JP2005341056A - 送信装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は、ＯＦＤＭ方式の無線通信システムにおいて、無線信号のピーク対平均電力比を抑制することの可能な送信装置を得ること。
【解決手段】 本発明によるＯＦＤＭ方式の送信装置は、
送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を複数の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換する分割逆フーリエ変換手段２２０４と、１つの変換手段の出力信号のピークを変換手段毎に検出するピーク検出手段２２１４，２２１６と、前記ピーク検出手段からの出力に基づいてピーク制御信号を出力するピーク制御手段２２１８と、前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力するピーク低減処理手段２２０６とを備える。
【選択図】 図２２

Description

本発明は、無線通信の技術分野に関し、特に直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を採用する送信装置及び受信装置に関する。

この種の技術分野で注目されているＯＦＤＭ方式は、複数のキャリア（サブキャリア）を互いに直交するような周波数間隔で並べることで、マルチパス伝搬環境等でも良好な信号伝送を実現しようとする技術である。この方式における送信機では、図１に示されるように、送信情報に基づいて信号生成部で生成された信号は、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）で並列の複数の信号系列に変換され、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）で変調され、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）で単一の信号系列に変換され、ガードインターバル付与部（ＧＩ）にてガードインターバルが付与され、電力増幅部（ＰＡ）で増幅された後にＯＦＤＭ信号として無線送信される。周知のように、ガードインターバルは、送信するシンボルの末尾部分を複製したものである。一方、受信機では、図２に示されるように、ガードインターバル除去部（ＧＩ除去）で受信信号からガードインターバルが除去され、その信号は、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）で並列信号に変換され、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）にて復調され、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）で直列信号に変換され、信号検出部にて更なる復調が行なわれ、送信情報が得られる。

ＯＦＤＭ方式では、高低様々な複数のサブキャリアを使用するので、場合によっては、図３に示されるように、非常に大きな振幅の送信信号が形成される。生じ得る最大のピーク電力と平均電力との比は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）として評価される。一般に、最大ピーク電力は、平均電力の全サブキャリア数倍になる可能性がある。

一方、電力増幅器（ＰＡ）は、図４に示されるように、線形な入出力特性を与える線形領域と非線形な入出力特性を与える非線形領域とを有する。歪の少ない送信信号を出力するには、電力増幅器（ＰＡ）は線形領域で動作することが望ましい。非線形領域でそれが使用されると、伝送品質の劣化や、帯域外への不要輻射等の問題を引き起こす虞が生じる。ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が大きい場合は、電力増幅器を線形領域だけでなく非線形領域でも使用することになってしまう。他方、線形領域の広い電力増幅器を使用することも考えられるが、増幅効率を犠牲にしてしまうという問題が生じる。従って、送信信号のピーク対平均電力比は小さいことが望ましい。

この点に関し、非特許文献１記載発明は、いわゆるプレディストーション方式を採用し、送信信号に導入される非線形歪を調べ、その逆特性を表す重みを送信信号に事前に与えることで、動作の線形性を確保しようとしている。非特許文献２記載発明では、大きなピーク値をクリッピングすることでピーク対平均電力比を抑制しようとしている。また、部分系列伝送方式（ＰＴＳ：Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）と呼ばれる技術は、変調前の信号に対し、事前にサブキャリア毎に設定された位相回転量の複数の組の中から適宜１つの組を選択することによって、サブキャリア毎にその都度位相を回転させ、ピーク対平均電力比を抑制しようとする（例えば、非特許文献３，４，５参照。）。図５は、ＰＴＳ方式を採用する送信機の一例を示し、図６はＰＴＳ方式を採用する受信機の一例を示す。図示の例では、信号生成部で生成された信号系列は、分割部で２分され、２分された信号系列の各々に対して直並列変換及び逆フーリエ変換が施される。Ｎ個の入出力点を有する逆フーリエ変換部ＩＦＦＴ_１，２には、直並列変換部からのＮ／２個の信号と、Ｎ／２個のヌルシンボルとが入力される。位相回転量制御部は、逆フーリエ変換部の出力に基づいて、適切な位相回転量（重み又はウエイト）の組｛θ_１，θ_２，．．．｝を決定し、これらの内の１つが各乗算部に共通に与えられる。逆フーリエ変換部からの出力は、適切な重みと共に合成部にて合成される。合成後の逆フーリエ変換後の信号群は、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）で直列信号に変換され、ガードインターバル部（ＧＩ）にてガードインターバルがそれに付加され、アンテナからそれが送信される。受信側では、図６に示されるように、復調時に位相回転量が調整される。
Ｍ．Ｆｒｉｅｓｅ，"Ｏｎ ｔｈｅ ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ ｏｆ ＯＦＤＭ−ｓｉｇｎａｌ ｄｕｅ ｔｏ ｐｅａｋ−ｃｌｉｐｐｉｎｇ ｉｎ ｏｐｔｉｍａｌｌｙ ｐｒｅｄｉｓｏｒｅｄ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ"．ｐｒｏｃ．ｏｆ ＧＬＯＢＣＯＭ‘９８，ｐｐ．９３９−９４４，Ｎｏｖ．１９９８ Ｘ．Ｌｉ ａｎｄ Ｌ．Ｊ．Ｃｉｍｉｎｉ，"Ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＯＦＤＭ"，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．２，ｎｏ．５，ｐｐ．１３１−１３３，Ｍａｙ．１９９８ Ｌ．Ｊ ａｎｄ Ｎ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ，"Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ ＯＦＤＭ ｓｉｇｎａｌ ｕｓｉｎｇ ｐａｒｔｉａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ"，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．４，ｎｏ．３，ｐｐ．８６−８８，Ｍａｒｃｈ ２０００ Ｓ．Ｈ．Ｍｕｌｌｅｒ ａｎｄ Ｊ．Ｂ．Ｈｕｂｅｒ，"Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｐｅａｋ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＯＦＤＭ"，Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＰＩＭＲＣ‘９７，ｐｐ．１０９０−１０９４，１９９７ Ｇ．Ｒ．Ｈｉｌｌ，Ｆａｕｌｋｎｅｒ ａｎｄ Ｊ．Ｓｉｎｇｈ，"Ｄｅｄｕｃｉｎｇ ｔｈｅ ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｉｎ ＯＦＤＭ ｂｙ ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ ｆｈｉｆｔｉｎｇ ｐａｒｔｉａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ"，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．６，１６ｔｈ Ｍａｒｃｈ ２０００

しかしながら、プレディストーション方式では、電力増幅器に対する入出力特性を見かけ上線形にするに過ぎず、大きなピーク対平均電力比を有する信号がなくなるわけではない。また、増幅器の飽和領域を超えるピーク電力を有する信号に対しては、入出力の線形性さえも確保することができなくなってしまう。

不都合なピーク電力値をクリッピングする方式では、ピーク部分のみが除去されるので、サブキャリア間の直交性が崩れ、シンボル間干渉が大きくなり、受信特性が劣化する虞がある。

