CN100539566C - 发送装置和接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种在OFDM方式的无线通信系统中可以抑制无线信号的峰均功率比的发送装置。本发明的OFDM方式的发送装置具有：分割傅立叶逆变换部(2204)，其将待发送的信号序列分割成多个，并在多个变换部中分别对分割后的信号序列进行傅立叶逆变换；峰值检测部(2214、2216)，其针对每个变换部，检测1个变换部的输出信号的峰值；峰值控制部(2218)，其根据所述峰值检测部的输出，输出峰值控制信号；峰值降低处理部(2206)，其根据峰值控制信号对所述分割傅立叶逆变换部的输出信号的权值或排列顺序进行调整，对调整后的信号与其它信号进行合成并输出。

Description

发送装置和接收装置
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及采用正交频分复用(OFDM)方式的发送装置和接收装置。
背景技术
在这种技术领域中备受关注的OFDM方式是通过以相互正交的频率间隔来排列多个载波(副载波)，从而即使在多径传播环境等中也能实现良好的信号传输的技术。在这种方式的发送机中，如图1所示，信号生成部根据发送信息而生成的信号在串并转换部(S/P)中被转换成并行的多个信号序列，在快速傅立叶逆变换部(IFFT部)中进行调制，在并串转换部(P/S)中被转换成单个的信号序列，在保护间隔添加部(GI)中被添加保护间隔(guard interval)，在被功率放大部(PA)放大之后，作为OFDM信号被无线发送出去。众所周知，保护间隔是复制了待发送的码元的末尾部分的部分。另一方面，在接收机中，如图2所示，在保护间隔去除部(GI去除)中从接收信号中除去保护间隔，该信号在串并转换部(S/P)中被转换成并行信号，在快速傅立叶变换部(FFT部)中进行解调，在并串转换部(P/S)中被转换成串行信号，在信号检测部中进行进一步的解调，得到发送信息。
在OFDM方式中，由于使用多种副载波，所以如图3所示，在一些情况下，与平均振幅相比，在进行傅立叶逆变换之后会产生具有非常大的峰值振幅的信号。所得到的最大峰值功率和平均功率的比被称为峰均功率比(PAPR：Peak to Average Power Ratio)。一般情况下，最大峰值功率可能是平均功率的全部副载波的数目那么多倍。
另一方面，如图4所示，功率放大器(PA)具有产生线性输入输出特性的线性区和产生非线性输入输出特性的非线性区。要想输出失真少的发送信号，最好使功率放大器(PA)在线性区中工作。如果在非线性区中使用功率放大器，则有可能产生传输质量劣化、不希望有的带外辐射等问题。在峰均功率比(PAPR)大的情况下，不仅在线性区中使用功率放大器，也会在非线性区中使用功率放大器。另一方面，也考虑了使用线性区较大的功率放大器，但是产生了牺牲放大效率的问题。因此，最好是发送信号的峰均功率比小。
关于这一点，非专利文献1中记载的发明采用所谓的预失真(predistortion)方式，调查导入到发送信号中的非线性失真，通过预先将表示其相反特性的权值赋给发送信号，可以确保线性工作特性。在非专利文献2记载的发明中，通过对大的峰值进行削波来抑制峰均功率比。另外，在被称为部分序列传输方式(PTS：Partial Transmit Sequence)的技术中，针对调制前的信号，从事先针对每个副载波所设定的相位旋转量的多个组中选择合适的一组，对于每个副载波使其旋转适宜相位，从而可以抑制峰均功率比(例如，参照非专利文献3、4、5)。图5表示采用PTS方式的发送机的一例，图6表示采用PTS方式的接收机的一例。在图示的例子中，在信号生成部中生成的信号序列在分割部中被进行2分，对进行了2分的各个信号序列实施串并转换和傅立叶逆变换。将来自串并转换部的N/2个信号和N/2个空码元输入给具有N个输入输出点的傅立叶逆变换部IFFT1，2。相位旋转量控制部根据傅立叶逆变换部的输出，决定合适的相位旋转量(权值)的组{θ1，θ2，…}，将其中的一个公共地提供给各乘法部。在合成部中将傅立叶逆变换部的输出与合适的权值一起进行合成。合成后的傅立叶逆变换后的信号组在并串转换部(P/S)中被转换成串行信号，在保护间隔部(GI)中对其附加保护间隔，然后从天线将其发送出去。在接收侧，如图6所示，在解调时调整相位旋转量。
[非专利文献1]M.Friese，“On the degradation of OFDM-signal due topeak-clipping in optimally predistorted power amplifiers”.Proc.OfGLOBCOM′98，pp.939-944，Nov.1998
[非专利文献2]X.Li and L.J.Cimini，“Effects of clipping and filteringon the performance of OFDM”，IEEE Commun.Lett.，vol.2，no.5，pp.131-133，May.1998
[非专利文献3]L.J and N.R.Sollenberger，“Peak-to-Average powerratio reduction of an OFDM signal using partial transmit sequences”，IEEECommun.Lett.，vol.4，no.3，pp.86-88，March 2000
