JP2005340506A - プリント配線基板 - Google Patents

Abstract

【課題】 差動伝送線路の差動インピーダンスの不整合による伝送品質の劣化等の悪影響を抑えることができるプリント配線基板を提供する。
【解決手段】 プリント配線基板１０には、差動信号を出力するドライバ素子２０、差動信号を入力するレシーバ素子２２が実装され、これらは差動信号配線２４で接続される。差動信号配線２４は、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂから成る。第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂは、その端部の幅が電極パッド２６Ａ、２６Ｂの幅と同一であり、一端側から他端側、他端側から一端側に向かうに従って幅が漸次的に減少すると共に配線間隔が狭くなるように互いに近づき、予め定めた所定幅となった位置で平行な線路となるように形成されている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、プリント配線基板に係り、より詳しくは、パーソナルコンピューターや複写機、プリンタ、ファクシミリ等の電子機器に用いられ、差動伝送線路が設けられたプリント配線基板に関する。

上記のような電子機器に用いられるプリント配線基板で処理されるディジタル信号の周波数は年々高周波化している。近年では、これらのディジタル信号を伝送する基準クロックの周波数は数１００ＭＨｚが普通となりＧＨｚオーダーへと至りつつある。さらには、ディジタル信号はパルス伝送のため、信号の基本周波数に対し１０倍程度の周波数成分まで伝送されることが必要であり、１０ＧＨｚのオーダーを考慮する必要が生じるに至っている。そこで、このような高速に信号を送る方式として、近年では低振幅の差動伝送方式が主流となりつつある。差動伝送方式は、電磁的に密結合した２本の信号線を用いて、それぞれ非反転信号と反転信号の２相の信号を伝送する方式である。

この差動伝送方式においては、非反転信号と反転信号が互いに信号電流とリターン電流経路の関係となるため、差動信号成分にとってはループ面積が小さく、シングルエンド伝送方式よりも差動モードの電磁放射ノイズを減らし、かつ高速に伝送することが可能である。また、信号の検出は非反転信号と反転信号の差分で行われるため、同相で重畳する外来のノイズに対して影響を受けない。このため、伝送は低電圧振幅で十分であり、駆動する電流も小さくて済むメリットもある。

ただし、差動信号は非反転信号と反転信号が完全な逆位相でなければ、互いにキャンセルされない同相成分をもつ。差動信号を出力するドライバの出力信号が理想的に逆位相であっても、差動伝送線路の各信号線が等長で完全に平行な線路でなければ同相成分が発生するが、集積回路素子との接続部分及びスルーホールや他の素子を迂回する部分などにより、等長の信号線を平行に配線するのが困難な場合がある。このため、従来より等長で電気的対称性を保つ配線方式が提案されている（例えば特許文献１参照）。

しかしながら、全ての差動伝送線路の信号線対を全て平行対称に配置するのは、大量のデータを並列に伝送することが求められるＬＳＩのパッケージング上、現実的ではない。

さらに、非特許文献１に示されるように、マイクロストリップ配線の電磁界は空気中と誘電体膜内に分布するため、高周波領域ではその速度差によりＴＥＭ波の崩れが起こり、伝送品質が劣化する。すなわち、一般に表面層におかれた配線の信号品質は高周波において著しく劣化する。これに対し、非特許文献１及び特許文献２に記載されたように、差動伝送線路の信号線対を誘電対中に完全に埋め込むことが有効である。

しかしながら、表面層に配線しないことにより、実装面積上の不利が生じるのみならず、基板に垂直な方向に信号線対を配置するため、表面層上のＩＣ等へ信号線対を接続する場合に、信号線対の線路長が異なり、これによる差動インピーダンスの不整合が生じる。

また、旧来のマイクロストリップ配線を用いたシングルエンドによる信号伝送では、誘電体を介して配線層と隣接するグランド面若しくは電源面である参照面上に、各周波数成分について駆動信号の総和と等しい電流（リターン電流）が分布して流れる。このため、もし参照面上に切れ目や開口があり、この上を配線が通過するときにリターン電流の不連続や迂回が生じる。これにより、信号配線の電流とリターン電流で電界が相殺されない成分（コモンモード電流）が生じ、大きな電磁放射が発生する、という問題があった。

多くの差動伝送線路は配線と参照面の間に大きな容量結合をもつため、差動伝送線路のインピーダンスは、２本の信号線及び参照面の３体間の容量性及び誘導性の結合から定まり、同相成分の無い差動信号であっても参照面上に電流分布を生じる。このため、シングルエンドと同様に参照面の切れ目や開口でコモンモード成分が生じ、強い電磁放射の原因となる。
特開平１１−１８６６７４号公報 特開２００１−２１０９５９号公報 Kannji Otsuka, et al.,"Study of beyond GHz Signal Integrity under TEM Wave Mode Analysis in Multi-channel Transmission Lines", Proceedings of ICEP, Japan,pp295-300, 2002.4