部分系列伝送（ＰＴＳ）法では、各信号系列に重みを与える際に、信号系列毎に複素乗算を行なう必要があり、計算量が多くなってしまう。これは、消費電力や回路規模等の観点からは特に不都合である。信号系列に与える重みの種類を減らすことで、送信信号の生成に要する演算負担を軽減することも考えられる。しかし、そのようにすると、重み調整の自由度が大きく制限されてしまう。

更に、与えられる重みは位相を調整するに過ぎない。合成部又は加算部で合成される前のピーク電力となる信号をＳ_ｐとし、重み（ｅ^ｊθ）の乗算された一部のＯＦＤＭ信号をＳとすると、合成部からの出力は、Ｓ_ｐ＋ｅ^ｊθＳ となる。位相回転量θは、合成後のこの信号の振幅が小さくなるように選択される。しかしながら、信号Ｓの振幅が非常に小さい場合は、位相回転量θをどのように調整しても合成後の振幅を小さくすることは困難である。

また、従来の巡回シフト法におけるシフト量及び従来のＰＴＳ法における位相回転量を簡易に求めることは困難であり、ピーク低減を行なうための従来における制御は容易ではなかった。しかも、そのような制御に関する演算負担は、分割逆フーリエ変換部で分割された後の信号系列数が増える程多くなり、小型の移動端末には特に不利であった。

本発明は、上記問題点の少なくとも１つに対処するためになされたものであり、その課題は、無線信号のピーク対平均電力比を抑制することの可能なＯＦＤＭ方式を使用する送信装置及び受信装置を提供することである。

本発明によれば、
ＯＦＤＭ方式の無線通信システムで使用される送信装置であって、
送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を複数の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換する分割逆フーリエ変換手段と、
変換手段の出力信号のピークを変換手段毎に検出するピーク検出手段と、
前記ピーク検出手段からの出力に基づいてピーク制御信号を出力するピーク制御手段と、
前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力するピーク低減処理手段と、
を備えることを特徴とする送信装置
が、得られる。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の無線通信システムにおいて、無線信号のピーク対平均電力比を抑制することができる。

以下、本発明を実施するための形態が説明される。

本発明の一態様によれば、複数の変換手段の出力信号のピークが変換手段毎に検出され、検出結果に基づいてピーク制御情報が出力され、分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又はその並ぶ順序が、前記ピーク制御信号に応じて設定される。これにより、少ない演算負担でピーク対平均電力比を抑制することができ、回路規模の増大を抑制することができる。

本発明の一態様によれば、ピーク検出手段は、１つの変換手段の出力信号の所定数個のピークを検出し、前記ピーク制御信号は、前記所定数個のピークを抑制するように形成される。これにより、例えば複数個のピークを同時に抑制することができる。

本発明の一態様によれば、前記ピーク低減処理手段が、前記複数の変換手段の内少なくとも１つの変換手段から出力される複数の信号の並ぶ順序を、前記ピーク制御信号の示す順序にする巡回シフト手段と、前記巡回シフト手段からの出力と、前記少なくとも１つの変換手段以外の変換手段からの出力とを合成する合成手段とを備える。これにより、改善された巡回シフト法で、効果的にピーク対平均電力比を低減することができる。

本発明の一態様によれば、前記ピーク低減処理手段が、少なくとも１つの変換手段からの各出力信号の振幅及び／又は位相を、前記ピーク制御信号に従ってそれぞれ調整するウエイト調整手段と、前記ウエイト調整手段からの出力と、前記少なくとも１つの変換手段以外の変換手段からの出力とを合成する合成手段とを備える。これにより、改善されたＰＴＳ法で、効果的にピーク対平均電力比を低減することができる。

本発明の一態様によれば、前記分割逆フーリエ変換手段が、少なくとも第１、第２及び第３の変換手段を有する。前記ピーク低減処理手段は、前記第１の変換手段から出力される複数の信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に従って調整する。調整された信号と前記第２の変換手段からの信号とが前記合成手段で合成される。前記ピーク低減処理手段は、更に、合成後の信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に従って調整する。調整された信号と前記第３の変換手段からの信号とが前記合成手段で合成される。これにより、多数の系列を一度に処理できる大規模なピーク低減処理部を用いる代わりに、小規模なピーク低減処理部を連携させることで、多くの入力に柔軟に対応することができる。

本発明の一態様によれば、前記ピーク低減処理手段が、複数個設けられる。例えば、第１のピーク低減処理手段から出力される信号と、別の信号とをピーク制御信号に従って合成して出力する第２のピーク低減処理手段が設けられる。また、本発明の一態様によれば、その別の信号は、第３のピーク低減処理手段からの出力である。これにより、複数の信号系列に対するピーク低減処理を速やかに行なうことができる。

本発明の一態様によれば、複数のサブキャリアを含む周波数グループが複数個用意され、前記ピーク低減処理手段における位相及び／又は順序の調整が、前記周波数グループ毎に行なわれる。同一グループ内では同じピーク低減処理が行なわれる。この場合において、本発明の一態様によれば、前記ピーク低減処理手段への入力信号に多重化された第２のパイロット信号と、前記ピーク低減処理手段からの出力信号に多重化された第１のパイロット信号とが送信される。受信側で、第１及び第２のパイロット信号を比較することで、ピーク低減処理の内容を知ることができる。また、本発明の一態様によれば、前記第２のパイロット信号が、一部のサブキャリアに挿入される。

本発明の一態様では、同一の周波数グループ内に挿入された複数の第１のパイロット信号から算出された複数のチャネル推定値を平均化することで、チャネル推定値が補正される。これにより、チャネル推定値が高精度に求められ、雑音の影響が効果的に排除される。

本発明の一態様によれば、前記ピーク低減処理手段で合成される前の信号のピークが検出され、検出されたピーク位置において、前記別の信号が合成された場合の振幅が小さくなるように、前記ウエイト又は前記並ぶ順序が決定される。これにより、送信信号を従来よりも簡易に生成することができる。従来では、ある情報ビット系列に対応する全てのウエイト等の候補等に対して、送信信号の候補を生成し、これらの候補の中から最も小さなピークを有する候補が、最終的な送信信号として決定されていた。このため、従来方式では、送信信号を作成することは簡易ではなかった。

本発明の一態様によれば、低い周波数のサブキャリアに第２のパイロット信号が割り当てられるので、多くの区別可能な巡回シフト量を確保することが可能になる。

本発明の一態様によれば、前記合成手段と前記分割逆フーリエ変換手段の間にフィードバック経路が設けられ、前記フィードバック経路に、前記合成手段の出力の内、所定の閾値を超える出力から所定の閾値を減算する手段と、前記手段からの出力をフーリエ変換するフーリエ変換手段とが設けられる。巡回シフト部による巡回シフトに加えて、フィードバック経路による再帰的な電圧の抑制を行なうことで、ピーク対平均電力比をいっそう抑制することが可能になる。

