JP2012506188A - 電気通信方法及びシステム - Google Patents

Abstract

電気通信ネットワーク上で送信するためのデータの符号化方法は、周波数ドメインの複数の実データブロック内に少なくとも１つの制御またはパイロットデータブロックを埋設し、実データブロック中の実データを制御又はパイロットデータブロック中の制御又はパイロットデータで変形し、実データブロックと制御又はパイロットデータブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調するステップを含んでいる。
【選択図】図７

Description

本発明は電気通信信号を符号化及び復号するための方法及びシステムに関する。

大部分の広帯域ＯＦＤＭ（直角周波数分割多重）システムは多数の変調されたデータサブキャリアを有し、これらは大きい周波数帯域幅にわたって送信される。ＯＦＤＭの利点は、各サブキャリアにおけるデータレートを下げることによりデータ処理能力を改良するが、より多くのサブキャリアを単に送信することによってデータ処理能力を増加することである。雑音またはチャンネル問題が存在するとき各サブキャリアにおけるデータレートを減少することは増加されたデータ転送が存在することを可能にする。これらの技術はｘＤＳＬ、ＩＥＥＥ８０２．１１、ＩＥＥＥ８０２．１６、ＬＴＥシステムのような多くの無線及び固定された有線システムで非常に効率的であることが証明されている。それ故高いデータレートが可能である。符合間干渉及び多チャンネルフェーディングを減少する付加的な方法はまた、ガードインターバルまたは巡回プレフィックス拡大を含めるか、パイロットトーンをＮ個のサブキャリアフレーム送信内の固定された位置のサブキャリアに挿入することにより組み込まれる。ＯＦＤＭは多くの利点を与えるが、このようなシステムに関連される２つの問題はＰＡＰＲ（ピーク対平均電力比）の高い瞬時値と、高速フェーディングのマルチパス移動チャンネルである。

送信機出力における個々のサブキャリアの合計のために、電力の非常に高い瞬時値が存在する確率が存在する。残念ながら、送信機の高出力増幅器（ＨＰＡ）のダイナミック範囲は通常、ＰＡＰＲバリエーションのダイナミック範囲より低く、したがって信号を非常に歪ませる。さらに大部分のＨＰＡは本来非線形であるので、高いＰＡＰＲ信号に重大な歪みを常に与える。高いＰＡＰＲ値の結果として受信機におけるビットエラーの誘発と、ＨＰＡ歪から生じる周波数スペクトルスプラッタによる潜在的なチャンネル間または周波数間干渉が生じる。ＯＦＤＭシステムにおけるＰＡＰＲの減少に対する多数の解決策が存在し、これらにはクリッピング、濾波、位相シフト、ブロックコード化、選択されたマッピング、トーン挿入技術が含まれている。しかしながらこれらの技術はそれら固有の欠点を有し、歪の発生、特にサイド情報または追加的情報の送信が必要である。この追加的情報はデータまたはパイロットがＰＡＰＲを減少するために変更され、処理能力を減少させ、またＰＡＰＲ自体に影響する態様を受信機が知ることを可能にするために必要とされる。

移動体ＯＦＤＭシステムはマルチパスチャンネルフェーディングの存在により影響を受ける。フェーディングは特に高い移動体速度または高いＧＨｚ周波数送信キャリアで深刻になるので、マルチパスフェーディングはさらに除去が困難になり、ビットエラーレート（ＢＥＲ）が増加しデータレートが減少するのでサービスの品質を劇的に減少させる。マルチパスフェーディングの除去を助けるための解決策はＯＦＤＭシステム内にパイロットトーン又は訓練シーケンスを挿入することである。これらのパイロットトーンは受信機等化器がチャンネル状態を評価しデータを修正することを可能にする。パイロットトーンに関する主な問題はこれらがデータの修正において限定された能力しか有しないことである。チャンネル状態は急速に変化するフェーディング環境において、サブキャリアによっておよびフレームによって大きく変化する可能性があり、したがってＢＥＲでさらに低い限度を限定しない。

ここで参考文献として内容が組み込まれているWO2004/084513には、異なる形態のパイロットをＯＦＤＭ送信へ埋設する概念が記載されている。これにおいて、制御データブロックは複数の実データブロック内に埋設される。実データブロックは１以上の送信サブキャリア信号によって変調され、制御データブロックは実データブロックの変調に使用されるあらゆる送信サブキャリアで変調される。WO2004/084513に記載されている技術は制御位相角度の知識なしに受信された信号が復号されることを可能にする。

WO2004/084513は時間フレーム間の動的な可変性の問題を解決するが、ＯＦＤＭフレーム内の個々のサブキャリア間の動的な可変性の問題を解決しない。

本発明の１特徴によれば、周波数ドメインの複数の実データブロック内に少なくとも１つの制御データブロックを埋設し、実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調し、実データブロックを変調するために使用されるあらゆる送信サブキャリアで制御データブロックを変調するステップを含んでいる電気通信ネットワーク上で送信するためのデータの符号化方法が与えられる。

本発明の別の特徴によれば、周波数ドメインの複数の実データブロック内に少なくとも１つの制御またはパイロットデータブロックを埋設し、実データブロック中の実データを制御又はパイロットデータブロック中の制御又はパイロットデータによりコンボリュートし、実データブロックと制御又はパイロットデータブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調するステップを含んでいる電気通信ネットワークにわたって送信するためのデータの符号化方法が与えられる。

方法は、クラスタまたはグループを形成するため２以上の実データブロックと少なくとも１つの制御データブロックを共にグループ化し、クラスタ内で制御データブロック中の制御データの少なくとも幾つかで各実データブロック中の実データをコンボリュートするステップを含むことができる。多数のクラスタまたはグループが形成されることができる。多数の制御データブロックは各クラスタまたはグループで与えられることができ、各実データブロックは各制御データブロック中の少なくとも幾つかの制御データでコンボリュートされることができる。多数の同一の制御データブロックが与えられることができる。

コンボリュートするステップは、位相角度が各実データブロックを制御データブロック中の対応するエントリの位相角度でコンボリュートすることを含むことができる。

制御データブロックの各位相角度はランダムに割当てられることができる。

制御データブロックの各エントリは実データブロックの対応するエントリの位相角度の関数である位相角度を有することができる。制御データブロックの各エントリの位相角度は実データブロックの対応するエントリの位相角度の和であることができる。

コンボリュートは各実データサブキャリアの位相角度から全ての他の実データサブキャリアの全ての対応するエントリの全ての位相角度を減算する処理を含むことができる。

制御またはパイロットデータは実データブロックの実質的に中間に埋設されることができる。

方法は位相が予め定められたシーケンスにしたがうように各制御またはパイロットへ位相シフトを適用する処理を含んでいる。

方法は送信される実及び制御データを暗号化する処理を含むことができる。これは制御データの位相スケーリングファクタと、実データの異なる位相スケーリングファクタとを使用する処理を含むことができる。

本発明の別の特徴によれば、電気通信ネットワーク上で受信されるデータを復号する方法が与えられ、その方法は周波数ドメインの複数の変調された実データブロック中に埋設された変調された制御ブロックを受信し、受信された制御データブロックを識別し、受信された制御データブロックの各エントリと受信されたデータブロックの対応するエントリとを使用して実データを評価するステップを含んでいる。評価は受信された実データの各エントリを制御データの対応するエントリで除算する処理を含むことができる。