前述したように、差動信号の非反転信号と反転信号が理想的に逆位相で駆動されても、集積回路素子との接続部分及びスルーホールや他の素子を迂回する部分があれば、差動伝送線路の信号線対を各々流れる非反転信号及び反転信号の位相ずれによる問題が避けられない。

一般のプリント配線基板では、ＣＭＯＳ素子によるシングルエンドの駆動で瞬時に５０ｍＡ以上の大きな電流を流すロジックが主流であり、配線幅はこれらに準じて１００μｍを越えている。また、差動信号を駆動する能動素子の信号ピンのピッチはパッケージング上の制約から、ＧＨｚ帯域で差動伝送を行うＰＥＣＬ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｅｍｉｔｔｅｒ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｌｏｇｉｃ）等のロジックに使用されるＴｈｉｎ Ｐｌａｓｔｉｃ Ｑｕａｄ Ｆｌａｔｐａｃｋ等でもピン幅３７０μｍ、ピッチ８００μｍが標準であり、さらに狭ピッチ実装用のＳｈｒｕｎｋ Ｓｍａｌｌ Ｏｕｔｌｉｎｅ Ｐａｃｋａｇｅでもピン幅３００μｍ、ピッチ６５０μｍである。このようなパッケージを搭載するプリント基板上の電極パッドは、ピン幅よりも大きくなる必要があるため、上記配線幅より幅広であり、配線部分とのインピーダンス不連続が存在する。

さらに、前述したように、表面層のマイクロストリップ配線の電磁界は空気中と誘電体膜内に分布するため、高周波領域ではその速度差によりＴＥＭ波の崩れが起こり、伝送品質が劣化する。また、前述したように、多くの差動伝送線路と誘電体を介して隣接する参照面の間に大きな容量結合があるマイクロストリップ配線では、参照面の切れ目や開口でコモンモード成分が生じ、強い電磁放射の原因となる。

本発明は、上記事実を考慮して成されたものであり、差動伝送線路の差動インピーダンスの不整合による伝送品質の劣化等の悪影響を抑えることができるプリント配線基板を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、誘電体層と接する配線層に、第１の配線及び第２の配線から成る差動伝送線路及び前記差動伝送線路が接続される素子が設けられたプリント配線基板において、前記第１の配線及び前記第２の配線の各々の少なくとも一端側の幅が、前記一端側と接続される素子との接続部の幅から予め定めた所定幅になるまで漸次的に減少すると共に、前記第１の配線と前記第２の配線とが、少なくとも前記漸次的に減少する減少区間において線対称に配置されたことを特徴とする。

この発明によれば、プリント配線基板は、誘電体層と接する配線層に、第１の配線及び第２の配線から成る差動伝送線路が形成され、この差動伝送線路に差動信号を出力する素子及び差動信号を入力する素子が実装される。

このような差動信号を駆動する素子及び差動伝送線路が実装されたプリント配線基板において、差動伝送線路を構成する第１の配線及び第２の配線の各々の少なくとも一端側の幅が、一端側と接続される素子との接続部の幅から予め定めた所定幅になるまで漸次的に減少する。すなわち、第１の配線及び第２の配線の一端側の幅は、素子との接続部の幅と略同一の幅であり、この幅から他端側に向けて漸次的に減少する。また、第１の配線と第２の配線とが、少なくとも漸次的に減少する減少区間において線対称に配置されている。すなわち、第１の配線及び第２の配線は、略同一形状となる。

差動伝送線路をこのような構成とすることにより、差動伝送線路と素子との接続部におけるインピーダンスの不連続部分の発生を防ぐことができると共に、配線全体で差動インピーダンスの不整合を防ぐことができ、差動信号の伝送品質の劣化を防ぐことができる。

請求項２記載の発明は、前記第１の配線及び前記第２の配線が、前記減少区間の配線と前記所定幅の所定幅区間の配線とから成り、前記減少区間では、前記第１の配線及び前記第２の配線の間隔が漸次的に狭くなるように、前記所定幅区間では、前記第１の配線及び前記第２の配線が平行となるように形成されたことを特徴とする。

この発明によれば、第１の配線及び第２の配線が、減少区間では、配線間隔が漸次的に狭くなるように、すなわち各配線が幅を小さくしながら互いに近づくように形成され、所定幅区間では、平行となるように形成される。このとき、所定幅区間の長さが減少区間の長さよりも十分長い方が好ましい。