図７は、本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図である。送信装置は、信号生成部７０２と、分割逆フーリエ変換部７０４と、ピーク低減処理部７０６と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）７０８と、ガードインターバル付与部７１０と、アンテナ７１２とを有する。更に、ピーク低減処理部７０６は、ピーク低減制御部７１４と、巡回シフト部７１６と、複数の合成部７１８とを有する。

信号生成部７０２は、送信情報を表すビット列を受信し、各サブキャリアに対応する信号内容を形成し、一連の信号系列としてそれらを出力する。

分割逆フーリエ変換部７０４は、図８に関して詳細に説明されるように、１つの信号系列を受信し、２組の逆フーリエ変換された信号群として系列１及び系列２を出力する。本実施例では、簡単のため、２つの系列１，２を出力しているが、更に多くの信号群を出力することも可能である。

ピーク低減処理部７０６は、系列１及び系列２の信号内容に基づいて、ピーク対平均電力比の改善される信号群を形成する。

ピーク低減制御部７１４は、系列１及び系列２に対して、後述されるような適切なシフト量を示す巡回シフト情報Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}を出力する。また、必須ではないが、この巡回シフト情報Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}は、制御チャネルを通じて無線送信される。

巡回シフト部７１６は、系列２の信号群中の信号の並ぶ順序が、巡回シフト情報Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}の示す順序になるようにそれらを巡回的にシフトさせて出力する。

合成部７１８は、巡回的にシフトされた系列２の信号群と、系列１の信号群とを合成する（加算する）。

並直列変換部（Ｐ／Ｓ）７０８は、複数の並列的な信号を直列的な信号系列に変換する。

ガードインターバル付与部（ＧＩ）７１０は、信号系列にガードインターバルを付加することで、アンテナ７１２から送信されるＯＦＤＭ信号を形成する。

図８は、分割逆フーリエ変換部７０４の詳細なブロック図を示す。分割逆フーリエ変換部７０４は、分割部８０２と、第１の直並列変換部８０４と、第１の逆フーリエ変換部８０６と、第２の直並列変換部８０８と、第２の逆フーリエ変換部８１０とを有する。

分割部８０２は、入力された信号系列を２つに分割する。本実施例では、２分割される場合が説明されるが、更に多くの信号系列群に分割することも可能である。

第１の直並列変換部８０４は、分割された信号系列を受信し、Ｎ／２個の信号群に変換する。Ｎは、高速逆フーリエ変換の入力及び出力の信号点数（ポイント数）を示す。図示の例では、Ｎ＝８であり、第１の直並列変換部８０４は、８／２＝４個の信号（周波数領域での情報）ｆ（０），ｆ（１），ｆ（２），ｆ（３）を出力している。

第１の逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ_１）８０６は、Ｎ／２個の信号及びＮ／２個のヌルシンボルを受信し、それらを逆フーリエ変換し、系列１の信号群Ｆ_１（０），Ｆ_１（１），Ｆ_１（２），Ｆ_１（３），Ｆ_１（４），Ｆ_１（５），Ｆ_１（６），Ｆ_１（７）を出力する。ＩＦＦＴ_１の入力点にどのような信号を与えるか（例えば、どの入力点にヌルシンボルを与えるか）については、サブキャリア指定信号により指示される。

同様に、第２の直並列変換部８０８は、分割された信号系列を受信し、Ｎ／２個の並列的な信号系列群に変換する。図示の例では、第２の直並列変換部８０６は、８／２＝４個の信号系列ｆ（４），ｆ（５），ｆ（６），ｆ（７）を出力している。

第２の逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ_２）８１０は、Ｎ／２個の信号群及びＮ／２個のヌルシンボルを受信し、それらを逆フーリエ変換し、系列２の信号群Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７）を出力する。ＩＦＦＴ_２の入力点にどのような信号を与えるかについても、サブキャリア指定信号により指示される。

このように、分割逆フーリエ変換部７０４は信号ｆ（０）〜ｆ（７）を分割して処理するので、系列１には信号ｆ（０）〜ｆ（３）に関する情報のみが含まれ、系列２には信号ｆ（４）〜ｆ（７）に関する情報のみが含まれる。一般に、Ｋ個に分割される系列の内、ｋ番目の系列に含まれる信号（周波数領域での情報）は、
［（ｋ−１）×Ｎ／Ｋ］番目〜［ｋ×Ｎ／Ｋ−１］番目
の信号である。但し、ＮはＩＦＦＴポイント数である。図示の例では、ｋ＝１又は２，Ｎ＝８，Ｋ＝２である。

なお、図７に示される例では、２つの系列１，２の内の一方が巡回シフト部７１６に接続されているが、双方を巡回シフト部７１６に接続し、系列１も系列２も巡回的に並べ替えることも可能である。しかし、信号の並びは、系列１及び系列２の間の相対的な順序で決まるので、系列１又は系列２の一方の順序を並べ替えることで、全ての可能な組合せを実現できる。回路規模の小型化等の観点からは、図示の例のように一部の系列のみを巡回的にシフトさせることが好ましい。

図７，８を参照しながら動作を説明する。

信号生成部７０２で生成された信号系列は、分割逆フーリエ変換部７０４の分割部８０２に入力される。分割部８０２に入力された信号系列は、サブキャリア指定信号に従って、２つの信号系列に分割され、第１及び第２の直並列変換部８０４，８０８にそれぞれ入力される。直並列変換部８０４，８０８に入力された信号系列は、４つの並列的な信号にそれぞれ変換され、第１及び第２の高速逆フーリエ変換部８０６，８１０にそれぞれ与えられる。高速逆フーリエ変換部８０６，８１０に与えられた信号群は、ヌルシンボルと共に逆フーリエ変換され、系列１及び系列２の信号群として、分割逆フーリエ変換部７０４からそれぞれ出力される。

分割逆フーリエ変換部７０４の出力（系列１及び系列２の信号群）は、ピーク低減制御部７１４に入力される。ピーク低減制御部７１４は、信号群の各々に対するピーク電力値を求め、系列１の信号群と、ある順序に並んだ系列２の信号群との合成後の電力値を調べる。ある順序とは、系列２の信号群中の信号を巡回的にシフトさせることによって得られる順序である。図示の例では、０〜７のシフト量に対して、以下の巡回的なシフトが考えられる：
シフト量＝０：｛Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７）｝
シフト量＝１：｛Ｆ_２（７），Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６）｝
シフト量＝２：｛Ｆ_２（６），Ｆ_２（７），Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５）｝
シフト量＝３：｛Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７），Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４）｝
シフト量＝４：｛Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７），Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３）｝
シフト量＝５：｛Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７），Ｆ_２（０），Ｆ_２（１），Ｆ_２（２）｝
シフト量＝６：｛Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７），Ｆ_２（０），Ｆ_２（１）｝
シフト量＝７：｛Ｆ_２（１），Ｆ_２（２），Ｆ_２（３），Ｆ_２（４），Ｆ_２（５），Ｆ_２（６），Ｆ_２（７），Ｆ_２（０）｝。

例えば、ピーク低減制御部７１４は、系列１の信号群Ｆ_１（０），．．．，Ｆ_１（７）の各々に、あるシフト量の系列２の信号群を加算し、そのピーク電力値を調べ、最も小さなピーク電力値を与える系列２の順序（シフト量Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}）を見出す。