[非专利文献4]S.H.Muller and J.B.Huber，“A Novel Peak PowerReduction Scheme for OFDM”，Proc.Of PIMRC′97，pp.1090-1094，1997
[非专利文献5]G.R.Hill，Faulkner and J.Singh，“Reducing thepeak-to-average power ratio in OFDM by cyclically shifting partial transmitsequences”，Electronics Letters，vol.36，No.6，16th March 2000
然而，在预失真方式中，针对功率放大器的输入输出特性只不过看起来是线性的，并不是具有大的峰均功率比的信号变没了。另外，对于具有超出放大器饱和区的峰值功率的信号，甚至不能确保输入输出的线性特性。
在对不合适的峰值功率值进行削波的方式中，由于只除去峰值部分，所以破坏了副载波间的正交性，码元间干扰变大，有可能使接收特性劣化。
在部分序列传输(PTS)法中，在将权值赋给各信号序列时，必须对每个信号序列进行复数乘法运算，计算量增加。这从消耗功率和电路规模等观点来看是特别不合适的。也可以考虑通过减少赋给信号序列的权值的种类，来减轻生成发送信号所需的运算负担。但是如果这样的话，则很大程度地限制了权值调整的自由度。
另外，所赋给的权值只不过用来调整相位。如果将合成部或加法部中合成之前的成为峰值功率的信号设为Sp，将乘以权值exp(jθ)而得到的一部分OFDM信号设为S，则合成部的输出为Sp+ejθS。选择相位旋转量θ，使合成后的该信号的振幅变小。然而，在信号S的振幅非常小的情况下，不管怎样调整相位旋转量θ，也很难使合成后的振幅变小。
另外，很难简单地求出以往的循环移位法中的移位量和以往的PTS法中的相位旋转量，从而很难进行以往的用于进行峰值降低的控制。而且，在分割傅立叶逆变换部中分割的信号序列数越多，与这种控制相关的运算负担就越大，尤其不适合用于小型的移动终端上。
发明内容
本发明就是为了解决上述问题点中的至少一个而提出的，其课题是提供一种可以抑制无线信号的峰均功率比的采用OFDM方式的发送装置和接收装置。
根据本发明可以得到一种在OFDM方式的无线通信系统中使用的发送装置，其特征在于，具有：
分割傅立叶逆变换部，其将待发送的信号序列分割成多个，并在多个变换单元中分别对分割后的信号序列进行傅立叶逆变换；
峰值检测单元，其针对每个变换单元，检测变换单元的输出信号的峰值；
峰值控制单元，其根据上述峰值检测单元的输出，输出峰值控制信号；
峰值降低处理单元，其根据峰值控制信号对上述分割傅立叶逆变换单元的输出信号的权值或排列顺序进行调整，将调整后的信号与其它信号进行合成并输出。
根据本发明，在OFDM方式的无线通信系统中，可以抑制无线信号的峰均功率比。
附图说明
图1表示采用OFDM方式的发送机的概略方框图。
图2表示采用OFDM方式的接收机的概略方框图。
图3是表示OFDM信号的图。
图4是表示功率放大器的输入输出特性的图。
图5是表示采用了PTS法的OFDM方式的发送机的图。
图6是表示采用了PTS法的OFDM方式的接收机的图。
图7表示本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。
图8表示分割傅立叶逆变换部的详细的方框图。
图9是表示峰值降低处理部的变形例的图。
图10是表示峰值降低处理部的变形例的图。
图11表示调制前信号被进行m分割时的发送机的方框图。
图12表示本发明的一个实施例的接收装置的部分方框图。
图13是表示导频信号的插入场所的一例的帧结构图。
图14表示本发明的一个实施例的接收装置的部分方框图。
图15是表示导频信号的插入场所的一例的帧结构图。
图16是表示导频信号的插入场所的一例的帧结构图。
图17是表示导频信号的插入场所的一例的帧结构图。
图18是表示导频信号的插入场所的一例的帧结构图。
图19表示本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。
图20表示本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。
图21是表示峰值降低处理部的变形例的图。
图22表示本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。
具体实施方式
以下，说明实施本发明的实施方式。
根据本发明的一个实施方式，针对每个变换单元，检测多个变换单元的输出信号的峰值，根据检测结果输出峰值控制信息，并根据上述峰值控制信号来设定分割傅立叶逆变换单元的输出信号的权值或其排列顺序。由此，可以以较少的运算负担来抑制峰均功率比，可以抑制电路规模的增大。
根据本发明的一个实施方式，峰值检测单元检测1个变换单元的输出信号的预定数目个峰值，形成上述峰值控制信号以抑制上述预定数目个峰值。由此，例如可以同时抑制多个峰值。
根据本发明的一个实施方式，上述峰值降低处理单元具有：循环移位单元，其将从上述多个变换单元中的至少一个变换单元输出的多个信号的排列顺序变成上述峰值控制信号所表示的顺序；合成单元，其对上述循环移位单元的输出和上述至少1个变换单元以外的变换单元的输出进行合成。由此，可以利用改进的循环移位法来有效地降低峰均功率比。
根据本发明的一个实施方式，上述峰值降低处理单元具有：权值调整单元，其根据上述峰值控制信号分别对至少1个变换单元的各输出信号的振幅和/或相位进行调整；合成单元，其对上述权值调整单元的输出和上述至少1个变换单元以外的变换单元的输出进行合成。由此，可以利用改进的PTS法来有效地降低峰均功率比。