本発明の別の特徴によれば、電気通信ネットワーク上で送信されるデータのＰＡＰＲを最適化する方法が与えられ、その方法は複数の実データブロック内に制御データブロックを埋設し、実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調し、実データブロックを変調するために使用される各送信サブキャリアで制御データブロックを変調し、各変調されたデータブロックへ位相シフトを付加し、その位相シフトに対するＰＡＰＲを決定し、最適のＰＡＰＲを与える位相シフトを決定するためにこれを反復するステップを含んでいる。これは時間及び周波数ドメインの両者で行われることができる。

本発明のさらに別の特徴によれば、電気通信ネットワーク上でデータを送信する方法が与えられ、その方法はｍ×ｎ個のクラスタを形成するために周波数及び時間ドメインの複数の実データブロック内に少なくとも１つの制御データブロックを埋設し、ｍおよびｎは両者ともに１よりも大きく、実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調し、実データブロックを変調するために使用される各送信サブキャリアで少なくとも１つの制御データブロックを変調するステップを含んでいる。

単一の制御ブロックが与えられる場合、これはクラスタ内の任意の位置に置かれることができ、例えばここでクラスタは対称的であり、制御ブロックがその中央にあることができる。多数の制御データブロックが設けられる場合、これらは同じであってもよい。

付加的にまたは代わりに、多数の制御データブロックが設けられる場合、制御データブロックの数は実データブロックの数と同じであってもよい。

本発明のさらに別の特徴によれば、電気通信ネットワーク上でデータを送信する方法が与えられ、その方法はクラスタを形成するために複数の実データブロック内に少なくとも２つの同一の制御データブロックを埋設し、実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調し、実データブロックを変調するために使用される各送信サブキャリアにより少なくとも２つの制御データブロックを変調するステップを含んでいる。

実データブロックは周波数及び時間ドメインにあることができ、クラスタはｍ×ｎクラスタであることができ、ここでｍとｎは１よりも大きい整数である。

制御データブロックの数は実データブロックの数と同じであることができる。制御ブロックの数は実データブロックの数よりも大きくてもよい。

したがって、本発明のさらに別の特徴によれば、２以上の同一の変調された制御データブロックと共に送信された信号を復号する方法を提供し、その方法は少なくとも２つの変調された制御ブロックを識別し、送信チャンネルの歪みまたはバリエーションの評価を行うためにこれを使用するステップを含んでいる。

方法は受信され変調された制御ブロックの１つを別の受信された制御ブロックによって除算する処理を含むことができる。送信された制御ブロックは同じであったので、チャンネル変化又は歪みなしに、この除算の結果は１であるべきである。しかしながら実際に、これはありえそうもなく、単一の値からの任意のバリエーションはチャンネルのバリエーションの相対的な尺度を示すものである。この相対的な尺度は実データブロックの復号を修正するために使用されることができる。

本発明の種々の方法は任意のハードウェア又はソフトウェア或いはコンピュータベースのシステム又は装置で実行されることができる。例えば個人の移動体通信装置または移動体／無線電話機或いは電気通信能力を有するコンピュータ又はデジタル放送無線又はデジタルテレビジョン或いはセットトップボックス又は任意の無線ネットワーク化された装置のような、任意の電気通信装置である。

２：１のフレーム内の埋設されたコンボリューション変調（ＥＣＭ）技術のための時間ドメインサブキャリアマップを示す図である。 ２：１のフレーム内ＥＣＭに対する周波数時間ドメインサブキャリアマップの図である。 ＰＡＲＴ最適化プロセスのフロー図である。 ４：１のフレーム内ＥＣＭに対する周波数時間ドメインサブキャリアマップの図である。 異なる連続的なフレーム内ＥＣＭ構造を示している周波数時間ドメインサブキャリアマップを示す図である。 フレーム間-内ＥＣＭクラスタ化を示している周波数時間ドメインサブキャリアマップの図である。 さらに多くの埋設されたパイロットを有するフレーム間-内ＥＣＭクラスタリングを示している周波数時間ドメインサブキャリアマップの図である。 フレーム内クラスタ内の２以上の位置における同一の埋設されたパイロットの位置付けを示す図である。 標準的な移動体ＷｉＭａｘパイロットダウンリンククラスタ内に位置される同一の埋設されたパイロットの１例を示す図である。 通常の６４ＱＡＭ移動体ＷｉＭａｘ送信及び暗号化された６４ＱＡＭ移動体ＷｉＭａｘ ＥＣＭ送信を示す図である。

本発明の種々の特徴は添付図面を参照して単に例示として説明される。

本発明はWO2004/084513号明細書に基づいて構築されている。WO2004/084513号明細書の基本技術の幾つかを説明する。これらはここでは一般的に、埋設されたコンボリューション変調（ＥＣＭ）と呼ばれている。

WO2004/084513号明細書では、制御／較正情報を有するパイロット符合データはＯＦＤＭでＮ個のブロックのＭ個のサブキャリアデータ送信流内に埋設される。全てのＭ個のサブキャリアはパイロット／制御符合自体の送信で使用される。各データブロックはパイロット符合情報によりコンボリュートされることが好ましい。データブロック及びパイロット制御ブロックは全ての送信されたサブキャリアデータ位相角度でコンボリュートされることができる。受信において、受信されたデータはパイロット制御ブロックの使用でデコンボリュートされる。

一連のＮ個のデータブロックが以下参照するようにＭ個のサブキャリアＯＦＤＭシステムで逐次的に送信され受信される。

チャンネル歪みは各サブキャリアについて異なっているが、Ｎ個のブロック送信の期間を通して一定に維持されていると仮定する。パイロット制御データブロック、ブロックｋはＮ個のデータブロックの１つとして埋設され、復号及びチャンネル歪み除去目的で制御情報として使用される。より複雑な構造は任意の通常のＮ個のデータブロック送信で２以上のパイロット制御データブロックを含むことである。

ＯＦＤＭサブキャリア表示を仮定すると、各Ｎ個のデータブロックはＭ個のサブキャリアを有し、各サブキャリアは変調された情報を含み、これは適切なＩおよびＱ座標値を通して表示されている散布図中の１点により表されることができる。ＯＦＤＭでは、Ｎ個のブロック送信における各サブキャリアの符号化された要素は次式のように表されることができる。
Ｘ_ｎｍ０＝Ｉ_ｎｍ０＋ｊＱ_ｎｍ０＝Ａ_ｎｍ０ｅｘｐ（ｊφ_ｎｍ０）
ｎ＝１，２…Ｎ； ｍ＝１，２…Ｍ
ここで、Ｘ_ｎｍ０はデータブロックｎ、サブキャリアｍにおけるもとの符号化された直交信号であり、Ｉ_ｎｍ０はデータブロックｎ、サブキャリアｍにおけるもとのＩ符号化されたデータであり、Ｑ_ｎｍ０はデータブロックｎ、サブキャリアｍにおけるもとのＱ符号化されたデータである。下付け「０」は任意のコンポーネントのもとの実数値を指す。上記情報はＮ個のブロック内のサブキャリアの送信シーケンスの形態で表されることができる。即ち、