簡易にシフト量Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}を求めるには、例えば、次のようにすることが可能である。系列１の信号をＳ_１（ｔ）とし、系列２の信号をＳ_２（ｔ）とし、Ｓ_１（ｔ）はＳ_２（ｔ）より大きな振幅値（ピーク）を含んでいたとする。ピーク低減制御部７１４は、そのようなピーク値の大小関係を判別し、次式に従って巡回シフト量ｔ’を決定する。

ｔ’＝Ａｒｇ ｍｉｎ［｜Ｓ_１（ｔ_ｐ）＋Ｓ_２（ｔ_ｐ＋ｔ”）｜］
ここで、ｔ”は巡回的に信号をシフトさせる時間パラメータを示し、Ａｒｇ ｍｉｎは、引数が最小値をとるときの時間パラメータ（シフト量）を返す関数を表す。ｔ_ｐは系列１の信号Ｓ_１（ｔ）が最大値をとるときの時間パラメータを示す。これにより、最適なシフト量を簡易且つ確実に見出すことができる。

本実施例では、入力された信号系列を２分割する例を説明したが、図１１に示されるように、更に多くの信号系列に分割することも当然に可能である。

図１２は、本発明の一実施例による受信装置の概略ブロック図を示す。受信装置は、アンテナ１２０２と、ガードインターバル除去部１２０３と、直並列変換部１２０４と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１２０６と、複数の乗算部１２０８と、信号検出部１２１０と、シフト量検出部１２１２と、位相回転量算出部１２１４とを有する。

ガードインターバル除去部１２０３は、アンテナ１２０２で受信したＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去する。

直並列変換部１２０４は、受信した信号系列を複数の並列的な信号に変換する。

高速フーリエ変換部１２０６は、複数の並列的な信号を高速フーリエ変換することによって、復調を行なう。

乗算部１２０８は、位相回転量算出部１２１４からの指示内容に応じて、信号に位相回転を与える。

信号検出部１２１０は、受信信号に基づいて、送信された信号の内容を復元する。

シフト量検出部１２１２は、巡回シフト情報（巡回的なシフト量を表す量）Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}を制御チャネルから取得する（或いは、巡回シフト情報は、後述するように、フーリエ変換後の受信信号（パイロット信号）から推定されることも可能である。）。

位相回転量算出部１２１４は、検出されたシフト量に基づいて、受信信号に与えるべき位相回転量θ_ｎを求める。

アンテナ１２０２から受信された信号は、ガードインターバルが除去された後に、並列的な信号に変換され、高速フーリエ変換され、乗算部１２０８の一方の入力に与えられる。乗算部１２０８では、位相回転量算出部１２１４で算出された位相回転が、フーリエ変換後の信号に与えられる。与えられる位相回転量θ_ｎは、
θ_ｎ＝２πｎ×（巡回的なシフト量）／（ＦＦＴポイント数Ｎ）
により定められる。ｎはサブキャリア番号を示す。図７，８等に図示される例が想定されるならば、
θ_ｎ＝２πｎ×（０，１，２，３，４，５，６又は７）／８
となる。一般に、ｎの値が小さいほど（サブキャリアの周波数が小さいほど）、区別可能なシフト量の種類が多くなり、ｎの値が大きいほど区別可能なシフト量の種類は少なくなる。

本実施例によれば、巡回的に信号群の順序を並べ替えながら、合成後のピーク電力が小さくなるように、合成する信号群の順序（シフト量）を決定するので、従来のような多数の複素乗算を行なうことなしに、ピーク対平均電力比を低減することが可能になる。例えば、サブキャリア数Ｎを６４とし、分割数Ｋを８とし、シフトパターン数（シフト量の種類）が６であるとする。この場合に、逆フーリエ変換の計算量はＮｌｏｇ_２Ｎとなる。複素乗算回数は、従来のＰＴＳ方式では、（逆フーリエ変換の計算量）＋（サブキャリア数）×（分割数）×（シフトパターン数）＝６４ｌｏｇ_２６４＋６４×８×６となる。一方、本実施例での複素乗算回数は、逆フーリエ変換の計算量しかないので、６４ｌｏｇ_２６４＝６４×６になる。従って、複素乗算量は（６４×６）／（６４×６＋６４×８×６）＝１／９程度に低減される。

以下、巡回シフト情報を示すデータを送信機から受信機へ直接的に送信しない場合のいくつかの実施例が説明される。一実施例では、チャネル推定に用いられるパイロット信号が、実施例１で説明したようにＯＦＤＭ変調される。即ち、パイロット信号が、分割フーリエ変換部７０４（図７）に入力され、巡回シフト部７１６及び合成部７１８にてピーク対平均電力比が小さくなるように組み合わせられ、送信される。図７では、パイロット信号は第２パイロット信号として示されているが、第１及び第２パイロット信号の使用例については後述される。パイロット信号は、例えば図１３に示されるような信号形式で送信される。図中、ｆは周波数方向を示し、ｔは時間方向を示す。図示の例では、ある時間スロットで全てのサブキャリアにパイロット信号が挿入されている。図中の破線で囲まれる１つの領域は１つのグループを示し、どのようにグループ分けされるかについては、不図示の制御部から出力されるサブキャリア指定信号（図８）に基づいて決定される。同一グループ内では同じ巡回シフト量が使用される、言い換えれば、グループ毎に巡回シフト量が更新される。なお、このような制御信号によらず、グループ分けが固定的に定められていてもよい。更に、チャネル推定値を高精度に求める観点からは、隣接するサブキャリアに挿入されたパイロット信号から得られる複数のチャネル推定値を平均化し、チャネル推定値を補正することが望ましい。

図１４は、本発明の一実施例による受信機の部分ブロック図を示す。受信装置は、アンテナ１４０２と、ガードインターバル除去部１４０３と、直並列変換部１４０４と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１４０６と、信号検出部１４１０とを有する。受信装置は、チャネル推定部１４１２及び補正部１４０８を有する。チャネル推定部１４１２は、ＯＦＤＭ復調された（フーリエ変換後の）受信信号中のパイロット信号から、チャネルで導入された振幅及び位相の変動を推定し、それらを補償するための制御信号を出力する。補正部１４０８は、その制御信号に応じて各サブキャリアに関するデータを修正し、信号検出部１４１０に与える。

アンテナ１４０２で受信された受信信号は、ガードインターバルが除去された後に並列的な複数の信号系列に変換され、高速フーリエ変換される。これにより、ＯＦＤＭ復調がなされる。

ところで、ｎ番目のサブキャリアに関するチャネルインパルス応答値をＨ_ｎとし、パイロット信号に関する各サブキャリアの送信信号をｓ_ｎ（ｔ）とすると、受信信号ｓ_ｎ’（ｔ）は、
ｓ_ｎ’（ｔ）＝Ｈ_ｎｅｘｐ（ｊθ_ｎ）ｓ_ｎ（ｔ）
と表現される。但し、θ_ｎは、巡回シフト部で導入される位相変化の影響を表す。チャネル推定部１４１２は、フーリエ変換後の受信信号及び既知のパイロット信号のパターンに基づいて、Ｈ_ｎｅｘｐ（ｊθ_ｎ）を推定する。このＨ_ｎｅｘｐ（ｊθ_ｎ）の影響は、補正部１４０８で補償される。