このように、互いの配線が平行となる所定幅区間を設けることにより、差動伝送線路を隣接して複数設けたような場合でも、隣接する差動伝送線路間の間隔を広くすることができ、クロストークの影響を防ぐことができる。また、所定幅区間では、配線の幅が小さいため、電界の広がりを抑えることができると共に、この区間で配線を直角に曲げたような場合でも、各配線の長さが異なるのを極力防ぐことができ、差動インピーダンスの不整合を抑えることができる。

なお、請求項３に記載したように、前記第１の配線及び前記第２の配線の各々の他端側の幅が、前記他端側と接続される素子との接続部の幅から前記所定幅になるまで漸次的に減少する構成とすることができる。すなわち、他端側の素子との接続部の幅が前記所定幅よりも大きいような場合には、他端側についても一端側と同様の構成とすることにより、他端側についてもインピーダンスの不連続部分が発生するのを防ぐことができる。

また、請求項４に記載したように、前記配線層は、前記プリント配線基板の表面側に配置され、かつ前記誘電体層と略同一の誘電率の保護膜を前記配線層上に形成した構成としてもよい。これにより、差動伝送線路を流れる差動信号の影響によって発生する電磁界が外部に漏れるのを防ぐことができる。

この場合、請求項５に記載したように、前記保護膜は、前記第１の配線及び前記第２の配線の幅、厚さ、及び間隔の何れよりも大きい厚さを有することが好ましい。これにより、より効果的に電磁界が外部に漏れるのを防ぐことができる。

また、請求項６に記載したように、前記誘電体層の前記配線層と反対側の面に金属面が形成されると共に、前記誘電体層の厚さが、前記第１の配線及び前記第２の配線の幅、厚さ、及び間隔の和よりも大きいことが好ましい。すなわち、誘電体層の配線層と反対側の面にグランド面や電源面等の金属面が形成されている場合、差動伝送線路と金属面とのプリント配線基板の断面方向における距離が近いと、差動伝送線路と金属面との容量性及び誘導性の結合が強くなり、金属面に差動信号のリターン電流が流れることとなる。従って、金属面に切り目や開口部が存在する場合、所謂コモンモードによる強い電磁波放射が発生する場合があるが、誘電体層の厚さを上記のように大きくすることにより、差動伝送線路と金属面との結合を弱めることができ、コモンモードによる電磁波放射を抑制することができる。

なお、請求項７に記載したように、前記素子から前記差動伝送線路へ供給される差動信号の信号源が、前記プリント配線基板の基準電位に対して高インピーダンスの電流源を含むことが好ましい。

すなわち、上記の差動伝送線路を駆動する素子から供給される差動信号は、プリント配線基板の基準電位に対して高インピーダンスの電流源によって電流駆動により行うことが好ましい。このように、電流駆動とすることにより、第１の配線のリターン電流は第２の配線に、第２の配線のリターン電流は第１の配線にそれぞれ流れることとなり、コモンモードによる電磁波放射を抑制することができる。

請求項８記載の発明は、前記差動伝送線路の各位置の差動インピーダンスが一定となるように、前記第１の配線及び第２の配線の幅、厚さ、間隔、及び前記差動伝送線路の周囲の部材の誘電率が設定されたことを特徴とする。

この発明によれば、差動伝送線路の各位置の差動インピーダンス、すなわち、差動伝送線路を流れる信号の伝達方向と直交する方向における断面で見た場合の、各断面の位置における差動インピーダンスが一定となるように、第１の配線及び第２の配線の幅、厚さ、間隔、及び差動伝送線路の周囲の部材、すなわち誘電体層や保護膜の誘電率が設定される。

差動インピーダンスは、第１の配線及び第２の配線の幅、厚さ、間隔、及び差動伝送線路の周囲の部材の誘電率等によって定まり、例えば第１の配線と第２の配線との間隔が小さくなれば小さくなり、配線の幅が小さくなれば大きくなる。また、配線の厚さが大きくなれば差動インピーダンスも大きくなり、周囲の部材の誘電率が高ければ差動インピーダンスも高くなる。

このため、例えば他の区間よりも配線の間隔を小さくした区間を設ける場合には、そのままではその区間の差動インピーダンスは小さくなるため、配線の幅を小さくして差動インピーダンスを大きくすることにより、他の区間における差動インピーダンスと同一のインピーダンスにすることができる。このように、第１の配線及び第２の配線の幅、厚さ、間隔、及び差動伝送線路の周囲の部材の誘電率を調整することにより、差動伝送線路の各位置、すなわち差動伝送線路全体で差動インピーダンスを一定にすることができ、伝送品質が劣化するのを防ぐことができる。

以上説明したように、本発明によれば、差動伝送線路の差動インピーダンスの不整合による伝送品質の劣化等の悪影響を抑えることができる、という効果を有する。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について説明する。