ここで、Ｘ_１１０はデータブロック１、サブキャリア１のもとの符号化された直交信号であり、Ｘ_２１０はデータブロック２、サブキャリア１のもとの符号化された直交信号である。

メッセージを符号化するため、最初にパイロット制御データブロックｋは次式により与えられる予め定められた直交送信値を有するＭ個のサブキャリアを有する。
Ｘ_ｋｍ０＝Ｉ_ｋｍ０＋ｊＱ_ｋｍ０
ここで、Ｉ_ｋｍ０＝Ａ_ｋｍ０ｃｏｓφ_ｋｍ０であり、Ｑ_ｋｍ０＝Ａ_ｋｍ０ｓｉｎφ_ｋｍ０（ｍ＝１，２…Ｍ）である。

一般的に、パイロットデータブロックｋはＮブロック送信の中間部で送信されるべきであり、それによってこれはチャンネル歪み及び減衰の効率的な「中間」の尺度を表す。勿論、システムはチャンネル歪み条件の重大度に基づいて適応Ｎおよびｋ依存であることができる。

Ｎ個のデータブロック中の全てのＭ個の送信されたサブキャリアはデータブロックｋ中のサブキャリアとは別に、パイロット制御データブロック位相角度φ_ｋｍ０により位相角度コンボリュートされる。第１の例では、コンボリューションは簡単であり、即ちブロックｋのｍ番目のサブキャリア位相角度、つまりφ_ｋｍ０は、新しい符号化およびＩＦＦＴへ転送する前に他のＮ個のデータブロックのｍ番目のサブキャリア位相角度Φ_ｎｍ０へ付加される。換言すると、変調前に、サブキャリアｍへの変調を意図されるコンステレーション図上の各データ点はサブキャリアへの変調のため新しいコンボリュートされたＩおよびＱ値を与えるためφ_ｋｍ０により回転される。

サブキャリア情報を有する送信されたデータブロックシーケンスはパイロットデータがパイロットデータサブキャリアのブロックとして考えられることができる場合、以下のように表されることができる。

このシーケンスはコヒーレントな検出器システムに送信される。減衰及びチャンネル歪みの影響を受けた後、同位相及び直角コンポーネントは次式のように測定される。
Ｘ_ｎｍ＝Ｉ_ｎｍ＋ｊＱ_ｎｍ＝Ａ_ｎｍｅｘｐ（φ_ｎｍ）
これは以下の形態で表されることができる。

ここで、Ｉ_ｎｍ、Ｑ_ｎｍ（ｎ＝１，２，…Ｎ）は減衰及びチャンネル歪みが存在する場合Ｎ個のデータブロックのｍ個のサブキャリアの復号されたＩおよびＱコンポーネントであり、Ａ_ｎｍ０、φ_ｎｍ０は各データブロック中のもとの（コンボリュートされていない）データの振幅および位相角度値であり、再度予め規定された正規化されたコンステレーション図を示し、Ａ_ａｔｔは信号の減衰係数であり、Ｈは信号歪みエコーの効果を表すチャンネル歪みである。

送信機の電力利得は各式に含まれることができる。これはＡ_ａｔｔ内に含まれることができる。しかしながらＡ_ａｔｔＨがＮ個のブロック送信にわたって一定であるか変化が少ないと考えられる限り、Ａ_ａｔｔとチャンネル歪の両者を除去し、もとの送信され正規化されたＩおよびＱの大きさをデータブロックｋの送信された値に基づいて回復することが可能である。

パイロット制御データブロック符合について最小化された波高ファクタを与えることはＯＦＤＭシステムでは問題である。しかしながらこれはパイロット制御データブロックで各サブキャリアについてのランダムな位相割当てを使用することによって部分的に解決されることができる。パイロット制御データブロックでの各サブキャリアについての位相φ_ｋｍ０割当てが規定される限り、適切なサブキャリアφ_ｋｍ０値は全てのデータブロック送信についての変調前に各もとのサブキャリア位相角度に付加されることができる。データがサブキャリアで変調されると、このことはサブキャリア１について、φ_ｋ１０が（Ｎ−１）データブロック中の全ての第１のサブキャリアの位相角度に付加され、φ_ｋ２０が全ての第２のサブキャリアの位相角度に付加される等である。

各受信されたＸ_ｎｍ信号を受信された制御データブロック信号Ｘ_ｋｍで割算するとＡ_ａｔｔＨを除去し、次式を生じる。

測定されたＩ_ｎｍとＱ_ｎｍの値に関しては、

Ａ_ａｔｔＨは、各サブキャリアチャンネルで必要とされているならば、次式を使用して評価されることができる。
Ａ_ａｔｔＨ＝Ｘ_ｋｍ／Ａ_ｋｍ０ｅｘｐ（ｊφ_ｋｍ０）
複素数の若干の簡単な操作および実数部と虚数部を等しくした後、以下のアルゴリズムが各データブロック及びサブキャリアについての正規化されたもとの送信された振幅及び位相コンポーネントの評価を生じる。これらは測定されたコヒーレントな検出された直角成分にしたがってもとの正規化された送信されたデータブロックｋパラメータに関連していることに注意すべきであり、即ち、

これらの式では、＾Ａ_ｎｍは真の正規化された既知値Ａ_ｋｍ０に関するデータブロックｎのサブキャリアｍの真の振幅Ａ_ｎｍ０の評価を示し、＾φ_ｎｍは本来送信されたデータブロックｎのサブキャリアｍの位相成分φ_ｎｍ０の評価を示している。＾Ｉ_ｎｍと＾Ｑ_ｎｍにより示されるデータブロックｎのサブキャリアｍの真の直交成分Ｉ_ｎｍ０とＱ_ｎｍ０の評価も既知のデータブロックｋパラメータに関して評価されることができ、前述の式の若干の操作後に次式のように評価されることができる。

代わりの符号化方式が送信されたブロック信号内でφ_ｋ０をコンボリュートせずに実行されることができるが、依然としてデータブロック送信に制御データブロックｋを埋設し、即ち、

この状況では、復号アルゴリズムは次式になることを容易に示すことができる。

別の技術では、Ｎ個のデータブロックはＮ個のブロック送信期間中に存在すると推測される同じエコーチャンネル歪みＨと共に順次に送信される。データブロックｋは次式により与えられる既知の正規化された真の直角値により復号の目的でパイロット制御データブロックとしてストリームのいずれかの場所に埋設される。
Ｉ_ｋｍ０＝Ａ_ｋｍ０ｃｏｓφ_ｋｍ０およびＱ_ｋｍ０＝Ａ_ｋｍ０ｓｉｎφ_ｋｍ０
さらに、第１の技術のように、もとのデータブロックの位相角度は制御データブロック位相角度によりコンボリュートされ、送信されたデータブロックに埋設される。しかしながらこの場合、これはＭ個のサブキャリアの各Ｎ個のブロックについて送信される実際のデータが次式により与えられると想定して行われる。
ブロックｎのサブキャリアｍにおけるデータ＝Ａ_ｎｍ０ｅｘｐ（ｊφ_ｎｍ）（ｎ≠ｋ）
第２の技術を使用するＮ個のデータブロックについての送信されたデータの通常の符号化は以下のように各サブキャリアｍについて規定される。