根据本发明的一个实施方式，上述分割傅立叶逆变换单元至少具有第1、第2以及第3变换单元。上述峰值降低处理单元根据峰值控制信号，对从上述第1变换单元输出的多个信号的权值或排列顺序进行调整。上述合成单元对调整后的信号和来自上述第2变换单元的信号进行合成。上述峰值降低处理单元根据峰值控制信号对合成后的信号的权值或排列顺序进行进一步的调整。上述合成单元对调整后的信号和来自上述第3变换单元的信号进行合成。由此，通过协同使用小规模的峰值降低处理部来代替使用能够一次处理多个序列的大规模峰值降低处理部，可以灵活地应对较多的输入。
根据本发明的一个实施方式，设置多个上述峰值降低处理单元。例如，设置第2峰值降低处理单元，其根据峰值控制信号对从第1峰值降低处理单元输出的信号和其它信号进行合成并输出。另外，根据本发明的一个实施方式，该其它信号是第3峰值降低处理单元的输出。由此，可以快速地进行针对多个信号序列的峰值降低处理。
根据本发明的一个实施方式，准备多个包含多个副载波的频率组，针对上述每个频率组，进行上述峰值降低处理单元的相位和/或顺序的调整。在同一组内进行相同的峰值降低处理。在该情况下，根据本发明的一个实施方式，发送被复用在输入到上述峰值降低处理单元的输入信号中的第2导频信号和被复用在来自上述峰值降低处理单元的输出信号中的第1导频信号。在接收侧，通过比较第1和第2导频信号，可以知道峰值降低处理的内容。另外，根据本发明的一个实施方式，将上述第2导频信号插入到一部分副载波中。
在本发明的一个实施方式中，通过对根据插入到同一频率组中的多个第1导频信号而算出的多个信道估计值进行平均，可以校正信道估计值。由此，可以高精度地求出信道估计值，可以有效地排除噪声的影响。
根据本发明的一个实施方式，检测在上述峰值降低处理单元中合成之前的信号的峰值，在检测出的峰值位置处，决定上述权值或上述排列顺序，使得上述其它信号合成后的振幅变小。由此，可以比以往更简单地生成发送信号。以往，针对与某个信息比特序列对应的所有的权值等的候选等，生成发送信号的候选，将这些候选中的具有最小峰值的候选决定为最终的发送信号。因此，在以往的方式中，发送信号的生成并不容易。
根据本发明的一个实施方式，由于将第2导频信号分配给低频率的副载波，所以可以确保较多的可区别的循环移位量。
根据本发明的一个实施方式，在上述合成单元和上述分割傅立叶逆变换单元之间设置反馈路径，在上述反馈路径上设置：从上述合成单元的输出中的超过预定阈值的输出中减去预定阈值的单元、以及对上述单元的输出进行傅立叶变换的傅立叶变换单元。通过除了利用循环移位部进行循环移位之外，还利用反馈路径进行递归的电压抑制，可以进一步地抑制峰均功率比。
[实施例1]
图7是本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。发送装置具有：信号生成部702、分割傅立叶逆变换部704、峰值降低处理部706、并串转换部(P/S)708、保护间隔添加部710、天线712。另外，峰值降低处理部706具有：峰值降低控制部714、循环移位部716、多个合成部718。
信号生成部702接收表示发送信息的比特序列，形成与各副载波对应的信号内容，并作为一连串的信号序列来输出。
分割傅立叶逆变换部704如图8详细说明的那样，接收1个信号序列，作为2组傅立叶逆变换信号组而输出序列1和序列2。在本实施例中，为简单起见，输出2个序列1、2，但是也可以输出更多的信号组。
峰值降低处理部706根据序列1和序列2的信号内容，形成峰均功率得以改善的信号组。
峰值降低控制部714针对序列1和序列2，输出后述的表示合适的移位量的循环移位信息Nshift。另外，通过控制信道无线地发送该循环移位信息Nshift，但这不是必须的。
循环移位部716对序列2的信号组中的信号的排列顺序进行循环移位，使它们变成循环移位信息Nshift所表示的顺序，并输出它们。
合成部718对循环移位后的序列2的信号组和序列1的信号组进行合成(相加)。
并串转换部(P/S)708将多个并行的信号转换成串行的信号序列。
保护间隔添加部(GI)710通过将保护间隔附加到信号序列中，形成从天线712发送的OFDM信号。
图8表示分割傅立叶逆变换部704的详细的方框图。分割傅立叶逆变换部704具有：分割部802、第1串并转换部804、第1傅立叶逆变换部806、第2串并转换部808、第2傅立叶逆变换部810。
分割部802将所输入的信号序列分割成2个。在本实施例中，对2分割的情况进行说明，但是也可以分割成更多的信号序列组。
第1串并转换部804接收分割后的信号序列，并转换成N/2个信号组。N表示快速傅立叶逆变换的输入和输出的信号点数。在图示的例子中，N＝8，第1串并转换部804输出8/2＝4个信号(频域中的信息)f(0)、f(1)、f(2)、f(3)。
第1傅立叶逆变换部(IFFT1)806接收N/2个信号和N/2个空码元，并对它们进行傅立叶逆变换，输出序列1的信号组F1(0)、F1(1)、F1(2)、F1(3)、F1(4)、F1(5)、F1(6)、F1(7)。关于将什么信号提供给IFFT1的输入点(例如，将空码元提供给哪个输入点)，由副载波指定信号进行指示。
同样，第2串并转换部808接收分割后的信号序列，并转换成N/2个并行的信号序列组。在图示的例子中，第2串并转换部808输出8/2＝4个信号序列f(4)、f(5)、f(6)、f(7)。