図１（ａ）には、本実施形態に係るプリント配線基板１０の平面図を、同図（ｂ）には、プリント配線基板１０の断面図を示した。

図１（ｂ）に示すように、プリント配線基板１０は、各種素子が実装されると共に、信号配線、電源配線等の各種配線が形成される配線層１２、第１の誘電体層１４、グランド層１６、及び第２の誘電体層１８が積層されて構成されている。第１の誘電体層１４及び第２の誘電体層１８は、例えばガラスエポキシ基板（例えばＦＲ−４基板等）により構成される。

配線層１２には、一例として差動信号を出力するドライバ素子２０、ドライバ素子２０からの差動信号を入力するレシーバ素子２２が実装されており、これらの素子（ＩＣ）は差動信号配線２４により接続されている。差動信号配線２４は、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂから成り、図１では一例として同様の差動信号配線２４が合計３個設けられている。

ドライバ素子の端子２０Ａ、２０Ｂは、差動信号が出力される端子であり、例えば端子２０Ａから非反転信号が出力され、端子２０Ｂから反転信号が出力される。ドライバ素子の端子２０Ａ、２０Ｂ、レシーバ素子２２の端子２２Ａ、２２Ｂは、配線層１２（第１の誘電体層１４の表面上）に形成された電極パッド２６Ａ、２６Ｂに半田等によって接続される。

図２に示すように、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの一端側の幅Ｗ１は、これらの配線の一端側が接続される電極パッド２６Ａの幅と一致している。そして、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの一端側の幅は、予め定めた長さの区間Ｌ１（減少区間）において、他端側に向かうに従って漸次的に減少し、予め定めた所定幅Ｗ２となる。この所定幅Ｗ２はなるべく小さいことが好ましく、例えばＷ１の半分以下であることが好ましい。なお、区間Ｌ１においては、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂは、他端側に向かうに従って互いに近づくように、すなわち第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの間隔が徐々に狭くなるように形成される。

また、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの他端側についても同様である。すなわち、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの他端側の幅Ｗ３は、これらの配線の他端側が接続される電極パッド２６Ｂの幅と一致している。そして、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの他端側の幅は、予め定めた長さの区間Ｌ３（減少区間）において、他端側に向かうに従って漸次的に減少し、予め定めた所定幅Ｗ２となる。また、区間Ｌ３も同様に、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂは、一端側に向かうに従って互いに近づくように、すなわち第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの間隔が徐々に狭くなるように形成される。

第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅が所定幅Ｗ２である区間Ｌ２（所定幅区間）では、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂは平行となるように形成されている。

なお、図２の例では、Ｌ１＝Ｌ３、Ｗ１＝Ｗ３であると共に、電極パッド２６Ａのピッチと電極パッド２６Ｂのピッチとは同一となっている。すなわち、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂは同一形状となっている。

このように第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂは、図２に示すように、隣接する電極パッド２６Ａ間の中心位置と、隣接する電極パッド２６Ｂ間の中心位置とを結ぶ中心線Ｃについて線対称に形成されている。また、配線の端部の幅が電極パッドの幅と同一となっている。このため、差動インピーダンスが不連続となる部分が発生せず、差動インピーダンスを配線全体で一定とすることができる。従って、インピーダンスの不整合に起因して発生する電磁波放射等の悪影響を抑制することができる。

また、差動信号配線２４の各位置の差動インピーダンス、すなわち、差動信号配線２４を流れる信号の伝達方向と直交する方向における断面で見た場合の、各断面の位置における差動インピーダンスが一定となるように、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅、厚さ、間隔、及び差動信号配線２４の周囲の部材、すなわち誘電体層１８の誘電率が調整されている。

例えば、区間Ｌ２では、配線間隔を小さくしたことにより差動インピーダンスが小さくなるため、その分差動インピーダンスが大きくなるように配線の幅を小さくすることによって、他の区間と差動インピーダンスが同一となるようにする。このようにして、差動信号配線２４全体で差動インピーダンスが一定となるように、各区間における第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅、厚さ、間隔、及び誘電体層１８の誘電率等を調整する。これにより、伝送品質が劣化するのを効果的に防ぐことができる。

なお、基本的には、配線幅が小さく、配線間隔が狭い区間Ｌ２の部分がなるべく長い方が好ましいが、区間Ｌ２の部分が長くなるほど、区間Ｌ１、Ｌ３の部分と区間Ｌ２の部分との境界部分の曲げ角度が大きくなり、反射等の悪影響が出てくる可能性があるため、これらの影響がでないような長さに各区間の長さが定められる。