この場合、実際のデータブロックは全ての他の送信された（Ｎ−１）このデータブロックの位相角度の減算を含んでいるコンボリュートされた位相角度を有し、これは同じサブキャリアを使用する。制御データブロックは全てのサブキャリアデータブロック位相角度の単なる加算である位相角度を有する。用語α_ｎｍ（ｎ＝１，２…Ｎ）はサブキャリアにおける各符号化された位相角度のコンボリューションと関連される定数である。各サブキャリアについての上述の符号化アルゴリズムは以下の形態に書き直されることができる。

パイロット符合サブキャリアの振幅は増加されることができるが、パイロット制御データブロックは全てのサブキャリアを横切って位相角度のよりランダムな割当てを有する。パイロット制御データブロックの各サブキャリアは全ての送信されたデータブロック中の同じサブキャリアからの全ての位相角度の加算を必要とするのでこのことが生じる。この効果は送信されているデータにしたがって、パイロット制御データブロックのサブキャリア位相角度をランダムに割当てることであり、ランダムなキャリア位相の外部割当てによってではなく単に設計によって、減少された波高ファクタを生じる。

受信機において、コヒーレントな検出器はコンボリュートされたＩおよびＱ値の尺度を与え、これはチャンネル歪みを通して影響を受けている。これらは次式のように示される。

Ｎ個のブロック内のサブキャリアの送信は以下のように表されることができる。

復号は受信されたサブキャリア信号を受信されたサブキャリアパイロット制御ブロックｋ信号により割算することにより第１の技術と類似の方法で実現される。これは次式を生じる。

測定されたＩ_ｎｍとＱ_ｎｍ値に関して、

第２の技術を使用して符号化されているデータの各もとのセットについての真の正規化された振幅及び位相角度の評価は次式により与えられることができることを容易に示すことができる。

ＥＣＭの最も簡単な実施形態の１つは符合サブキャリア送信を２、３または４…等の連続的なサブキャリアグルーピングへ区分することである。図１は基本的な２：１ ＥＣＭフレーム間コンボリューション方法の周波数−時間ドメインマッピングの１例を示している。２：１ ＥＣＭでは、送信されたサブキャリアは２の連続的なグループへ共に集められる。
［［Ｓ_１ Ｓ_２］［Ｓ_３ Ｓ_４］・・・］
２つのデータサブキャリアの各グルーピング内で、Ｅにより示される新しいサブキャリアが構成され、各グルーピング内のもとの２つのサブキャリア間の中間に埋設される。グループ、即ちＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_３…のもとのサブキャリアはその後Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_３…等により示される新しいサブキャリアを形成するため幾つかの方法で変更される。各フレーム中のサブキャリアクラスタの新しい送信はその後次のように表される。
［［Ｄ_１ Ｅ_１ Ｄ_２］［Ｄ_３ Ｅ_２ Ｄ_４］・・・］
この新しい埋設されたサブキャリアはＥ＝Ａ_Ｅｅ^ｊθＥにより規定され、ここでＡ_Ｅとθ_Ｅはサブキャリアの振幅及び位相を表している。埋設されたサブキャリアは各グループ内のサブキャリアを伝送する２つのデータの位相の簡単なコンボリューションの位相θ_Ｅの構成された形態を有する。振幅Ａ_Ｅは選択が可能であるが、通常は受信機で知られ固定された定数（通常は≧１）であるように選択される。もとのデータサブキャリアの振幅はＥＣＭの最も簡単な形態で不変である。しかしながら構成され埋設されたサブキャリア位相θ_Ｅはまたグループ内の２つのデータサブキャリアについての変更されたデータサブキャリア位相を発生するために２つのデータサブキャリアの位相に付加される。周波数サブキャリア情報の結果的な送信シーケンスは次式のようになる。

ここでＡ_Ｅ１、θ_Ｅ１、Ａ_Ｅ２、θ_Ｅ２はそれぞれＥＣＭサブキャリアグループ１と２に対する埋設されたサブキャリア振幅及び位相を表しており、Ａ_１，（φ_１＋θ_Ｅ１），Ａ_２，（φ_２＋θ_Ｅ１）とＡ_３，（φ_３＋θ_Ｅ２），Ａ_４，（φ_４＋θ_Ｅ２）はもとのＯＦＤＭ送信の変更された第１の４つのサブキャリアの振幅および位相を表している。したがって、各ＥＣＭサブキャリアグループ内の全ての３つのサブキャリアは送信を意図された２つのデータサブキャリアに関連される送信情報の埋設されたコンボリューションを伝送する。

受信において、２：１ ＥＣＭ送信の各サブキャリアは急速な周波数選択チャンネル条件、例えばマルチパスフェーディング歪みにより影響される。式（１４）で表されている図１からの簡潔なＥＣＭサブキャリアグループ１を考慮する。推定は、この２：１ ＥＣＭサブキャリアグループ送信内で、チャンネルの影響が（ＦＤＲＭサブキャリア送信に類似して）第１の近似では、サブキャリアＤ_１とＥ_１との間でそれ程変更されない。第１の近似と同様に、チャンネルはサブキャリアＥ_１とＤ_２との間で大きな変更はない。この場合には以下示すように、Ｄ_１とＥ_１およびＥ_１とＤ_２との間のチャンネルバリエーションの影響を除去することが可能であり、もとのＯＦＤＭサブキャリアＳ_１とＳ_２を回復することが可能である。送信グループの中間におけるＥ_１を選択する理由は明白ではない。チャンネルが３つのサブキャリアグループ送信にわたってより劇的に変化しても、Ｄ_１とＥ_１およびＥ_１とＤ_２の間のチャンネルのバリエーションは重大ではなく、実際にサブキャリア間の高速度フェーディング環境においてより正確にチャンネルを除去することを助ける。このチャンネル除去プロセスは以下のようにさらに詳細に概説される。

再度２：１ ＥＣＭ送信グループ１を考慮する。簡単にするためにＨがサブキャリアのグループに影響する高速度フェーディングチャンネルを表すとする。Ｗ_ＥＣＭにより示される、チャンネルにより影響されるサブキャリアの測定された受信機グループ１のセットは次式により表される。
Ｗ_ＥＣＭ＝［Ｘ_１ Ｚ_１ Ｘ_２］ （１５）
ここで、

ここでＩ_Ｘ１、Ｑ_Ｘ１、Ｉ_Ｅ１、Ｑ_Ｅ２、Ｉ_Ｘ２、Ｑ_Ｘ２はチャンネルの存在から生じるＤ_１、Ｅ_１、Ｄ_２のＩ−Ｑコンステレーション点を表している。

復号化は以下のように行われる。受信された信号Ｘ_１はＺ_１により割算され、その後Ａ_Ｅ１、即ち送信機で予め規定され固定され受信機でも知られている埋設されたサブキャリアの既知のもとの振幅により乗算される。同様に、Ｘ_２もＺ_１により割算され、Ａ_Ｅ１により乗算される。したがってこれらの演算を実行すると次式が得られる。

通常のＯＦＤＭフレーム中の逐次的なフレームにわたって同一のサブキャリアで送信される準備がなされているもとのデータは、完全に除去された高速度フェーディングマルチパスチャンネルの効果により回復されていることが認められる。さらにこの技術の利点は、Ｉ−Ｑコンステレーション図上のその固定された振幅とは別に受信機が埋設されたサブキャリアの特性についての知識をもたずに、もとのデータが回復されることである。