第2傅立叶逆变换部(IFFT2)810接收N/2个信号组和N/2个空码元，并对它们进行傅立叶逆变换，输出序列2的信号组F2(0)、F2(1)、F2(2)、F2(3)、F2(4)、F2(5)、F2(6)、F2(7)。关于将什么信号提供给IFFT2的输入点，也由副载波指定信号进行指示。
这样，由于分割傅立叶逆变换部704分割信号f(0)～f(7)来进行处理，所以，序列1只包含与信号f(0)～f(3)有关的信息，序列2只包含与信号f(4)～f(7)有关的信息。一般情况下，被分割成K个的序列内的第k个序列所包含的信号(频域中的信息)是第[(k-1)×N/K]～第[k×N/K-1]个信号。其中，N是IFFT点数。在图示的例子中，k＝1或2，N＝8，K＝2。
另外，在图7所示的例子中，2个序列1、2中的一方与循环移位部716连接，但是也可以使双方都与循环移位部716连接，对序列1和序列2都进行循环的重新排列。其中，由于信号的排列由序列1和序列2间的相对顺序决定，所以通过重新排列序列1或序列2的一方的顺序，可以实现所有可能的组合。从电路规模的小型化等观点来看，优选如图示的例子那样只对一部分序列进行循环移位。
参照图7、8，对动作进行说明。
在信号生成部702中生成的信号序列被输入给分割傅立叶逆变换部704的分割部802。输入到分割部802中的信号序列根据副载波指定信号而被分割成2个信号序列，并分别被输入给第1和第2串并转换部804、808。输入到串并转换部804、808中的信号序列被分别转换成4个并行的信号，并分别被提供给第1和第2快速傅立叶逆变换部806、810。被提供给快速傅立叶逆变换部806、810的信号组与空码元一起被进行傅立叶逆变换，并作为序列1和序列2的信号组分别从分割傅立叶逆变换部704输出。
分割傅立叶逆变换部704的输出(序列1和序列2的信号组)被输入给峰值降低控制部714。峰值降低控制部714求出对应各个信号组的峰值功率值，调查序列1的信号组与按某个顺序排列的序列2的信号组合成后的功率值。所谓的某个顺序是通过对序列2的信号组中的信号进行循环移位而得到的顺序。在图示的例子中，针对0～7的移位量，考虑以下的循环移位：
移位量＝0：{F2(0)、F2(1)、F2(2)、F2(3)、F2(4)、F2(5)、F2(6)、F2(7)}
移位量＝1：{F2(7)、F2(0)、F2(1)、F2(2)、F2(3)、F2(4)、F2(5)、F2(6)}
移位量＝2：{F2(6)、F2(7)、F2(0)、F2(1)、F2(2)、F2(3)、F2(4)、F2(5)}
移位量＝3：{F2(5)、F2(6)、F2(7)、F2(0)、F2(1)、F2(2)、F2(3)、F2(4)}
移位量＝4：{F2(4)、F2(5)、F2(6)、F2(7)、F2(0)、F2(1)、F2(2)、F2(3)}
移位量＝5：{F2(3)、F2(4)、F2(5)、F2(6)、F2(7)、F2(0)、F2(1)、F2(2)}
移位量＝6：{F2(2)、F2(3)、F2(4)、F2(5)、F2(6)、F2(7)、F2(0)、F2(1)}
移位量＝7：{F2(1)、F2(2)、F2(3)、F2(4)、F2(5)、F2(6)、F2(7)、F2(0)}
例如，峰值降低控制部714将某个移位量的序列2的信号组与序列1的信号组F1(0)、...、F1(7)分别相加，调查其峰值功率值，找出产生最小峰值功率值的序列2的顺序(移位量Nshift)。
为了简单地求出移位量Nshift，例如可以如下进行。将序列1的信号设为S1(t)，将序列2的信号设为S2(t)，假设S1(t)包含比S2(t)大的振幅值(峰值)。峰值降低控制部714判别这样的峰值大小关系，根据下面的公式决定循环移位量t’。
t’＝Arg min[|S1(tp)+S2(tp+t”)|]
此处，t”表示对信号进行循环移位的时间参数，Arg min表示返回自变量取最小值时的时间参数(移位量)的函数。tp表示序列1的信号S1(t)取最大值时的时间参数。由此，可以简单可靠地找出最佳移位量。
在本实施例中，说明了将所输入的信号序列2分割的例子，但是，如图11所示，当然也可以分割成更多的信号序列。
图12表示本发明的一个实施例的接收装置的概略方框图。接收装置具有：天线1202、保护间隔去除部1203、串并转换部1204、快速傅立叶变换部(FFT)1206、多个乘法部1208、信号检测部1210、移位量检测部1212、相位旋转量计算部1214。
保护间隔去除部1203从天线1202所接收到的OFDM信号中除去保护间隔。
串并转换部1204将接收到的信号序列转换成多个并行的信号。
快速傅立叶变换1206通过对多个并行的信号进行快速傅立叶变换，来进行解调。
乘法部1208根据来自相位旋转量计算部1214的指示内容，对信号施加相位旋转。
信号检测部1210根据接收信号，对所发送的信号内容进行复原。
移位量检测部1212从控制信道获取循环移位信息(表示循环移位量的量)Nshift(或者，如后面所述，可以根据傅立叶变换后的接收信号(导频信号)来估计循环移位信息。)
相位旋转量计算部1214根据检测出的移位量，求出应当施加给接收信号的相位旋转量θn。
从天线1202接收到的信号被除去保护间隔后，被转换成并行的信号，被进行快速傅立叶变换，然后被提供给乘法部1208的一个输入端。在乘法部1208中，将相位旋转量计算部1214所算出的相位旋转施加给傅立叶变换后的信号。所施加的相位旋转量θn由以下公式决定：
θn＝2πn×(循环移位量)/(FFT点数N)