ところで、シングルエンド伝送方式で用いられるＣＭＯＳが瞬時に５０ｍＡ以上の電流を流すのに対して、電流駆動による代表的な差動伝送ロジックであるＣＭＬ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ Ｌｏｇｉｃ）で４ｍＡのスイングであり、さらに次世代のＸＤＲ（Ｅｘｔｒａ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ）では２ｍＡになるといわれ、電流容量はＣＭＯＳの場合と比較して一桁分低くてもよい。このため、配線幅を大きくすることにより電流容量を大きくする必要はなく、本実施形態に係る差動信号配線のように、配線幅を小さくしても特に問題はない。ただし、高周波においては表皮効果による抵抗の増大も考慮する必要がある。

また、１ＧＨｚを越える高周波域では、損失の要因として表皮効果よりもむしろ誘電体の分極による損失（誘電体損）が支配的となる。ここで、誘電体中の電界の広がりが大きいほど分極にかかわる双極子の数が大きくなる。すなわち、誘電体層に同じ誘電体部材を用いるのであれば、差動伝送線路の配線については電界の広がりの小さい構造が望ましい。

ここで、例えば図３（ａ）に示すように、差動信号配線１００、１０２を構成する配線１００Ａ、１００Ｂ、１０２Ａ、１０２Ｂの全てが、配線全体に亘って電極パッド１０４と同一幅で配線間隔も同一の場合、本実施形態に係る差動信号配線２４のように、第１の配線２４Ａと第２の配線２４Ｂとの間隔が狭くなるような構成とした場合と比較して、差動信号配線１００と差動信号配線１０２との間隔が大きくなる。このため、図３（ａ）のような従来構造の差動信号配線では、電界の広がりが大きくなってしまうと共に、隣接する差動信号配線同士の間隔も狭いため、クロストークが発生する場合がある。これに対し、本実施形態に係る差動信号配線２４では、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅及び間隔を小さくすると共に、差動信号配線同士の間隔を広くすることができるため、電界の広がりを小さくすることができると共に、隣接する差動信号配線同士のクロストークの影響を抑えることができる。

さらに、上記の例では何れも差動信号配線が直線的に配線された場合について説明しているが、差動信号配線を直線的にではなく、例えば図１３（ａ）に示すように、直角に曲げて配線したような場合には、図３（ａ）のような構造では、配線１００Ａの長さと配線１００Ｂの長さと差Ｌａが大きく異なり、所謂スキューが大きくなる。差動信号配線の各配線の間隔とスキューの大きさとは比例し、曲がる部分が増える程、スキューが大きくなり、差動インピーダンスに不整合が生じる。このため、信号品質が劣化してしまう。

これに対し、本実施形態に係る差動信号配線２４では、特に差動信号配線２４の主要部である区間Ｌ２において第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅及び間隔が小さくなっているため、図１３（ｂ）に示すように、直角に曲がる部分があっても、配線２４Ａの長さと配線２４Ｂの長さとの差ＬｂはＬａと比較して小さくなり、スキューを極力小さくすることができる。このため、差動インピーダンスの不整合を抑えることができる。また、差動信号配線同士の間隔を広くすることができるため、電界の広がりを小さくすることができると共に、隣接する差動信号配線同士のクロストークの影響を抑えることができる。従って、信号品質の劣化を抑えることができる。

また、図３（ｂ）に示すように、差動信号配線１０６の各配線１０６Ａ、１０６Ｂの幅を小さくすると共に、その主要部の配線間隔を狭くした従来構造の差動信号配線の場合には、本実施形態に係る差動信号配線２４と同様に差動信号配線同士の間隔は広くなるので、クロストークの影響を抑えることはできるものの、各配線の端部の幅が電極パッド１１０の幅と異なるため、電極パッド１１０との接続部分においてインピーダンスの不連続が発生し、この部分で生じる反射により電磁波放射が発生してしまう。これに対して、本実施形態に係る差動信号配線２４では、各配線の端部の幅を電極パッドの幅と同一としているため、インピーダンスの不連続部分が発生せず、反射による電磁波放射を抑えることができる。

なお、本実施形態では、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂを同一形状とした場合、すなわち、ドライバ素子の電極パッド２６Ａのピッチとレシーバ素子２２の電極パッド２６Ｂのピッチとが同一で且つ電極パッドの幅が同一（Ｗ１＝Ｗ３）であると共に、区間Ｌ１と区間Ｌ３との長さが同一である場合について説明したが、本発明はこの例に限られるものではない。

例えば、図４（ａ）に示すように、電極パッド２６Ａの幅Ｗ１と電極パッド２６Ｂの幅Ｗ３が異なっていても良いし、同図（ｂ）に示すように、区間Ｌ１と区間Ｌ３との長さが異なっていても良いし、同図（ｃ）に示すように、電極パッド２６Ａのピッチ間隔ｄ１と電極パッド２６Ｂのピッチ間隔Ｄ３とが異なっていても良い。また、同図（ｄ）に示すように、配線幅が減少する区間が片側のみにあってもよく、同図（ｅ）に示すように、各配線が平行になる区間がなく、配線幅が減少する区間のみであってもよい。

