３，４及び共振器１の幅Ｗ＝３．４ｍｍ、Ｗａ＝０．６ｍｍ、電極９の幅W=３．４ｍｍ、長さＬ＝６．６ｍｍ、電極９と４層目および７層目の共振器１との距離ｄ＝０．２ｍｍとした。

図４３のグラフによれば、図２９に示す構造では低域側に新たな減衰極が形成され、図１３に示す構造に比べて急峻なスカート特性が達成できている。この手法を用いることで少ない段数で急峻なスカート特性を得ることが可能となり、小型化、低損失化に有効である。

また、さらに図２２の構造と図２９の構造を作ることにより高域側と低域側に減衰極が形成でき、急峻なスカート特性を得ることが可能である。

さらに、図３０に示したパターン構造のバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１を、シミュレーションソフトを使って算出した。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、ステップ形成の共振器１の長さＬ＝５．２ｍｍ、幅W=３．２ｍｍ（内ステップ部の幅Ｗ_０＝１．１ｍｍ、長さＬ_０＝０．４ｍｍ）、入力線路３及び共振器１の距離０．２ｍｍ、共振器間の距離Ｓ＝０．６５ｍｍ，共振器及び出力線路４の距離０．２ｍｍ、入出力線路３，４の幅Ｗ＝３．２ｍｍ、長さＬ＝５．４ｍｍ、入出力線路３ａ，４ａの幅Ｗａ＝０．６ｍｍとした。また、電極９２、９３の長さＬｇ＝０．７ｍｍ、幅Wｇ＝１．０ｍｍと入力線路３および出力線路４との距離ｇ＝０．５ｍｍとした。第四の導体９４、第五の導体９５の幅W=３．０ｍｍ、長さＬ＝４．４ｍｍ、また、線路２はW＝０．１ｍｍ、長さＬ=１．２ｍｍ、第四の導体９４、第五の導体９５と４層目および６層目の共振器１との距離ｄ＝０．２ｍｍとした。

一方、図３２に示した構造のバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１を、シミュレーションソフトを使って算出した。算出条件は、誘電体の比誘電率２．２、ステップ形成の共振器１の長さＬ＝５．２ｍｍ、幅Ｗ=３．２ｍｍ（内ステップ部の幅Ｗ０＝１．２ｍｍ、長さＬ０＝０．４ｍｍ）、入力線路３及び共振器１の距離０．２ｍｍ、共振器間の距離Ｓ＝０．６５ｍｍ，共振器及び出力線路４の距離０．２ｍｍ、入出力線路３，４の幅Ｗ＝３．２ｍｍ、長さＬ＝５．４ｍｍ、入出力線路３ａ，４ａの幅Ｗａ＝０．６ｍｍとした。また、第二の導体９２、第三の導体９３の長さＬｇ＝０．６ｍｍ、幅Ｗｇ＝１．０ｍｍと入力線路３および出力線路４との距離ｇ＝０．５ｍｍとした。第四の導体９４、第五の導体９５の幅Ｗ=３．０ｍｍ、長さＬ＝３．６ｍｍ、また、４層目の第六の導体９６および６層目の第七の導体９７はＷ＝０．２ｍｍ、長さＬ=２．０ｍｍ、第四の導体９４、第五の導体９５と４層目および６層目の共振器１との距離ｄ＝０．２ｍｍとした。また、３層目および７層目の突起部Ｅ１１の大きさは、幅Ｗ=１．２ｍｍ、長さＬ＝０．８ｍｍとした。
これらの計算結果を図４４に示す。

図４４のグラフによれば、図３０と図３２のどちらの構造を用いても低域側および高域側に減衰極が形成され、急峻なスカート特性が達成できている。この手法を用いることで少ない段数で急峻なスカート特性を得ることが可能となり、小型化、低損失化に有効である。しかしながら、図３０に示す構造では、帯域外に鋭い共振ピークが発生し、帯域外特性をやや劣化させている。一方、図３２に示す構造では、この共振ピークを抑制し、広範囲に渡り、良好な帯域外特性が達成されている。