n表示副载波号。如果假设是图7、8所示的例子，则
θn＝2πn×(0、1、2、3、4、5、6或7)/8
一般情况下，n值越小(副载波的频率越小)，则可区分的移位量的种类越多，n值越大，则可区分的移位量的种类越少。
根据本实施例，循环地重新排列信号组的顺序，并且决定待合成的信号组的顺序(移位量)，使得合成后的峰值功率变小，所以，不用进行以往的多个复数乘法运算就能够降低峰均功率比。例如，设副载波数N为64，设分割数K为8，设移位模式数(移位量的种类)为6。在这种情况下，傅立叶逆变换的计算量为Nlog2N。在以往的PTS方式中，复数乘法运算的次数为(傅立叶逆变换的计算量)+(副载波数)×(分割数)×(移位模式数)＝64log264+64×8×6。另一方面，由于只需要傅立叶逆变换的计算量，所以本实施例中的复数乘法运算的次数为64log264＝64×6。因此，复数乘法运算量降低到(64×6)/(64×6+64×8×6)＝1/9左右。
[实施例2]
以下，对不将表示循环移位信息的数据从发送机直接发送到接收机的情况下的几个实施例进行说明。在一个实施例中，用于信道估计的导频信号如在实施例1中说明的那样被进行OFDM调制。即，将导频信号输入给分割傅立叶变换部704(图7)，在循环移位部716和合成部718中进行组合，以减小峰均功率比，然后发送出去。在图7中，导频信号被表示成第2导频信号，但是，关于第1和第2导频信号的使用例在后面叙述。导频信号例如用图13所示的信号形式来发送。图中，f表示频率方向，t表示时间方向。在图示的例子中，在某个时隙中将导频信号插入到所有的副载波中。图中虚线所围的一个区域表示一个组，关于怎样分组，根据从未图示的控制部输出的副载波指定信号(图8)来决定。在同一组内采用相同的循环移位量，换言之，针对每个组来更新循环移位量。另外，也可以不根据这种控制信号，而是固定地进行分组。另外，从高精度地求出信道估计值的观点来看，优选对根据插入到相邻副载波中的导频信号而得到的多个信道估计值进行平均，以校正信道估计值。
图14表示本发明的一个实施例的接收机的部分方框图。接收装置具有：天线1402、保护间隔去除部1403、串并转换部1404、快速傅立叶变换部(FFT)1406、信号检测部1410。接收装置具有信道估计部1412和校正部1408。信道估计部1412根据OFDM解调(傅立叶变换后)的接收信号中的导频信号，估计引入到信道中的振幅和相位变动，并输出用于对其进行补偿的控制信号。校正部1408根据该控制信号对与各副载波有关的数据进行校正，并提供给信号检测部1410。
天线1402所接收到的接收信号被除去保护间隔之后，被转换成并行的多个信号序列，并进行快速傅立叶变换。由此，进行OFDM解调。
另外，如果将与第n个副载波相关的信道脉冲响应值设为Hn，将与导频信号相关的各副载波的发送信号设为sn(t)，则接收信号sn’(t)可以表示成：
sn’(t)＝Hnexp(jθn)sn(t)
其中，θn表示在循环移位部中引入的相位变化的影响。信道估计部1412根据傅立叶变换后的接收信号和已知的导频信号的模式(pattem)，估计Hnexp(jθn)。在校正部1408对该Hnexp(jθn)的影响进行补偿。
另外，在图13的例子中，将导频信号插入到所有的副载波中，但是，如图15所示，也可以只将导频信号插入到一部分副载波中。在该情况下，通过插值求出与其它副载波相关的信道估计值。需要注意的是该插值在图中虚线所围的同一组内进行。减少导频信号的开销，相应地可以提高传输率。
图16表示导频信号的其它的插入例。在该例子中，将第1导频信号1602插入到某个时隙的所有副载波中，将第2导频信号1604插入到其它时隙的某个副载波中。第1和第2导频信号均表示相同的已知信号。虽然未图示，但具体来讲，第1导频信号1602被插入到图7的循环移位部716的输出和并串转换部708的输入之间。第2导频信号1604与第1导频信号不同，与数据信号一样被输入给图7的分割傅立叶逆变换部704，从而在循环移位部中被重新排列成合适的顺序之后被发送出去。因此，第2导频信号在包含与循环移位部中的重新排列相关的信息的状态下被发送，但是，第1导频信号在不包含这种信息的状态下被进行发送。
在接收机中，通过在信道估计部1412中对接收到的第1和第2导频信号进行比较，可以只把握在循环移位部中引入的影响(exp(jθn))部分。在图13、15的例子中，虽然可以知道Hnexp(jθn)的整体，但是，其详细内容并不明确。通过采用第1和第2导频信号，可以实现校正部1408中的校正的高精度化。另外，只将1个第2导频信号1604插入到组中是因为在本发明的实施例中进行循环移位。如果判明了第n1个副载波的相位旋转量θn1，则第n2个副载波的相位旋转量θn2可由下式求出：
θn2＝(n2/n1)θn1
另外，从高精度地检测循环移位量的观点来看，优选将多个第2导频信号插入到同一组内。另外，可以利用插入到副载波号n中的第2导频信号来判别的循环移位量满足下面的关系式。
(可以判别的循环移位量)<(FFT点数N)/n
在图7、8等的例子中，FFT点数N为8，副载波号n可以取1～8的值。根据上述式子可知：如果副载波号n较大(即，将第2导频信号插入到高频率的副载波中)，则可识别的循环移位量变少。因此，从增加可识别的循环移位量的观点看，优选将第2导频信号插入到低频率的副载波中。另外，优选将第2导频信号配置在OFDM方式的调制(IFFT)中的直流成分以外的低频副载波中。