また、本実施形態では、第１の誘電体層１４と第２の誘電体層との間にグランド層１６が設けられた構成としたが、グランド層ではなく電源層であってもよい。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。なお、上記実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

図５（ａ）には、本実施形態に係るプリント配線基板３０の平面図を、同図（ｂ）には、プリント配線基板３０の断面図を示した。

図５に示すように、プリント配線基板３０が第１実施形態で説明したプリント配線基板１０と異なる点は、配線層１２上（第１の誘電体層１４の表面側）に保護膜３２を形成した点だけであり、その他の点はプリント配線基板１０と同一であるので説明は省略する。

保護膜３２は、第１の誘電体層１４と略同一の誘電率の材料、例えば一般のガラスエポキシ基板であるＦＲ−４基板と近い誘電率をもつものとして、加熱硬化を用いるエポキシメラミン系材料、ＵＶ硬化を用いるエポキシアクリレート系材料等を用いることができる。他にもポリイミド系の材料等も用いることができ、第１の誘電体層１４に用いられる材料と略同一の誘電率を有するものであればよい。

このように、プリント配線基板３０の表面側である配線層１２上に保護膜３２を形成したことにより、差動信号配線２４に流れる信号によって発生する電磁界のほとんどが保護膜３２及び第１の誘電体層１４内等のプリント配線基板３０内に分布することとなるため、不要な電磁波が外部に放射されるのを防ぐことができると共に、ＴＥＭ波の崩れによる伝送品質が劣化するのを防ぐことができる。

なお、保護膜３２の厚さは、例えば第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの区間Ｌ２における幅Ｗ２、これらの配線の厚さｄ（図５（ｂ）において上下方向の長さ）、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの間隔ｄ２の何れよりも大きい厚さとすることが好ましい。これにより、より効果的に電磁波放射が基板の外側に放射されるのを防ぐことができる。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態について説明する。なお、上記実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

図６（ａ）には、本実施形態に係るプリント配線基板４０の平面図を、同図（ｂ）には、プリント配線基板４０の断面図を示した。

図６（ｂ）に示すように、プリント配線基板４０が第２実施形態で説明したプリント配線基板３０と異なる点は、第１の誘電体層及び第２の誘電体層の厚さが異なる点だけであり、その他の点はプリント配線基板３０と同一であるので説明は省略する。

図６（ｂ）に示すように、本実施形態に係るプリント配線基板４０の第１の誘電体層４２の厚さは、図１（ｂ）に示すプリント配線基板１０の第１の誘電体層１４の厚さよりも大きくなっており、プリント配線基板４０の第２の誘電体層４４の厚さは、図１（ｂ）に示すプリント配線基板１０の第１の誘電体層１８の厚さよりも大きくなっている。これにより、プリント配線基板４０のグランド層１６と差動信号配線２４との距離は、プリント配線基板１０のグランド層１６と差動信号配線２４との距離よりも大きくなっている。

なお、第１の誘電体層１４の厚さは、例えば第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの区間Ｌ２における幅Ｗ２、これらの配線の厚さｄ（図５（ｂ）において上下方向の長さ）、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの間隔ｄ２の和（＝Ｗ２＋ｄ＋ｄ２）よりも大きい厚さとすることが好ましい。

このように、プリント配線基板４０の第１の誘電体層１４の厚さを大きくすることにより、プリント配線基板１０の場合と比較して、差動信号配線２４とグランド層１６との容量性の結合及び誘導性の結合を弱くすることができる。従って、差動信号配線２４の第１の配線２４Ａと第２の配線２４Ｂとの間の成分のみが支配的となり、グランド層１６に切れ目や開口部が存在する場合でも、強い電磁放射の原因となるコモンモード成分が生じるのを防ぐことができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について説明する。なお、上記実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

図７には、一例として第１実施形態で説明したプリント配線基板１０の差動信号配線２４に信号を供給するドライバ素子の構成を概略的に示した。

図７に示すように、ドライバ素子は、スイッチング素子５０及び電流源５２を含んで構成されている。電流源５２は、グランド層１６に対して高インピーダンスの電流源であり、この電流源から供給された電流が、スイッチング素子５０によってスイッチングされて差動信号配線２４の第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂに交互に供給される。