なお、図１３の例では、全てのサブキャリアにパイロット信号が挿入されているが、図１５に示されるように、パイロット信号を一部のサブキャリアにのみ挿入することも可能である。この場合、他のサブキャリアに関するチャネル推定値は補間によって求められる。この補間は、図中の破線で囲まれる同一グループ内で行なわれることに留意を要する。パイロット信号によるオーバーヘッドを少なくし、その分だけ伝送レートを高めることが可能になる。

図１６は、パイロット信号の別の挿入例を示す。この例では、ある時間スロットの全サブキャリアに第１のパイロット信号１６０２が挿入され、別の時間スロットのあるサブキャリアに第２のパイロット信号１６０４が挿入されている。第１及び第２のパイロット信号は共に同じ既知信号を表現する。第１のパイロット信号１６０２は、図示されてはいないが、具体的には、図７の巡回シフト部７１６の出力と並直列変換部７０８の入力の間に挿入される。第２のパイロット信号１６０４は、第１のパイロット信号とは異なり、データ信号と同様に図７の分割逆フーリエ変換部７０４に入力されるので、巡回シフト部で適切な順序に並べられた後に送信される。従って、第２のパイロット信号は、巡回シフト部における並べ替えに関する情報を含んだ状態で送信されるが、第１のパイロット信号はそのような情報を含まずに送信される。

受信機では、チャネル推定部１４１２にて、受信された第1及び第２のパイロット信号を比較することで、巡回シフト部で導入された影響（ｅｘｐ（ｊθ_ｎ））の部分のみを把握することが可能になる。図１３，１５の例では、Ｈ_ｎｅｘｐ（ｊθ_ｎ）全体を知ることはできるが、その内訳は不明である。第1及び第２のパイロット信号を用いることにより、補正部１４０８における補正の高精度化を図ることが可能になる。なお、第２のパイロット１６０４が、グループに１つしか挿入されていないのは、本発明の実施例では巡回シフトが行なわれていることに起因する。ｎ_１番目のサブキャリアの位相回転量θ_ｎ１が判明すると、ｎ_２番目のサブキャリアの位相回転量θ_ｎ２は次式により求めることが可能である：
θ_ｎ２＝（ｎ_２／ｎ_１）θ_ｎ１。

また、巡回シフト量を高精度に検出する観点からは、第２のパイロット信号を同一グループ内に複数個挿入することが望ましい。ところで、サブキャリア番号ｎに挿入された第２のパイロット信号により判別可能な巡回シフト量は、次の関係式を満たす。

（判別可能な巡回シフト量）＜（ＦＦＴポイント数Ｎ）／ｎ
図７，８等の例では、ＦＦＴポイント数Ｎは８であり、サブキャリア番号ｎは１〜８の値をとり得る。上記の式から、サブキャリア番号ｎが大きいと、即ち高い周波数のサブキャリアに第２のパイロット信号を挿入すると、識別可能な巡回シフト量が少なくなることが分かる。従って、識別可能な巡回シフト量を多くするする観点からは、低い周波数のサブキャリアに第２のパイロット信号を挿入することが望ましい。なお、第２のパイロット信号は、ＯＦＤＭ方式の変調（ＩＦＦＴ）における直流成分以外の低いサブキャリアに配置することが望ましい。

図１７は、第１及び第２のパイロット信号を挿入する別の例を示す。この例では、全てのサブキャリアに第１のパイロットが挿入され、データ信号は、破線で示される３つのグループに分割されている。各グループに使用される第２のパイロット信号は、周波数の低いサブキャリアにそれぞれ挿入されている。即ち、１つの第２のパイロット信号が、１つのグループ内で共通に使用される。第２のパイロット信号は、３つのグループ全てについて、最低周波数のサブキャリアに挿入されているので、全グループについて、識別可能な巡回シフト量を同程度に多く設定することができる。

図１８は、第１及び第２のパイロット信号を挿入する別の例を示す。図１３，１５，１６に示されるパイロット信号は、各グループで同じ配置パターンになるように挿入されている。図１８に示される例では、パイロット信号は周波数方向に一定の間隔で挿入されているが、グループ１とグループ２でパイロット信号の配置場所が異なっている。周波数方向における補間によって全サブキャリアについてのチャネル推定値を求めることができ、第１及び第２のパイロット信号を比較することで巡回シフト量を求めることができる。なお、第１のパイロット信号の周波数間隔は、送受信機間のチャネルにおけるインパルス応答長によって決定することができる。第２のパイロット信号の周波数間隔は、好ましくは、サブキャリアのグループ分けにより決定される。

上記以外にも様々なパイロット信号の挿入法があり得る。例えば、上記の例ではパイロット信号を周波数方向に並べているが、時間軸方向に並べるパイロット信号の数を増やすことで、時間方向のチャネル変動を高精度に追跡することも可能である。高速に移動する移動端末のような使用環境では、時間軸方向のチャネル変動を考察することが望ましい。

なお、本実施例では、巡回シフト法を採用する例が説明されたが、ＰＴＳ法を利用することも可能である。ＰＴＳ法を利用する場合には、同一グループ内では、ｎ_１番目のサブキャリアに対する位相回転量θ_ｎ１と、ｎ_２番目のサブキャリアに対する位相回転量θ_ｎ２は等しいので、上記の数式を用いて位相回転量を計算することは不要である。

図１９は、本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図である。送信装置は、信号生成部１９０２と、分割逆フーリエ変換部１９０４と、ピーク低減制御部１９０６と、巡回シフト部１９１６と、複数の乗算部１９２２と、複数の合成部１９１８と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）１９０８と、ガードインターバル付与部１９１０と、アンテナ１９１２とを有する。

信号生成部１９０２には、送信情報が入力され、各サブキャリアに対応する信号内容が形成され、一連の信号系列としてそれらが出力される。

分割逆フーリエ変換部１９０４は、概して図８に関連して説明されたものと同様であり、１つの信号系列を受信し、２組の逆フーリエ変換された信号群として系列１及び系列２を出力する。

ピーク低減制御部１９０６は、系列１及び系列２に対して適切なシフト量を示す巡回シフト情報Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}を出力する。このシフト量を示す巡回シフト情報Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}は、制御チャネルやパイロット信号を通じて受信側で知ることが可能である。ピーク低減制御部１９０６が乗算部１９２２に与えるウエイトは、系列１の信号群と並べ替えられた系列２の信号群の振幅及び／又は位相（ウエイト又は重み）とが合成された場合に、ピークの振幅が抑制されるようなウエイトである。ウエイトに関する情報も、制御チャネルやパイロット信号等を通じて受信側で知ることが可能である。