图17表示插入第1和第2导频信号的其它例子。在该例子中，将第1导频信号插入到所有的副载波中，数据信号被分割成虚线所示的3个组。各组中所使用的第2导频信号被分别插入到低频率的副载波中。即，在1个组中共用1个第2导频信号。由于将第2导频信号插入到所有的3个组的最低频率的副载波中，所以对于所有的组，可以将可识别的循环移位量设定成同样多。
图18表示插入第1和第2导频信号的其它例子。插入图13、15、16所示的导频信号，从而在各组中形成相同的配置模式。在图18所示的例子中，在频率方向上以一定的间隔插入导频信号，但是，在组1和组2中导频信号的配置场所是不同的。通过频率方向的插值，可以求出关于所有副载波的信道估计值，通过比较第1和第2导频信号，可以求出循环移位量。另外，第1导频信号的频率间隔可以由发送机和接收机之间的信道的脉冲响应长度来决定。第2导频信号的频率间隔最好由副载波的分组来决定。
除了上述以外，还有各种各样的导频信号的插入法。例如，在上述的例子中，在频率方向上排列导频信号，但是，通过增加在时间轴方向上排列的导频信号的数量，可以高精度地追踪时间方向的信道变动。在高速移动的移动终端这样的使用环境中，最好考察时间轴方向的信道变动。
另外，在本实施例中，说明了采用循环移位法的例子，但是也可以采用PTS法。在利用PTS法的情况下，在同一组内，由于与第n1个副载波对应的相位旋转量θn1和与第n2个副载波对应的相位旋转量θn2相等，所以不需要采用上述式子来计算相位旋转量。
[实施例3]
图19是本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。发送装置具有：信号生成部1902、分割傅立叶逆变换部1904、峰值降低控制部1906、循环移位部1916、多个乘法部1922、多个合成部1918、并串转换部(P/S)1908、保护间隔添加部1910、天线1912。
将发送信号输入给信号生成部1902，形成与各副载波对应的信号内容，并作为一连串的信号序列而输出。
分割傅立叶逆变换部1904大致与图8所说明的相同，接收1个信号序列，作为2组傅立叶逆变换信号组而输出序列1和序列2。
峰值降低控制部1906针对序列1和序列2，输出表示合适的移位量的循环移位信息Nshift。可以通过控制信道和导频信号在接收侧知道该表示移位量的循环移位信息Nshift。在合成序列1的信号组和进行了重新排列的序列2的信号组的振幅和/或相位(权值)的情况下，峰值降低控制部1906提供给乘法部1922的权值是可以抑制峰值振幅的权值。也可以通过控制信道和导频信号等在接收侧知道与权值相关的信息。
循环移位部1916对序列2的信号组的排列顺序进行循环移位，使它们变成循环移位信息Nshift所表示的顺序，并输出它们。
乘法部1922根据来自权值控制部1920的控制信号，将权值施加给各信号。
合成部1918对进行了循环移位、加权后的序列2的信号组和进行了加权后的序列1的信号组进行合成(相加)。
并串转换部(P/S)1908将多个并行的信号转换成串行的信号序列。
保护间隔添加部(GI)1910通过将保护间隔附加到信号序列中，形成从天线1912发送的OFDM信号。
在图示的实施例中，除了循环移位部1916进行的信号组的重新排列外，还可以控制待传输的各信号的振幅和/或相位。将合适的权值和循环移位量施加给各信号，使得合成后的峰值功率值收敛为合适的大小。因此，可以恰当地抑制从合成部1918输出的信号的峰均功率比，将这些信号转换成串行信号，并对它们添加保护间隔，然后将它们从天线发送出去。根据本实施例，可以作成比实施例1的情况更多的发送信号候选，从而可以抑制峰均功率比。根据本实施例，不管合成前的振幅大小如何，都可以合适地抑制峰值。
根据本实施例，可以采用循环移位法、采用权值控制法、或者它们二者，来抑制PAPR。在采用两种方法时，除了复用在输入到循环移位部的信号中的第2导频信号以外，还可以使用进行了与权值控制相关的加权的第3导频信号。当然，第1导频信号在既没有被循环移位也没有被加权的情况下发送出去。此时的帧结构可以利用与图16～18等所示的模式相类似的结构。
[实施例4]
图20是本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。发送装置具有：信号生成部2002、分割傅立叶逆变换部2004、峰值降低控制部2014、循环移位部2016、多个合成部2018、并串转换部(P/S)2008、保护间隔添加部2010、天线2012。分割傅立叶逆变换部2004具有：分割部2802、第1串并转换部2804、第2傅立叶逆变换部2806、第2串并转换部2808、第1傅立叶逆变换部2810、多个合成部2812。另外，发送装置在合成部2018的输出和合成部2812的输入之间具有反馈路径，该反馈路径上设置有峰值成分检测部2020和傅立叶变换部2022。与第1实施例所说明的相同的要素具有相同的结构并且进行相同的动作，所以省略详细的说明。在本实施例中，除了实施例1的结构外，还设置有反馈路径。
峰值成分检测部2020从合成部2018的超过预定阈值Cth的输出中减去该阈值，并输出。在合成部2018的输出没有超过预定阈值的情况下，输出零。
傅立叶变换部2022对峰值成分检测部2020的输出进行快速傅立叶变换。
分割傅立叶逆变换部2004内的合成部2812分别从待发送的信号中减去傅立叶变换后的信号(反馈信号)，并将减法运算结果分别提供给傅立叶逆变换部2806、2810。