電圧駆動によって差動信号を駆動する場合は、能動素子がグランド層等の参照面と差動信号配線との間を有限の駆動源抵抗を介してスイッチングすることにより、参照面及び差動信号配線を伝送線路として駆動するのに対し、本実施形態に係るドライバ素子のように、グランド層１６に対して十分高インピーダンスな電流源５２を用いて差動信号を駆動する場合、第１の配線２４Ａのリターン電流は第２の配線２４Ｂに、第２の配線２４Ｂのリターン電流は第１の配線２４Ａに各々流れることとなり、グランド層１６にリターン電流が流れるのを防ぐことができる。このため、グランド層１６に切れ目や開口部が存在した場合であっても、強い電磁放射の原因となるコモンモード成分が生じるのを防ぐことができる。

次に、本発明の実施例について説明する。

図８の（ａ）〜（ｃ）には、第１実施形態の図１で説明した差動信号配線２４、図３（ａ）に示した従来における差動信号配線１００、及び図３（ｂ）に示した従来における差動信号配線１０６の各々について、１０ＧＨｚの周波数の差動信号を伝送した場合における伝送損失６０Ａ〜６０Ｃ及びクロストーク６２Ａ〜６２Ｃをシミュレーションしたときの相対値を示した。

なお、各配線の厚さは全て２５μｍ、図１の差動信号配線２４の各配線が平行となる部分の配線幅、図３（ｂ）の差動信号配線１００の各配線が平行となる部分の配線幅は共に５０μｍ、図３（ａ）の差動信号配線１００の各配線の配線幅は２００μm、差動信号配線と、グランド層等の参照面との間の誘電層（ＦＲ−４基板）の厚さは全て２００μｍとし、差動インピーダンスが９０Ωで一定となるように差動信号配線の各配線の距離を設定してシミュレーションした。

図８の（ｂ）で示すように、配線幅が一定の図３（ａ）に示した差動信号配線１００の場合の伝送損失６０Ｂは、図８の（ａ）で示した本発明に係る差動信号配線２４の場合の伝送損失６０Ａと比較してわずかに少ないが、クロストーク６２Ｂはクロストーク６２Ａよりも大幅に増えている。すなわち、差動信号配線１００の構造では隣接する差動信号配線間の結合が大きいためクロストークが増大し、各配線の幅が大きい分、表皮効果に起因する伝送損失が小さいものの、クロストークによる隣接する差動信号配線間の結合分の損失が加わっている。

また、図８の（ｃ）で示すように、差動信号配線１０６の構造では、本発明に係る差動信号配線２４の場合のクロストーク６２Ａと比較してクロストーク６２Ｃの増加はわずかであるが、伝送損失６０Ｃが増大していることが判る。すなわち、差動信号配線１０６の構造では電極パッド１１０と差動信号配線１０６との接続部分のインピーダンス不整合による反射等によって伝送損失が増大すると共に、電界の乱れに起因ずるクロストークが加わっている。

このように、本発明に係る差動信号配線２４は、他の従来構造の差動信号配線と比較して、伝送損失及びクロストークを含め、総合的に優れていることが判る。

図９には、第２実施形態に係るプリント配線基板３０の保護膜３２の厚さを２５μｍ、３７．５μｍ、５０μｍ、１００μｍにそれぞれ変化させた場合について、ＦＤＴＤ（Finite Difference Time Domain Method）法により、信号の周波数とリターンロス（Ｓ１１パラメータ）との関係をシミュレーションした結果について示した。ここで、リターンロスとは、入力される信号に対し伝送線路部分がこれを反射して出力する信号の減衰量をいう。

なお、シミュレーションの簡単化のため、保護膜３２と第１の誘電体層１４の誘電率は同一とすると共に、保護膜３２の厚さは第１の誘電体層１４からの距離（高さ）とし、これを配線が存在する部分であるとないとに拘らず一定とした。従って、配線の厚さは２５μｍとしているため、保護膜３２の厚さが２５μｍの場合では、配線の最上部と保護膜の最上部とが一致することとなる。

図９に示すように、保護膜３２の厚さが大きいほどリターンロスが低減されると共に、その効果が周波数が高いほど顕著であることが判る。

また、図１０（ａ）には、保護膜３２の厚さが２５μｍのときの差動信号配線２４の第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂから発生する電界の広がりシミュレーションした結果として、差動信号配線２４の長手方向と直交する方向の断面から見た図を、図１０（ｂ）には、保護膜３２の厚さが１００μｍのときの差動信号配線２４の第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂから発生する電界の広がりをシミュレーションした結果として、差動信号配線２４の長手方向と直交する方向の断面から見た図をそれぞれ示した。

図１０（ａ）に示すように、保護膜３２の厚さが２５μｍの場合には、差動信号配線２４は保護膜３２により覆われず外部に露出しているため、外部に分布する電界の影響が無視できない。これに対して、図１０（ｂ）に示すように、保護膜３２の厚さが１００μｍの場合には、発生する電界は、ほとんど保護膜３２内及び第１の誘電体層１４内に分布していることが判る。