大部分の受信機では、式（１７）と（１８）で得られるＩおよびＱ値は各コンステレーションビットパターンについて測定された値である。雑音が存在するならば、これらはもとの送信された値の「見積もり」になり、＾Ｉ_１、＾Ｑ_１、＾Ｉ_２、＾Ｑ_２により示される。（１７）と（１８）からＩおよびＱの評価された値は、以下の復号アルゴリズムを通して受信機で測定された値Ｉ_Ｘ１、Ｑ_Ｘ１、Ｉ_Ｚ１、Ｑ_Ｚ１、Ｉ_Ｘ２、Ｑ_Ｘ２から決定される。

必要ならば、Ｈ_Ｄ１により示されるＤ_１の送信期間中に生じるチャンネルは次式を通して評価されることができる。

＾θ_１＝＾θ_１（＾φ_１，＾φ_２）に留意すると、このことは（２２）と（２６）から評価された値＾φ_１と＾φ_２の知識に基づいて常に知られる。同様に、Ｈ_Ｅ１により示される埋設されたサブキャリアＥ_１の送信期間中に生じるチャンネルは次式により評価されることができる。

Ｈ_Ｄ２により示されるＤ_２の送信期間中に生じるチャンネルは次式によって評価されることができる。

チャンネルがサブキャリアグループを横切って大きく変化しないならば、全ての３つのチャンネルの評価は同じであり、即ち、

一定でありそれ故受信機で知られるようにθ_１の値を選択することが可能であり、またはコンボリュートされたデータの関数として一般式を通して得られることができる。

他の構造、即ち３：１、４：１ ＥＣＭが与えられるとき、コンボリュートされた位相角度は多くの形態を取ることができ、一般式は次式である。

変更された位相は次式により与えられる。
φ_Ｄｎ＝（β_ｎφ_ｎ＋θ_Ｅ１）
値α_ｎとβ_ｎはそれぞれ埋設及び変更された位相に関連される位相角度の適切な係数乗算器である。最も簡単な構造はα_ｎ＝αとβ_ｎ＝βを使用するが、係数の選択は予め規定されたシリーズからであるか、または単に適切な定数値に設定される。

図２は２：１ フレーム内ＥＣＭについての周波数時間ドメインサブキャリアマップを示している。これにおいて、コンボリューションは、（ａ）同じフレーム内の周波数サブキャリア間の各フレーム内で本質的に、または（ｂ）フレームを横切って、即ち同じフレーム内で、および近隣又は近くのフレームを横切って、即ちフレーム間−内で同時に内部で発生する。

（ａ）フレーム内コンボリューション変調クラスタ
フレーム内コンボリューションでは、各フレーム内のサブキャリアは最初に２つの周波数サブキャリアのグループへ区分化される。例えば送信される第１のＯＦＤＭフレームでは、区分化は次のように行われる。

ここで、Ｓ_１，Ｓ_２…は各サブキャリアで変調されたデータを表している。埋設されたサブキャリアＥは３つのサブキャリアのクラスタグループを形成するために２つのデータサブキャリアの中間に挿入され、埋設されたサブキャリアのいずれかの面の各２つのもとのサブキャリアの位相は埋設されたサブキャリア位相θの付加により変更される。θの位相選択はWO2004/084513号明細書に記載されているようにコンボリューションに対して同じである。この構成の周波数時間ドメインマップは２：１ フレーム内ＥＣＭのサブキャリアマップについて図２に示されている。結果的な送信フレームは次のようになる。

ここで埋設された送信図はサブキャリアのブロック内に個々に埋設されたサブキャリアと考えられる。

各サブキャリアがマルチチャンネルの影響を受けるとき、受信される信号は次の形態である。

チャンネルが各隣接するサブキャリア間で大きく変化しないと仮定する。即ち、
Ｈ_１＝Ｈ_Ｅ１＝Ｈ_２；Ｈ_３＝Ｈ_Ｅ２＝Ｈ_４等。

その後、各クラスタで割算すると、受信されたサブキャリア信号×受信されたパイロットは次式を生じる。

埋設されたパイロットによる受信された信号の割算は現在除去されているチャンネルで回復されているもとのデータを生じることが分かる。アルゴリズムはWO2004/084513号明細書で概説されているようなアルゴリズムである。回復の正確度は２つのファクタ、即ち雑音の存在とチャンネル状態にしたがう。

フレーム内ＥＣＭ構造内では、各フレームは埋設されたパイロットを有する複数のクラスタからなる。例えばＮ個のフレーム内ＥＣＭクラスタを有するＯＦＤＭフレームを取り、ここでは各クラスタは１つのＥＣＭ埋設されたパイロットを有することができる。個々のクラスタ内の全てのサブキャリアはデータの回復に影響せずに同じ位相オフセットの付加により調節されることができる。例えば前述したように最も簡単な２：１ ＥＣＭでは、各クアスタは随意選択的な位相シフトを与えられているので、復号化は依然として回復されたデータを与える。各クラスタの位相調節はｄにより示され、以下が得られる。

チャンネルが含まれ、前述したようにサブキャリア間のチャンネルバリエーションが大きく変化しないことを仮定すると、ＥＣＭ復号化の適用は前述したことと同じ結果を生成することが明白である。これは受信機が個々のクラスタ位相シフトに関して透明であるので重要な結果である。位相シフトが発生したことを示すために送信されるオーバーヘッドは存在しない。したがって各クラスタは幾つかの方法で独立して位相シフトされることができ、それによってフレームの結果的なＰＡＰＲは減少されることができ、その全ては受信機により知られる必要はない。それ故、受信機が技術の知識を必要とせずに、クラスタ位相化技術を通して各フレームのＰＡＰＲを最適化する複数の方法を提供することが可能である。

ＰＡＰＲを減少する例にはｄのランダム値でクラスタを位相シフトすることを含むことができる。また、例えば８つのプロセスの複数のランダム位相化プロセスは同じフレームで使用されることができ、位相化プロセスが最低のＰＡＰＲを与えるフレームは送信機であることができる。これは幾つかの方法でＳＬＭ（選択されたマッピング）に類似しているが、この場合には、プロセスは受信機に対して透明である。同等に、逐次的な位相化システムプロセスは最適化されたクラスタ位相化を通して各フレームに適用されることができる。

図３はＰＡＰＲ最適化プロセスを示している。第１のステップでは、実行するためのＥＣＭのタイプが選択される。WO2004/084513号明細書に記載されている任意のＥＣＭ技術が使用されることができる。ＥＣＭ位相化はその後第１の周波数クラスタＫ＝１について実行される。この場合のクラスタの全てのサブキャリアにおける位相シフトは０−２Πで実行される。その後、ＰＡＰＲは各クラスタ１−Ｋについて全ての実行された位相シフトに対して決定される。この後、クラスタ１−Ｋについて最低のＰＡＰＲを発生する位相シフトが選択される。この位相シフトはこの場合のクラスタでＥＣＭ位相化に使用され、それによってＰＡＰＲ性能を最適化する。これは最後のクラスタまでの各クラスタに対して行われる。これが全ての各クラスタで完了されると、ＯＳＴＭフレームが送信される。