傅立叶变换后的信号表示从合成部2018输出的信号成分中的超过预定阈值Cth的信号成分。从待发送的信号序列中减去该信号成分，如果对减法运算后的信号进行傅立叶逆变换，则可以得到峰均功率比得以抑制的信号。除了利用循环移位部2016进行循环移位之外，还利用反馈路径进行递归的电压抑制，由此可以进一步地抑制峰均功率比。
[实施例5]
图22表示本发明的一个实施例的发送装置的部分方框图。发送装置具有：信号生成部2202、分割傅立叶逆变换部2204、峰值降低控制部2205、峰值降低处理部2206、并串转换部(P/S)2208、保护间隔添加部2210、天线2212。峰值降低控制部2205具有：与序列1相对应的峰值检测部2214、与序列2相对应的峰值检测部2216、峰值降低控制量决定部2218。
将发送信息输入给信号生成部2202，形成与各副载波对应的信号内容，并作为一连串的信号序列而输出。
分割傅立叶逆变换部2204大致与图8所说明的相同，接收1个信号序列，作为2组傅立叶逆变换信号组而输出序列1和序列2。
峰值降低控制部2205分别检测与序列1和序列2对应的峰值位置，并输出峰值控制信号，以形成PAPR得以抑制的OFDM信号。
峰值检测部2214监视来自分割傅立叶逆变换部2204的序列1的信号的振幅，检测出超过预定值的振幅值，并输出该振幅值和定时tp作为峰值位置。峰值检测部2216监视序列2的信号的振幅，检测出超过预定值的振幅值，并输出该振幅值和定时tp’作为峰值位置。
峰值降低控制量决定部2218根据峰值检测部2214、2216的输出，输出峰值控制信号，以形成PAPR得以抑制的OFDM信号。峰值控制信号可以是上述的表示循环移位量的信号，也可以是后述的表示相位旋转量(即，加权系数或权值)的量。即，在本实施例中，可以采用通过循环移位实现的峰值降低法、通过权值控制实现的峰值降低法(对以往的PTS法进行了改进)、或者它们二者来抑制OFDM信号的PAPR。
峰值降低控制部2206根据来自峰值降低控制部2205的峰值控制信号，对分割傅立叶逆变换2204的输出信号进行调整。在采用循环移位法的情况下，根据峰值控制信号对序列1和序列2间的合成顺序进行适当的调整。在采用权值控制法的情况下，根据峰值控制信号对包含序列1和序列2的相位旋转量的权值进行适当的调整。
并串转换部(P/S)2208将多个并行的信号转换成串行的信号序列。
在本实施例中，峰值检测部2214、2216对每个序列(分割傅立叶逆变换部2204中包含的多个傅立叶逆变换部中的每一个)进行峰值位置检测。峰值位置由振幅值及其时刻确定。待检测的峰值位置不限于1个，也可以检测高位的n个峰值位置。为简单起见，说明n＝1、且采用了循环移位法时的动作。即使在n>1的情况下也能进行同样的处理。将序列1的信号设为S1(t)，将序列2的信号设为S2(t)，假设S1(t)包含比S2(t)大的振幅值(峰值)。峰值降低控制量决定部2218判别这样的峰值大小关系，根据下式来决定循环移位量t’。
t’＝Arg min[|S1(tp)+S2(tp+t”)|]
此处，t”表示对信号进行循环移位的时间参数，Arg min表示返回自变量取最小值时的时间参数(移位量)的函数。tp表示序列1的信号S1(t)取最大值时的时间参数。
在采用权值控制法的情况下，峰值降低控制量决定部2218通过求出满足下述式子的相位旋转量θ，决定赋给各信号的权值。
arg[S1(tp)]+π＝arg[S2(tp)]+θ
此处，arg表示自变量的相位角。从该式可知：把相位旋转量θ确定为使得以相反的相位(相互减弱)合成序列1的峰值位置和序列2的峰值位置。峰值降低控制量决定部2218调查这种相位关系，通过求出相位旋转量θ使得以相反的相位进行合成，作成峰值控制信号。
另外，在峰值降低处理部2206可以设定的相位旋转量被限定为预定值的情况下，选择这些预定值中的与上述求出的相位旋转量接近的值。
另外，在采用循环移位法和权值控制法二者的情况下，首先，对序列2，只进行(tp-tp’)的循环移位。tp表示与序列1的信号S1(t)相对应的峰值位置。tp’表示与序列2的信号S2(t)相对应的峰值位置。接着，对序列2的信号S2(t)，只进行arg[S1(tp)]+π-arg[S2(tp’)]所表示的量的相位旋转。即，通过循环移位法使序列1和序列2的信号的峰值位置对齐，通过权值控制法旋转相位，使得它们以相反的相位进行合成。
此后，根据峰值控制信号，将对分割傅立叶逆变换部的输出进行了循环移位或相位旋转后的信号转换成串行信号，然后对它们添加保护间隔，最后作成PAPR得以抑制的OFDM信号。
根据本实施例，对合成前的信号进行峰值检测，只是对于与合成前的峰值信号对应的合成输出，生成采用了所有可能的循环移位量和权值候选时的合成输出。确定使该合成输出中的峰值为最小的循环移位量和权值作为最终的控制量(峰值控制信号)。因此，与针对与某个信息比特对应的所有可能的权值等的候选生成发送信号，选择最佳的发送信号的以往方法相比，可以更简单地确定最佳发送信号。
[实施例6]
在上述实施例中，分割傅立叶逆变换单元具有2个变换单元，输出2个序列的信号。在以下的例子中，对用于处理多于2个序列的方法进行说明。
在本发明的一个方法中，在具有序列1、2、3这3个序列的情况下(图8的分割部802对信号序列进行3分割的情况)，例如，如上述任何一个实施例那样，首先在2个序列间决定最佳移位量或权值。然后，求出序列1和根据该移位量或权值进行了调整的序列2合成得到的序列，在合成后的序列和序列3之间重复同样的步骤，确定与序列3相关的最佳移位量或权值。具有更多的序列时也可以同样地求出移位量。根据该方法，如图21所示，通过针对N个序列，依次进行N-1次的移位量的确定，可以求出最佳的移位量。由于逐个序列地求出移位量或权值，所以只要准备至少一个与最低2个序列相对应的峰值降低处理部，就能够恰当地确定针对多个序列的移位量或权值。