巡回シフト部１９１６は、系列２の信号群の並ぶ順序が、巡回シフト情報Ｎ_{ｓｈｉｆｔ}の示す順序になるように巡回的にシフトさせて出力する。

乗算部１９２２は、ウエイト制御部１９２０からの制御信号に基づいて、各信号にウエイトを与える。

合成部１９１８は、巡回的にシフトされ重み付けされた系列２の信号群と、重み付けされた系列１の信号群とを合成する（加算する）。

並直列変換部（Ｐ／Ｓ）１９０８は、複数の並列的な信号を直列的な信号系列に変換する。

ガードインターバル付与部（ＧＩ）１９１０は、信号系列にガードインターバルを付加することで、アンテナ１９１２から送信されるＯＦＤＭ信号を形成する。

図示の実施例では、巡回シフト部１９１６による信号群の並べ替えに加えて、伝送される各信号の振幅及び／又は位相を制御することが可能である。合成後のピーク電力値が適切な大きさに収まるように、適切なウエイト及び巡回シフト量が各信号に与えられる。従って、合成部１９１８から出力される信号のピーク対平均電力比は適切に抑制されており、これらの信号は、直列信号に変換され、ガードインターバルがそれに付与され、アンテナからそれが送信される。本実施例によれば、実施例１の場合よりも多くの送信信号の候補を作ることができるので、ピーク対平均電力比を抑制することが可能になる。本実施例によれば、合成前の信号の振幅の大小によらず、適切にピークを抑制することが可能になる。

本実施例によれば、巡回シフト法によって、ウエイト制御法によって又はそれら双方によってＰＡＰＲを抑圧することができる。双方の手法を利用する場合には、巡回シフト部に入力される信号に多重化される第２のパイロット信号に加えて、ウエイト制御に関する重み付けのなされた第３のパイロット信号を利用してもよい。第１のパイロット信号は、当然に、巡回シフトも重み付けもされずに送信される。この場合におけるフレーム構成は、図１６〜１８等に示されるパターンに類似するものを利用することが可能である。

図２０は、本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図である。送信装置は、信号生成部２００２と、分割逆フーリエ変換部２００４と、ピーク低減制御部２０１４と、巡回シフト部２０１６と、複数の合成部２０１８と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）２００８と、ガードインターバル付与部２０１０と、アンテナ２０１２とを有する。分割逆フーリエ変換部２００４は、分割部２８０２と、第１の直並列変換部２８０４と、第２の逆フーリエ変換部２８０６と、第２の直並列変換部２８０８と、第１の逆フーリエ変換部２８１０と、複数の合成部２８１２とを有する。更に、送信装置は、合成部２０１８の出力と合成部２８１２の入力との間にフィードバック経路を有し、このフィードバック経路には、ピーク成分検出部２０２０と、フーリエ変換部２０２２とが設けられている。第１実施例で説明したのと同様な要素は、同様な構成を有し及び同様な動作を行なうので、詳細な説明は省略される。本実施例では実施例１の構成に加えて、フィードバック経路が設けられている。

ピーク成分検出部２０２０は、所定の閾値Ｃ_ｔｈを超える合成部２０１８の出力から、その閾値を減算して出力する。合成部２０１８の出力が所定の閾値を超えない場合は、ゼロが出力される。

フーリエ変換部２０２２は、ピーク成分検出部２０２０の出力を高速フーリエ変換する。

分割逆フーリエ変換部２００４内の合成部２８１２は、送信する信号から、フーリエ変換後の信号（フィードバック信号）をそれぞれ減算し、減算結果を逆フーリエ変換部２８０６，２８１０にそれぞれ与える。

フーリエ変換後の信号は、合成部２０１８から出力される信号成分の内、所定の閾値Ｃ_ｔｈを超える信号成分を表す。この信号成分を、送信する信号系列から減算し、減算後の信号を逆フーリエ変換すれば、ピーク対平均電力比の抑制された信号が得られる。巡回シフト部２０１６による巡回シフトに加えて、フィードバック経路による再帰的な電圧の抑制を行なうことで、ピーク対平均電力比をいっそう抑制することが可能になる。

図２２は、本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図を示す。送信装置は、信号生成部２２０２と、分割逆フーリエ変換部２２０４と、ピーク低減制御部２２０５と、ピーク低減処理部２２０６と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）２２０８と、ガードインターバル付与部２２１０と、アンテナ２２１２とを有する。ピーク低減制御部２２０５は、系列１に対するピーク検出部２２１４と、系列２に対するピーク検出部２２１６と、ピーク低減制御量決定部２２１８とを有する。

信号生成部２２０２には、送信情報が入力され、各サブキャリアに対応する信号内容が形成され、一連の信号系列としてそれらが出力される。

分割逆フーリエ変換部２２０４は、概して図８に関連して説明されたものと同様であり、１つの信号系列を受信し、２組の逆フーリエ変換された信号群として系列１及び系列２を出力する。

ピーク低減制御部２２０５は、系列１及び系列２に対するピーク位置をそれぞれ検出し、ＰＡＰＲの抑制されたＯＦＤＭ信号が形成されるように、ピーク制御信号を出力する。

ピーク検出部２２１４は、分割逆フーリエ変換部２２０４からの系列１の信号の振幅を監視し、所定値を超える振幅値を検出し、その振幅値及びタイミングｔ_ｐをピーク位置として出力する。ピーク検出部２２１６は、系列２の信号の振幅を監視し、所定値を超える振幅値を検出し、その振幅値及びタイミングｔ_ｐ’をピーク位置として出力する。

ピーク低減制御量決定部２２１８は、ピーク検出部２２１４，２２１６からの出力に基づいて、ＰＡＰＲの抑制されたＯＦＤＭ信号が形成されるように、ピーク制御信号を出力する。ピーク制御信号は、上述したような巡回シフト量を示す信号でもよいし、後述するような位相回転量（即ち、重み係数又はウエイト）を示す量であってもよい。即ち、本実施例では、巡回シフトによるピーク低減法、ウエイト制御によるピーク低減法（従来のＰＴＳ法を改善したもの）又はそれら双方により、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲが抑制される。

ピーク低減処理部２２０６は、ピーク低減制御部２２０５からのピーク制御信号に基づいて、分割逆フーリエ変換部２２０４からの出力信号を調整する。巡回シフト法が採用される場合には、系列１及び系列２の間の合成される順序が、ピーク制御信号に従って適切に調整される。ウエイト制御法が採用される場合には、系列１及び系列２の位相回転量を含むウエイトが、ピーク制御信号に従って適切に調整される。