フレーム内ＥＣＭはより大きなサブキャリアグループピング、即ちＮ：１ ＥＣＭに拡張される。図４は４：１ ＥＣＭのパイロット及び変更されたサブキャリアの位置を示している。埋設されたＥＣＭパイロットはクラスタグループの中間に存在する必要はない。例えば３：１ ＥＣＭでは、各クアスタグループ内のＥＣＭパイロットは第１、第２、第３又は第４のサブキャリアクラスタグループ位置に存在できる。必要ならば、連続的なフレーム送信は異なるＥＣＭ構成を使用することもできる。例えば図５は２：１ ＥＣＭと４：１ ＥＣＭをそれぞれ使用する連続的な奇数と偶数のフレーム送信を示している。

マルチパスフェーディングの重大度にしたがって、異なる形態のＥＣＭが実行されることができる。明白に、２：１ ＥＣＭは３：１または４：１等よりも優れており、これらはチャンネルと信号対雑音条件にしたがって適切に変化されることができる。

（ｂ）フレーム間−内コンボリューション変調クラスタ
前述の原理は連続的に送信されたフレームを横切ってサブキャリアの異なるクラスタ構成に適用されることができる。１例として、図６の３つの連続的に送信されたフレームを横切って生じる９つのサブキャリアクラスタグルーピングを考慮する。埋設されたＥＣＭパイロットはクラスタの中心に位置され、変更されたサブキャリアが埋設されたパイロットを包囲している。

この構成についての問題はチャンネルバリエーションがフレーム間で大きく変化する可能性があり、したがってチャンネル除去においてＥＣＭの効率を減少する。しかしながら、異なるさらに最適化された又は好ましい構成を形成するためにパイロットを再組織することが可能である。したがって、ｍ個のフレーム×ｎ個のサブキャリアクラスタ化の任意の形態が選択されることができ、ｐ個の埋設されたパイロットはクラスタ内で適切に選択される。さらに、異なるクラスタリンググループはフレーム送信にわたって選択されることができる。１例として、６：６ ＥＣＭクラスタグループを与えるため３個のフレーム×６個の埋設されたパイロットを有する４個のサブキャリアクラスタが図７に示されている。

ＥＣＭはクラスタ内で２度以上同じパイロットを埋設することにより異なるフレーム内構造で使用されることができる。各クラスタにわたる埋設された補間技術の適用はチャンネル補正を行う。さらに各フレーム内の個々のクラスタを位相シフトすることも受信機に対して透明なＰＡＰＲにおける同時的な減少を行い、即ち復号化のために送信される必要のあるオーバーヘッドは存在しない。例えば２つの同一のＥＣＭ埋設されているパイロットが各４：２ ＥＣＭクラスタで使用されている図８を考察する。各クラスタでは、送信される信号は次式により表される。

復号化構造及び、チャンネル除去及び減少されたＰＡＰＲ方法の関連される利点は特定の例を参照して例証されることが最良である。これについての適用は任意の無線又は広帯域フレームアーキテクチャ、例えばIEEE802.11xおよびIEEE802.16x標準方式と、将来の無線ｘＤＳＬ標準方式で採択されることができる。１例として、移動体ＷｉＭａｘクラスタリング（ＷｉＭａｘ IEEE802.16e標準）が考えられる。

基地局から送信される使用された各ＯＦＭＡクラスタは偶数と奇数のフレーム構造を有している。ＥＣＭは同じ構造内で正確に構成されることができ、各クラスタ中の２つの構成されたＥＣＭパイロットサブキャリアは図８に示されているように各クラスタ内で伝送されるデータに基づいて同じであることに注意する。例えば偶数のクラスタで伝送されているＥＣＭ情報が次式により与えられることを容易に示すことができる。

パイロットが異なるサブキャリア上に位置される奇数のクアスタに対して類似の構造が評価されることができる。偶数のフレームを受信するとき、各サブキャリアは次式を生成するために、Ｈ_ｎにより規定される、急速に変化するマルチパスチャンネルにより異なった影響を受ける。

Ｅ_２が基準の埋設されたパイロットであることを仮定すると、最初にＥＣＭ復号化アルゴリズムはＥ_２を使用して全てのサブキャリアに適用される。即ち、

Ｅ_１とＥ_２が送信された信号中で同じであるので、受信された信号の比Ｅ_１／Ｅ_２はチャンネル歪みの相対的測定を与える。サブキャリア５と９のＥＣＭ埋設されたパイロット間の決定された値を使用して、Ｒ_１乃至Ｒ_１２の適切な値を評価するための補間を構成することが可能である。例えば線形補間では、次式のようになる。
^Ｒ_ｘ＝ｍｘ＋ｃ
勾配は次式により計算され、
ｍ＝(１−Ｒ_Ｅ１)／（９−５）＝（１−Ｒ_Ｅ１）／４
ｘ軸との交差点は次式により決定される。
ｃ＝５−ｍ
線形補間が適用されているが、他の形態の補間も使用されることができる。

マルチパスチャンネル補正は復号されたデータを評価されたＲ_ｘの値で割算することにより行われる。補正が行われると、送信されたデータは補正されたデータとＡ_Ｅとの乗算により受信機で回復されることができる。したがって、コンステレーション図の復号化の準備がなされている回復されたコンステレーション点データは次式により得られる。

認識されるように、同じ結果がＥ_２ではなくＥ_１を使用したＥＣＭ復号化により得ることができる。さらに同じプロセスが奇数フレームデータを回復するため奇数のフレームに適用されることができる。

先に概説したＷｉＭａｘ状態では、送信における各ＯＦＤＭＡクラスタグルーピングはＥＣＭに関して独立して処理されることができる。例えば数百の標準チャンネルクラスタはフレーム毎に送信されることができることである。ＥＣＭの利点は異なる位相シフトｄが各フレーム内の各異なるクラスタに付加されることができる。これは受信機が各クラスタ内のｄを知る必要なくＰＡＰＲが再度減少されることを可能にする。ＰＡＰＲの最適化プロセスはその後、各フレームを有する各クラスタへの随意選択的または戦略的な位相付加を通して前述したように使用されることができる。

先に概説したこれらの方法またはバリエーションは位相化方法及びチャンネル補間方法の組合せがマルチパスフェーディング発生を減少し、各フレーム内のＰＡＰＲを同時に減少するために採択されることができるように組合されたフレーム間−内クラスタグルーピングに拡張されることもできる。

先の考えの拡張は、クラスタ内の時間周波数サブキャリアにわたって埋設された多数の同一のパイロットに対して行われることができ、即ち埋設されたパイロット位相化は同じであり、クラスタ内の全てのデータ位相の関数である。このシナリオでは、二次の線形補間、多項式補間、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）等を含む他のチャンネル評価技術も使用されることができる。