在本发明的其它方法中，利用被设置成树状的多个峰值降低控制部，求出与多个序列相关的移位量或权值(图9)。由此，可以快速地确定发送信号。多个峰值降低处理部的配置不限于图9所示的方式，可以根据所采用的峰值降低处理部的能力(一次能处理的序列数等)，采用各种各样的方式。例如，如图10所示，可以利用一次能求出与多个序列相关的移位量或权值的峰值降低处理部。在图示的例子中，峰值降低处理部1、2同时求出与4个序列有关的最佳移位量。由此，与图9所示的情况相比，可以减少峰值降低处理部的数量。这样，可以增加与峰值降低处理部的配置和结构等相关的设计的自由度。

Claims (10)

1.一种采用OFDM方式的无线通信系统中使用的发送装置，该发送装置包括：
分割傅立叶逆变换部，其包括多个变换部，其中所述分割傅立叶逆变换部将待发送的信号分割成多个信号，所述多个变换部中的各个变换部分别对所述多个信号中的各个信号执行傅立叶逆变换；
峰值控制部，其根据从所述分割傅立叶逆变换部的各个变换部的输出信号中检测出的峰值而输出峰值控制信号；以及
峰值降低处理部，其根据所述峰值控制信号来调整所述分割傅立叶逆变换部的至少一个变换部的输出信号的权值或排列顺序，从而输出调整后的信号，并且将所述调整后的信号与所述至少一个变换部之外的变换部的输出信号进行合成，从而输出所得到的合成信号，
所述发送装置还包括峰值检测部，用于检测所述多个变换部中的一个的输出信号的预定数目的峰值，其中，为了降低所述预定数目的峰值而生成所述峰值控制信号。
2.根据权利要求1所述的发送装置，所述峰值降低处理部包括：
循环移位部，用于对从所述多个变换部中的至少一个输出的输出信号的排列顺序进行移位；以及
合成部，用于对所述循环移位部的输出和所述多个变换部中的所述至少一个变换部以外的变换部的输出进行相加。
3.根据权利要求1所述的发送装置，所述峰值降低处理部包括：
权值调整部，用于根据所述峰值控制信号，调整从所述多个变换部中的至少一个输出的输出信号的振幅和/或相位；以及
合成部，用于对所述权值调整部的输出和所述多个变换部中的所述至少一个变换部以外的变换部的输出进行相加。
4.根据权利要求1所述的发送装置，其中所述分割傅立叶逆变换部至少包括分别执行傅立叶逆变换的第一、第二和第三变换部，
所述峰值降低处理部根据所述峰值控制信号调整从所述第一变换部输出的输出信号的权值或排列顺序，从而输出第一调整信号，
所述合成部对所述第一调整信号和从所述第二变换部输出的信号进行相加，从而输出通过相加所得到的合成信号，
所述峰值降低处理部根据所述峰值控制信号调整所述合成信号的权值或排列顺序，从而输出第二调整信号，
所述合成部对所述第二调整信号和从所述第三变换部输出的信号进行相加。
5.根据权利要求1所述的发送装置，所述发送装置还包括第二峰值降低处理部，用于根据所述峰值控制信号对所述峰值降低处理部输出的信号和所述至少一个变换部之外的变换部的输出信号进行相加，从而输出通过相加所得到的合成信号。
6.根据权利要求5所述的发送装置，其中所述发送装置具有第三峰值降低处理部，与所述峰值降低处理部输出的信号进行合成的所述其它信号是从所述第三峰值降低处理部输出的信号。
7.根据权利要求1所述的发送装置，其中所述待发送的信号具有多个分别包括多个副载波的频率组，所述峰值降低处理部针对各个频率组调整所述输出信号的权值和/或排列顺序，并且
把第二导频信号与所述峰值降低处理部的输入信号复用在一起，并且把第一导频信号复用在所述峰值降低处理部的输出信号中，从而发送所述第二导频信号和所述第一导频信号。
8.根据权利要求7所述的发送装置，其中所述第二导频信号被插入到一部分副载波中。
9.根据权利要求1所述的发送装置，其中从所述分割傅立叶逆变换部的输出信号中检测出所述峰值的峰值位置，并确定所述权值或所述排列顺序，使得所述合成信号的振幅在所述峰值位置处变小。
10.一种采用OFDM方式的无线通信系统中使用的接收装置，所述无线通信系统包括发送装置和该接收装置，所述发送装置包括：
分割傅立叶逆变换部，其包括多个变换部，其中所述分割傅立叶逆变换部将待发送的信号分割成多个信号，所述多个变换部中的各个变换部分别对所述多个信号中的各个信号执行傅立叶逆变换；
峰值控制部，其根据从所述分割傅立叶逆变换部的各个变换部的输出信号中检测出的峰值而输出峰值控制信号；以及
峰值降低处理部，其根据所述峰值控制信号来调整所述分割傅立叶逆变换部的至少一个变换部的输出信号的权值或排列顺序，从而输出调整后的信号，并且对所述调整后的信号与所述至少一个变换部之外的变换部的输出信号进行合成，从而输出所得到的合成信号，
其中，所述待发送的信号具有多个分别包括多个副载波的频率组，所述峰值降低处理部针对各个频率组调整所述输出信号的权值和/或排列顺序，并且
把第二导频信号与所述峰值降低处理部的输入信号复用在一起，并且把第一导频信号复用在所述峰值降低处理部的输出信号中，从而发送所述第二导频信号和所述第一导频信号，
所述接收装置包括：
调整部，其根据所述峰值控制信号的信息对接收信号进行调整，其中所述接收装置对根据插入在同一个频率组中的多个第一导频信号而计算出的多个信道估计值进行平均，从而校正信号估计值。
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