並直列変換部（Ｐ／Ｓ）２２０８は、複数の並列的な信号を直列的な信号系列に変換する。

本実施例では、系列毎に（分割逆フーリエ変換部２２０４に含まれる複数の逆フーリエ変換部毎に）、ピーク検出部２２１４，２２１６にてピーク位置が検出される。ピーク位置は、振幅値及びその時点のタイミングにより特定される。検出されるピーク位置は１つに限定されず、上位ｎ個のピーク位置が検出されてもよい。簡単のため、ｎ＝１の場合であって、巡回シフト法が採用される場合の動作を説明する。ｎ＞１の場合についても同様な処理を行なうことができる。系列１の信号をＳ_１（ｔ）とし、系列２の信号をＳ_２（ｔ）とし、Ｓ_１（ｔ）はＳ_２（ｔ）より大きな振幅値（ピーク）を含んでいたとする。ピーク低減制御量決定部２２１８は、そのようなピーク値の大小関係を判別し、次式に従って巡回シフト量ｔ’を決定する。

ｔ’＝Ａｒｇ ｍｉｎ［｜Ｓ_１（ｔ_ｐ）＋Ｓ_２（ｔ_ｐ＋ｔ”）｜］
ここで、ｔ”は巡回的に信号をシフトさせる時間パラメータを示し、Ａｒｇ ｍｉｎは、引数が最小値をとるときの時間パラメータ（シフト量）を返す関数を表す。ｔ_ｐは系列１の信号Ｓ_１（ｔ）が最大値をとるときの時間パラメータを示す。

ウエイト制御法が採用される場合には、ピーク低減制御量決定部２２１８は、次式を満たす位相回転量θを求めることで、各信号に与える重みを決定する。

ａｒｇ［Ｓ_１（ｔ_ｐ）］＋π＝ａｒｇ［Ｓ_２（ｔ_ｐ）］＋θ
ここで、ａｒｇは引数の位相角を表す。この式から理解されるように、位相回転量θは、系列１のピーク位置と系列２のピーク位置が逆位相で（互いに弱め合って）合成されるように決定される。ピーク低減制御量決定部２２１８はこのような位相関係を調べ、これらが逆位相で合成されるように位相回転量θを求め、ピーク制御信号を作成する。

なお、ピーク低減処理部２２０６で設定することの可能な位相回転量が所定の値に限定されている場合には、それらの所定の値のうち、上記のようにして求められた位相回転量に近いものが選択される。

更に、巡回シフト法及びウエイト制御法の双方が使用される場合には、先ず、系列２に対して、（ｔ_ｐ−ｔ_ｐ’）だけ巡回シフトが行なわれる。ｔ_ｐは系列１の信号Ｓ_１（ｔ）に対するピーク位置を示す。ｔ_ｐ’は系列２の信号Ｓ_２（ｔ）に対するピーク位置を示す。次に、系列２の信号Ｓ_２（ｔ）に対して、
ａｒｇ［Ｓ_１（ｔ_ｐ）］＋π−ａｒｇ［Ｓ_２（ｔ_ｐ’）］
で示される量だけ位相回転が行なわれる。即ち、巡回シフト法により系列１及び系列２の信号のピーク位置が揃えられ、ウエイト制御法によりそれらが逆位相で合成されるように位相が回転させられる。

以後、ピーク制御信号に従って、分割逆フーリエ変換部の出力に巡回シフト又は位相回転が施された後の信号は、直列信号に変換され、ガードインターバルがそれに付加され、最終的にＰＡＰＲの抑制されたＯＦＤＭ信号が作成される。

本実施例によれば、合成前の信号に対してピークの検出が行なわれ、合成前のピーク信号に対応する合成出力のみについて、全ての可能な巡回シフト量及び重み候補を適用した場合の合成出力が生成される。この合成出力におけるピークが最も小さくなるような巡回シフト量及び重みが、最終的な制御量（ピーク制御信号）として決定される。このため、ある情報ビット系列に対応する全ての可能な重み等の候補に対して送信信号を作成し、最適なものを選択していた従来の手法よりも簡易に、最適な送信信号を決定することができる。

上記の実施例では、分割逆フーリエ変換手段は２つの変換手段を有し、２つの系列の信号が出力されていた。以下の例では、２つより多くの系列を取り扱うための手法が説明される。

本発明によるある手法では、系列１，２，３の３つの系列がある場合に（図８の分割部８０２が信号系列を３分割する場合に）、例えば、上記の何れかの実施例のようにして２つの系列の間で最適なシフト量又はウエイトが先ず決定される。そして、系列１とそのシフト量又はウエイトに従って調整された系列２とを合成した系列が求められ、合成された系列と系列３との間で同様な手順が反復され、系列３に関する最適なシフト量又はウエイトが決定される。更に多くの系列があるときも同様にシフト量を求めることが可能である。この手法によれば、図２１に示されるように、Ｎ個の系列に対してＮ−１回のシフト量の決定を順に行なうことで最適なシフト量を求めることができる。１系列ずつシフト量又はウエイトを求めるので、最低２つの系列に対するピーク低減処理部を少なくとも１つ用意すれば、多数の系列に対するシフト量又はウエイトを適切に決定することができる。

本発明による別の手法では、ツリー状に設けられた複数のピーク低減制御部が利用され、多くの系列に関するシフト量又はウエイトが求められる（図９）。これにより、送信信号を速やかに決定することができる。複数のピーク低減処理部の配置は図９に示されるものに限らず、使用されるピーク低減処理部の能力（一度に処理できる系列数等）に依存して、様々な形態を採用することができる。例えば、図１０に示されるように、一度に多数の系列に関するシフト量又はウエイトを求めるピーク低減処理部を利用することも可能である。図示の例では、ピーク低減処理部１，２は、同時に４つの系列に関する最適なシフト量を求めている。これにより、図９に示される場合に比べて、ピーク低減処理部の数を少なくすることができる。これにより、ピーク低減処理部の配置や構成等に関する設計の自由度を増やすことができる。

ＯＦＤＭ方式を使用する送信機の概略ブロック図を示す。 ＯＦＤＭ方式を使用する受信機の概略ブロック図を示す。 ＯＦＤＭ信号を示す図である。 電力増幅器の入出力特性を示す図である。 ＰＴＳ法を用いたＯＦＤＭ方式を使用する送信機を示す図である。 ＰＴＳ法を用いたＯＦＤＭ方式を使用する受信機を示す図である。 本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図を示す。 分割逆フーリエ変換部の詳細なブロック図を示す。 ピーク低減処理部の変形例を示す図である。 ピーク低減処理部の変形例を示す図である。 変調前信号がｍ分割される場合の送信機のブロック図を示す。 本発明の一実施例による受信装置の部分ブロック図を示す。 パイロット信号の挿入場所の一例を表すフレーム構成図を示す。 本発明の一実施例による受信装置の部分ブロック図を示す。 パイロット信号の挿入場所の一例を表すフレーム構成図を示す。 パイロット信号の挿入場所の一例を表すフレーム構成図を示す。 パイロット信号の挿入場所の一例を表すフレーム構成図を示す。 パイロット信号の挿入場所の一例を表すフレーム構成図を示す。 本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図を示す。 本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図を示す。 ピーク低減処理部の変形例を示す図である。 本発明の一実施例による送信装置の部分ブロック図を示す。