全ての前述の出願において埋設されたＥＣＭパイロットはフレームまたはクラスタ内の特殊化された位相化シーケンスも使用することができる。良好な周期的自動相関と自己相関特性を有する特殊化された位相化シーケンスはしばしば同期、または干渉する信号を分離、弁別または軽減するために使用される。典型的に、使用されるシーケンスはＰＮシーケンス、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス等を含んでいる。これらのシーケンスに関連される適切な位相シフトはパイロットを所望のシーケンスにしたがわせるために送信機において埋設されたパイロットに適用されることができる。同じ位相化シーケンスは位相化のために補正をするため受信されたパイロットに対して適用されることができ、したがって前述のプロセスがチャンネル評価とデータの補正のために行われることを可能にする。送信されたパイロットは、これらが固有の良好な相関特性を依然として有することができるので、信号干渉の緩和と、同期および測距と低いＰＡＰＲの維持のようなその他の機能に依然として使用されることができる。１例として、μを埋設されたパイロットに関連されるために必要とされる特殊化されたシーケンスパイロット位相であることとする。μを得るため、ＥＣＭパイロット位相θはμ＝θ＋εのようにεにより修正される。全フレーム中の各サブキャリアはまたμが各送信されたサブキャリアの位相に存在するようにεにより調節される。結果的な送信はそれ故パイロット上に特別なシーケンスを維持し、依然として前述したように復号することができる。このようなシーケンスパイロットを使用する付加された値はパイロットシーケンスの特別な相関特性に依存するチャンネル評価の他のさらに多くの進歩した技術も使用されることができる。

前述の技術は物理的層中のデータの機密保護を与えるためにさらに使用されることができる。１例としてＥＣＭサブキャリアとさらにＥＣＭパイロットの以下のシナリオを考慮する。送信されたＥＣＭサブキャリアとＥＣＭパイロットは以下の一般形態を有する。

ここで、前述したように、φは変調されたデータ位相角度であり、βはデータについての適切な位相スケーリングファクタであり、Ａは変調されたデータの振幅であり、Ａ_Ｅはパイロットの振幅であり、φ_Ｅは次式で規定される埋設されたＥＣＭパイロット位相である。

暗号化プロセスの本質を以下に説明する。送信機がサブキャリアおよびパイロットについて異なる値α_ｎを選択することが可能である。この場合、サブキャリアとパイロット送信は次式のように規定されることができる。

β、α_ｎＳ、α_ｎＰの値は実効的な暗号化キーである。送信機と受信機がこれらのキーを知っているならば、前述したようにＥＣＭ復号化およびチャンネル除去を行うことが可能である。これらのキーが知られていないならば、キーの非常に多数の値が選択されることができるので正確に復号することは極めて難しい。キーの範囲は計算プロセスのデジタル的な正確度の特性に依存する。しかしながら、αとβの極めて大きな組合せが依然として存在する。これらの暗号化キーは特殊化された数学的シーケンス、式から設計されることができ、または適切であるようにランダムに発生される。異なるシーケンスがさらにデータの機密保護を与えるために異なるフレームで使用されることができ、情報をキーなしで復号するのを極めて難しくする。

通常の６４ＱＡＭ移動体ＷｉＭａｘ送信と暗号化された６４ＱＡＭ移動体ＷｉＭａｘ ＥＣＭ送信を示す標準的なコンステレーション散布図が図１０に示されている。ＥＣＭ散布図の復号は些細な仕事ではないことが明白に認められる。復号はキーが受信機に知られている場合にのみ可能である。

送信機と受信機の両者がバリエーションを知っている限り、パイロットの振幅の変更または所望ならば暗号化されたデータサブキャリアの振幅の変更も可能である。この場合、前述したようにＰＡＰＲ減少方法は最低のＰＡＰＲを与えるために適切に位相を調節するように使用されなければならない。

前述の暗号化プロセスの利点は、信号のＰＡＰＲを減少し、チャンネルを除去し、信号緩和及び同期化を行うのと同時に、データ機密保護の付加された層を与えることが可能であることである。さらに、暗号化はフレーム毎のベースまたはサブキャリア毎のベースで行われることができ、キーが連続的にフレームからフレームへ変化するときには解読することがさらに困難になる。この方法はそれ故無線通信により大きな機密保護を与え、侵入者がハッキングすることを難しくし、したがってそれらの機密保護においてプロトコルスタックの上位層を補助する。

本発明は周波数ドメイン又は周波数及び時間ドメインのデータサブキャリアからの情報を含むコンボリュートされたパイロットデータの埋設方法に対する能力を紹介している。これは時間および周波数ドメインの両者におけるマルチパス補正により高速度フェーディングダイナミックマルチパスを除去すること、およびＰＡＰＲの同時的な自動及び制御可能な減少において更なる改良を可能にする。また、パイロットの埋設された特性は受信機ＢＥＲにおける損失なく、さらにＰＡＰＲを最適化するように適合されることができる。最適化された方法の知識は受信機へ送信される必要はなく、即ち受信機で使用されるチャンネル除去およびデータ回復方法は固定されたままの状態であり、送信機で使用される最適化されたＰＡＰＲ減少方法に対しては透明である。送信される必要のあるサイド情報は存在しない。さらに、新しく埋設されたパイロットは通常のパイロットを置換できる現在の標準的なブロードバンドアーキテクチャで使用されることができる。その他の技術がさらにＢＥＲを改良するための更なるＰＡＰＲまたはチャンネルコード化方法をさらに改良するため新しい方法、例えばＳＬＭと共に使用されることができる。

当業者は説明した構成のバリエーションが本発明の技術的範囲を逸脱せずに可能であることを認識するであろう。したがって、特定の実施形態の前述の説明は単なる例示として行われたものであり、発明を限定する目的ではない。小さな変更が説明した動作に対する大きな変更なしに行われることができることが当業者に明白であろう。

Claims (50)