バンドパスフィルタの回路構成の一例を示す説明図である。バンドパスフィルタの他の回路構成を示す説明図である。バンドパスフィルタのさらに他の回路構成を示す説明図である。バンドパスフィルタのまたさらに他の回路構成を示す説明図である。入力部及び出力部として、入力線路３及び出力線路４を用いたバンドパスフィルタの構造を示す断面図である。入力部及び出力部として、入力線路３及び出力線路４を用いたバンドパスフィルタの他の構造を示す断面図である。入力部及び出力部として、入力線路３及び出力線路４を用いたバンドパスフィルタのさらに他の構造を示す断面図である。入力部及び出力部として、入力線路３及び出力線路４を用いたバンドパスフィルタのさらに他の構造を示す断面図である。図２に示すバンドパスフィルタを、誘電体多層基板の内部に形成した構造を示す断面図である。図９に示すバンドパスフィルタの斜視図である。図５に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンを示す説明図である。図６に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンを示す説明図である。図７に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンを示す説明図である。図８に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンを示す説明図である。本発明の実施の形態の一例のバンドパスフィルタの回路構成を示す説明図でる。本発明の実施の形態の一例のバンドパスフィルタの各層の導体パターンを示す説明図である。図１５に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンの他の例を示す説明図である。バンドパスフィルタを小型化および帯域外特性改善のための回路構成の他の例を示す説明図である。図１８に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンの一例を示す説明図である。バンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための回路構成の一例を示す説明図である。バンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための回路構成の他の例を示す説明図である。図２０および図２１に示すバンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための各層の導体パターンの一例を示す説明図である。図２０および図２１に示すバンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための各層の導体パターンの他の例を示す説明図である。図２０および図２１に示すバンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための各層の導体パターンのさらに他の例を示す説明図である。図２０および図２１に示すバンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための各層の導体パターンのまたさらに他の例を示す説明図である。図２０および図２１に示すバンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための各層の導体パターンのまたまたさらに他の例を示す説明図である。バンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための回路構成のさらに他の例を示す説明図である。バンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための回路構成のまたさらに他の例を示す説明図である。図２７および図２８に示すバンドパスフィルタにおいて減衰極を形成するための各層の導体パターンの一例を示す説明図である。図１９、図２２および図２９に示すバンドパスフィルタを組み合わせた構造の各層の導体パターンの例を示す説明図である。図３０に示すバンドパスフィルタを改善した構造の一例を示す説明図である。図３０に示すバンドパスフィルタを改善した構造の他の例を示す説明図である。共振器を横に２列構成したバンドパスフィルタを示す説明図である。図３３に示すバンドパスフィルタの各層の導体パターンを示す説明図である。本発明のバンドパスフィルタを搭載する無線通信機器の構成例を示すブロック図である。図１に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図２に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図３に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図５に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図３３に示す上下２段に配置された共振器を横に２列構成したバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１のグラフである。図１９に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図２２に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図２９に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１を、シミュレーションソフトを使って算出した結果を示すグラフである。図３０に示すバンドパスフィルタと図３２に示すバンドパスフィルタの通過特性Ｓ２１を、シミュレーションソフトを使って算出し、比較した結果を示すグラフである。誘電体基板上に２本のマイクロストリップ線路を並べた従来の平面回路フィルタを示す斜視図である。

符号の説明

１，２：共振器
３：入力線路
４：出力線路
５，６，７，８：ビアホール導体
５１：ビア導体
９１：第一の導体
９２：第二の導体
９３：第三の導体
９４：第四の導体
９５：第五の導体
９６：第六の導体
９７：第七の導体
１０，１１パッド
２１高周波スイッチ
２２バンドパスフィルタ
２３バラン
２４ＲＦＩＣ
２５ベースバンドＩＣ
Ａ１，Ａ２導体パターン
Ｅ１，Ｅ２接地パターン

Claims

導体パターンおよび誘電体層が交互に複数積層されてなり、該積層方向から見て少なくとも一部が重なって配置され互いに電磁的に結合するＮ（Ｎ≧２）個の共振器と、
該Ｎ個の共振器から選ばれた２個の共振器のそれぞれに結合される入力部と出力部とを具備し、
前記Ｎ個の各共振器の一端（接地端）は接地され、
前記Ｎ個の各共振器の信号伝搬方向の長さが、通過帯域の略中心周波数における前記誘電体層内部の伝搬波長をλとすると基本的にλ／４であり、
前記Ｎ個の各共振器は積層方向から見て矩形状に形成され、前記Ｎ個の各共振器の一端（接地端）のみが接地されるように、前記Ｎ個の各共振器と同一平面上に該共振器の周囲を囲んでグランド導体が設けられており、
前記Ｎ個の各共振器の周囲と前記グランド導体との間の空隙の幅が、前記Ｎ個の各共振器の接地端寄りで広く、非接地端寄りで狭くなるように、前記グランド導体の幅が、前記Ｎ個の各共振器の接地端寄りで狭く、非接地端寄りで広くなっていることを特徴とするバンドパスフィルタ。
前記Ｎ個の各共振器の接地端は、前記積層方向から見て、前段の共振器の反対側の端部に存在することを特徴とする請求項１に記載のバンドパスフィルタ。
前記入力部および前記出力部が、前記２個の共振器のそれぞれに結合された入力線路および出力線路を含むことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のバンドパスフィルタ。
請求項１〜３のいずれかに記載のバンドパスフィルタを有することを特徴とする高周波モジュール。
請求項１〜３のいずれかに記載のバンドパスフィルタまたは請求項４に記載の高周波モジュールを用いたことを特徴とする無線通信機器。