符号の説明

７０２ 信号生成部； ７０４ 分割逆フーリエ変換部； ７０６ 並直列変換部； ７０８ ピーク低減制御部； ７１０ ガードインターバル付与部； ７１２ アンテナ； ７１４ ピーク低減制御部； ７１６ 巡回シフト部； ７１８ 合成部；
８０２ 分割部； ８０４，８０８ 直並列変換部； ８０６，８１０ 逆フーリエ変換部；
１２０２ アンテナ； １２０３ ガードインターバル除去部； １２０４ 直並列変換部； １２０６ 高速フーリエ変換部； １２０８ 乗算部； １２１０ 信号検出部； １２１２ シフト量検出部； １２１４ 位相回転量算出部；
１４０２ アンテナ； １４０３ ガードインターバル除去部； １４０４ 直並列変換部； １４０６ 高速フーリエ変換部； １４０８ 補正部； １４１０ 信号検出部； １４１２ チャネル推定部；
１６０２ 巡回シフトされないパイロット信号； １６０４ 巡回シフト済みのパイロット信号；
１９０２ 信号生成部； １９０４ 分割逆フーリエ変換部； １９０６ ピーク低減制御部； １９０８ 並直列変換部； １９１０ ガードインターバル付与部； １９１２ アンテナ； １９１６ 巡回シフト部； １９１８ 合成部； １９２２ 乗算部
２００２ 信号生成部； ２００４ 分割逆フーリエ変換部； ２００６ ピーク低減制御部； ２００８ 並直列変換部； ２０１０ ガードインターバル付与部； ２０１２ アンテナ； ２０１６ 巡回シフト部； ２０１８ 合成部； ２０２０ ピーク成分検出部； ２０２２ フーリエ変換部；
２８０２ 分割部； ２８０４，２８０８ 直並列変換部； ２８０６，２８１０ 逆フーリエ変換部； ２８１２ 減算部；
２２０２ 信号生成部； ２２０４ 分割逆フーリエ変換部； ２２０５ ピーク低減制御部； ２２０６ ピーク低減処理部； ２２０８ 並直列変換部；２２１０ ガードインターバル付与部； ２２１２ アンテナ； ２２１４，２２１６ ピーク検出部； ２２１８ ピーク低減制御量決定部

Claims (11)

1. 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の無線通信システムで使用される送信装置であって、
   送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を複数の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換する分割逆フーリエ変換手段と、
   変換手段の出力信号のピークを変換手段毎に検出するピーク検出手段と、
   前記ピーク検出手段からの出力に基づいてピーク制御信号を出力するピーク制御手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力するピーク低減処理手段と
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 前記ピーク検出手段は、１つの変換手段の出力信号の所定数個のピークを検出し、
   前記ピーク制御信号は、前記所定数個のピークを抑制するように形成される
   ことを特徴とする請求項１記載の送信装置。
3. 前記ピーク低減処理手段が、
   前記複数の変換手段の内少なくとも１つの変換手段から出力される複数の信号の並ぶ順序を、前記ピーク制御信号の示す順序にする巡回シフト手段と、
   前記巡回シフト手段からの出力と、前記少なくとも１つの変換手段以外の変換手段からの出力とを合成する合成手段と
   を備えることを特徴とする請求項２記載の送信装置。
4. 前記ピーク低減処理手段が、
   少なくとも１つの変換手段からの各出力信号の振幅及び／又は位相を、前記ピーク制御信号に従ってそれぞれ調整するウエイト調整手段と、
   前記ウエイト調整手段からの出力と、前記少なくとも１つの変換手段以外の変換手段からの出力とを合成する合成手段と
   を備えることを特徴とする請求項２記載の送信装置。
5. 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の無線通信システムで使用される送信装置であって、
   送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を少なくとも第１、第２及び第３の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換する分割逆フーリエ変換手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号から検出されたピークに基づいてピーク制御信号を出力するピーク制御手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力するピーク低減処理手段と
   を備え、前記ピーク低減処理手段は、前記第１の変換手段から出力される複数の信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に従って調整し、調整された信号と前記第２の変換手段からの信号とが前記合成手段で合成され、
   前記ピーク低減処理手段は、更に、合成後の信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に従って調整し、調整された信号と前記第３の変換手段からの信号とが前記合成手段で合成される
   ことを特徴とする送信装置。
6. 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の無線通信システムで使用される送信装置であって、
   送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を複数の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換する分割逆フーリエ変換手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号から検出されたピークに基づいてピーク制御信号を出力するピーク制御手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力するピーク低減処理手段と、
   前記ピーク低減処理手段から出力される信号と、別の信号とをピーク制御信号に従って合成して出力する別のピーク低減処理手段と
   を備えることを特徴とする送信装置。
7. 前記別の信号が、更に別のピーク低減処理手段からの出力である
   ことを特徴とする請求項６記載の送信装置。
8. 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の無線通信システムで使用される送信装置であって、
   送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を複数の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換する分割逆フーリエ変換手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号から検出されたピークに基づいてピーク制御信号を出力するピーク制御手段と、
   前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力するピーク低減処理手段と、
   を備え、複数のサブキャリアを含む周波数グループが複数個用意され、前記ピーク低減処理手段における位相及び／又は順序の調整が、前記周波数グループ毎に行なわれる場合において、
   前記ピーク低減処理手段への入力信号に多重化された第２のパイロット信号と、前記ピーク低減処理手段からの出力信号に多重化された第１のパイロット信号とを送信する
   ことを特徴とする送信装置。
9. 複数のサブキャリアを含む周波数グループが複数個用意され、前記ピーク低減処理手段における位相及び／又は順序の調整が、前記周波数グループ毎に行なわれる場合において、
   前記第２のパイロット信号が、一部のサブキャリアに挿入される
   ことを特徴とする請求項８記載の送信装置。
10. 前記ピーク低減処理手段で合成される前の信号のピークが検出され、検出されたピーク位置において、前記別の信号が合成された場合の振幅が小さくなるように、前記ウエイト又は前記並ぶ順序が決定される
    ことを特徴とする請求項１記載の送信装置。
11. 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の無線通信システムで使用される送信装置が、
    送信する信号系列を複数に分割し、分割された信号系列を複数の変換手段でそれぞれ逆フーリエ変換し、
    変換手段の出力信号のピークを変換手段毎に検出し、
    検出結果に基づいてピーク制御信号を出力し、
    前記分割逆フーリエ変換手段の出力信号のウエイト又は並ぶ順序を、ピーク制御信号に応じて調整し、調整済みの信号と別の信号とを合成して出力する場合であって、
    複数のサブキャリアを含む周波数グループが複数個用意され、前記ピーク低減処理手段における位相及び／又は順序の調整が、前記周波数グループ毎に行なわれ、前記ピーク低減処理手段への入力信号に多重化された第２のパイロット信号と、前記ピーク低減処理手段からの出力信号に多重化された第１のパイロット信号とが送信される場合に、
    前記ピーク制御信号の内容に従って受信信号を調整する調整手段
    を備え、同一の周波数グループ内に挿入された複数の第１のパイロット信号から算出された複数のチャネル推定値を平均化することで、チャネル推定値が補正されることを特徴とする受信装置。

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