1. 周波数ドメインの複数の実データブロック内に少なくとも１つの制御またはパイロットデータブロックを埋設し、前記実データブロック中の実データを前記制御又はパイロットデータブロック中の制御又はパイロットデータでコンボリュートし、前記実データブロックと前記制御又はパイロットデータブロックを１以上の送信サブキャリア信号によって変調するステップを含んでいる電気通信ネットワーク上で送信するためのデータの符号化方法。
2. クラスタまたはグループを形成するために２以上の実データブロックと少なくとも１つの制御データブロックを共にグループ化し、前記クラスタ内で前記制御データブロック中の前記制御データの少なくとも幾つかで各実データブロック中の実データをコンボリュートするステップを含んでいる請求項１記載の方法。
3. 多数のクラスタまたはグループが形成される請求項２記載の方法。
4. 多数の制御データブロックは各クラスタまたはグループにおいて与えられ、各実データブロックは各制御データブロック中の少なくとも幾つかの制御データによりコンボリュートされる請求項２または３記載の方法。
5. 多数の同一の制御データブロックが与えるステップを含んでいる請求項１乃至４のいずれか１項記載の方法。
6. 前記コンボリュートするステップは、位相角度が各実データブロックを前記制御データブロック中の前記対応するエントリの位相角度によりコンボリュートするステップを含んでいる請求項１乃至５のいずれか１項記載の方法。
7. 前記制御データブロックに対する各位相角度はランダムに割当てられる請求項１乃至６のいずれか１項記載の方法。
8. 前記制御データブロックの各エントリは、前記実データブロックの前記対応するエントリの前記位相角度の関数である位相角度を有している請求項１乃至７のいずれか１項記載の方法。
9. 前記制御データブロックの各エントリの前記位相角度は、実データブロックの前記対応するエントリの前記位相角度の和である請求項８記載の方法。
10. 前記コンボリュートするステップは、各実データサブキャリアの前記位相角度から全ての前記他の実データサブキャリアの全ての前記対応するエントリの全ての前記位相角度を減算するステップを含んでいる請求項８記載の方法。
11. 前記制御またはパイロットデータは前記実データブロックの実質的に中間に埋設される請求項１乃至１０のいずれか１項記載の方法。
12. 前記位相が予め定められたシーケンスにしたがうように各制御またはパイロットへ位相シフトを適用するステップを含んでいる請求項１乃至１１のいずれか１項記載の方法。
13. 送信される前記実及び制御データを暗号化するステップを含んでいる請求項１乃至１２のいずれか１項記載の方法。
14. 前記制御データの位相スケーリングファクタと、前記実データの異なる位相スケーリングファクタとを使用するステップを含んでいる請求項１３記載の方法。
15. 請求項１乃至１４のいずれか１項記載の符号化方法を実行するように構成されている符号化装置。
16. 請求項１乃至１４のいずれか１項記載の符号化方法を実行するためのコードまたは指令を有するコンピュータプログラムプロダクト。
17. 電気通信ネットワーク上で受信されるデータを復号する方法において、
    前記方法は周波数ドメインの複数の変調された実データブロック中に埋設された変調された制御ブロックを受信し、前記受信された制御データブロックを識別し、前記受信された制御データブロックの各エントリと前記受信されたデータブロックの前記対応するエントリとを使用して前記実データを評価するステップを含んでいる方法。
18. 前記評価するステップは、前記受信された実データの各エントリを前記制御データの対応するエントリで除算するステップを含んでいる請求項１７記載の方法。
19. 請求項１７または１８記載の前記復号方法を実行するように構成されている復号装置。
20. 請求項１７乃至１９のいずれか１項記載の前記復号方法を実行するためのコードまたは指令を有しているコンピュータプログラムプロダクト。
21. 請求項１５記載の符号化装置および／または請求項１９記載の復号装置を含んでいる装置。
22. 前記装置は、個人の移動体通信装置または移動体／無線電話機或いは電気通信機能を有するコンピュータ又はデジタル放送無線又はデジタルテレビジョン或いはセットトップボックス又は任意の無線ネットワーク化された装置のような、任意の電気通信装置である請求項２１記載の装置。
23. 複数の実データブロック内に制御データブロックを埋設し、前記実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号で変調し、前記実データブロックを変調するために使用される各送信サブキャリアにより前記制御データブロックを変調し、全ての各変調されたデータブロックへ位相シフトを付加し、その位相シフトについてのＰＡＰＲを決定し、最適のＰＡＰＲを与える位相シフトを決定するために付加された前記位相シフトを変化させ、これを反復するステップを含んでいる電気通信ネットワーク上で送信されるデータのＰＡＰＲを最適化する方法。
24. ｍ×ｎ個のクラスタを形成するために前記周波数及び時間ドメインの複数の実データブロック内に少なくとも１つの制御データブロックを埋設し、ｍおよびｎは両者ともに１よりも大きく、前記実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号により変調し、前記実データブロックを変調するために使用される全ての各送信サブキャリアにより少なくとも１つの制御データブロックを変調するステップを含んでいる電気通信ネットワーク上でデータを送信する方法。
25. 前記クラスタは対称的であり、単一の制御ブロックが存在し、前記制御ブロックはその中心にある請求項２４記載の方法。
26. 多数の同じ制御データブロックが設けられる請求項２４記載の方法。
27. 多数の制御データブロックが設けられ、前記制御データブロックの数は実データブロックの数と同じである請求項２５または２７記載の方法。
28. 請求項２４乃至２７のいずれか１項記載の符号化方法を実行するように構成されている符号化装置。
29. っ請求項２４乃至２７のいずれか１項記載の符号化方法を実行するためのコードまたは指令を有しているコンピュータプログラムプロダクト。
30. クラスタを形成するために複数の実データブロック内に少なくとも２つの同一の制御データブロックを埋設し、前記実データブロックを１以上の送信サブキャリア信号により変調し、前記実データブロックを変調するために使用される全ての各送信サブキャリアで少なくとも２つの制御データブロックを変調するステップを含んでいる電気通信ネットワークにわたってデータを送信する方法。
31. 前記実データブロックは周波数及び時間ドメインにあり、前記クラスタはｍ×ｎクラスタであり、ここでｍとｎは１よりも大きい整数である請求項３０記載の方法。
32. 前記制御データブロックの数は、前記実データブロックの数と同じである請求項３０または３１記載の方法。
33. 前記制御ブロックの数は、前記実データブロックの数よりも大きい請求項３２記載の方法。
34. 前記実データブロック中の実データを前記制御データブロック中の前記制御データの少なくとも幾つかによりコンボリュートするステップを含んでいる請求項３０乃至３３のいずれか１項記載の方法。
35. 前記コンボリュートするステップは、各実データブロック中の位相角度が前記制御データブロック中の前記対応するエントリの位相角度によりコンボリュートするステップを含んでいる請求項３４記載の方法。
36. 前記位相角度でコンボリュートするステップは、前記制御データブロックの各エントリの前記位相角度を各実データブロックの前記対応するエントリの前記位相角度に付加するステップを含んでいる請求項３５記載の方法。
37. 前記制御データブロックの前記制御データの各位相角度は、ランダムに割当てられる請求項２７乃至３３のいずれか１項記載の方法。
38. 前記制御データブロックの各エントリは、前記実データブロックの前記対応するエントリの前記位相角度の関数である位相角度を有する請求項３０乃至３７のいずれか１項記載の方法。
39. 前記制御データブロックの各エントリの前記位相角度は、実データブロックの前記対応するエントリの前記位相角度の和である請求項３８記載の方法。
40. 各データブロックの各エントリを前記他の実データブロックの前記対応するエントリの前記位相角度で位相角度コンボリュートするステップを含んでいる請求項３０乃至３７のいずれか１項記載の方法。
41. 前記コンボリュートするステップは、各実データエントリの前記位相角度から、全ての前記他の実データブロックの全ての前記対応するエントリの全ての前記位相角度を減算するステップを含んでいる請求項４０記載の方法。
42. 前記制御データブロックは、前記実データブロックの実質的に中間に埋設されている請求項３０乃至４１のいずれか１項記載の方法。
43. 複数の制御データブロックは、前記実データブロック内に埋設されている請求項３０乃至４２のいずれか１項記載の方法。
44. 位相が予め定められたシーケンスにしたがうように各制御又はパイロットへ位相シフトを適用するステップを含んでいる請求項２４乃至４３のいずれか１項記載の方法。
45. 送信される前記実及び制御データを暗号化するステップを含んでいる請求項２３乃至４４のいずれか１項記載の方法。
46. 前記制御データの位相スケーリングファクタと、前記実データの異なる位相スケーリングファクタとを使用するステップを含んでいる請求項４５記載の方法。
47. 請求項３０乃至４６のいずれか１項記載の符号化方法を実行するように構成された符号化装置又は送信機。
48. 請求項３０乃至４６のいずれか１項記載の符号化方法を実行するためのコードまたは指令を有するコンピュータプログラムプロダクト。
49. 少なくとも２つの変調された制御ブロックを識別し、送信チャンネルの歪みまたは変化の評価を行うためにこれを使用するステップを含んでいる２以上の同一の変調された制御データと共に送信された信号の復号方法。
50. 前記受信され変調された制御ブロックの１つを別の前記受信された制御ブロックにより割算するステップを含んでいる請求項４９記載の方法。

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