また、図１１（ａ）〜（ｆ）には、差動信号配線２４の第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅、厚さ、間隔と電磁界の広がりとの関係を示すための電気力線図を示した。なお、図の横方向が配線の幅方向を示し、図の上下方向が配線の厚さ方向を示している。また、電気力線７０の密度がその場所の電界強度を示している。図１１（ａ）〜（ｆ）から明らかなように、差動信号配線の周囲の電界の広がりは、配線の幅、厚さ、及び間隔の全てに依存し、これらが大きいほど電界の広がりが大きくなることが判る。従って、本発明に係る差動信号配線２４のように、主要部の配線の幅を小さくすると共に配線の間隔を狭くすることにより、電界の広がりを抑えることができる。

さらに、図１２（ａ）には、第１の誘電体層１４の厚さが差動信号配線２４の第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅と同じ場合における電流分布をシミュレーションした結果として、差動信号配線２４の長手方向と直交する方向の断面から見た図を、図１２（ｂ）には、第３実施形態に係るプリント配線基板４０のように、第１の誘電体層１４の厚さを、第１の配線２４Ａ及び第２の配線２４Ｂの幅、厚さ、間隔の和よりも大きくした場合における電流分布をシミュレーションした結果として、差動信号配線２４の長手方向と直交する方向の断面から見た図をそれぞれ示した。

図１２（ａ）に示すように、第１の誘電体層１４の厚さが小さい場合、差動信号配線２４の周囲だけでなく、その直下のグランド層１６にも電流分布７１が存在しているのがわかる。すなわち、差動信号の伝送特性は、差動信号配線だけでなく、グランド層や電源層等の参照面との関係にも左右される。

また、図１２（ｂ）に示すように、これに対して、第１の誘電体層１４の厚さを大きくした場合、差動信号配線２４の周囲にのみ電流分布７２が存在しているのが判る。図１１に示したように、電磁界の広がりは、差動信号配線２４の幅のみならず厚さ及び間隔にも影響されるため、第１の誘電体層１４の厚さをこれらの和よりも大きな厚さとすることにより差動信号配線２４とグランド層１６との距離を大きくすることにより、差動信号配線のみの成分が支配的となり、グランド層１６との結合の影響を小さくすることができる。このため、グランド層１６に切れ目や開口部が存在する場合でも、強い電磁放射の原因となるコモンモード成分が生じるのを防ぐことができる。

（ａ）は第１実施形態に係るプリント配線基板の平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。 差動信号配線の平面図である。 （ａ）、（ｂ）は従来における差動信号配線の平面図である。 （ａ）〜（ｅ）は、本発明に係る差動信号配線の平面図である。 （ａ）は第２実施形態に係るプリント配線基板の平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。 （ａ）は第３実施形態に係るプリント配線基板の平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。 差動信号を駆動するＩＣの概略構成図である。 本発明に係る差動信号配線及び従来例に係る差動信号配線に信号を流した場合の伝送損失及びクロストークを表すグラフである。 保護膜の厚さを変えたときの信号の周波数とリターンロスとの関係を示す線図である。 （ａ）は保護膜の厚さが小さい場合の電磁界の広がりを示す図、（ｂ）は保護膜の厚さが大きい場合の電磁界の広がりを示す図である。 （ａ）〜（ｆ）は、差動信号配線の幅、厚さ、間隔を変化させたときの電磁界の広がりの変化を示す図である。 （ａ）は第１の誘電体層の厚さが小さい場合の電流分布を示す図、（ｂ）は第１の誘電体層の厚さが大きい場合の電流分布を示す図である。 （ａ）は従来構造の差動信号配線におけるスキューについて説明するための図、（ｂ）は本発明に係る差動信号配線のスキューについて説明するための図である。

符号の説明

１０、３０、４０ プリント配線基板
１２ 配線層
１４ 第１の誘電体層（誘電体層）
１６ グランド層（金属面）
１８ 第２の誘電体層
２０ ドライバ素子
２２ レシーバ素子
２４ 差動信号配線（差動伝送線路）
２４Ａ 第１の配線
２４Ｂ 第２の配線
２６Ａ、２６Ｂ 電極パッド
２６Ｂ 電極パッド
３２ 保護膜
５０ スイッチング素子
５２ 電流源

Claims (8)

1. 誘電体層と接する配線層に、第１の配線及び第２の配線から成る差動伝送線路及び前記差動伝送線路が接続される素子が設けられたプリント配線基板において、
   前記第１の配線及び前記第２の配線の各々の少なくとも一端側の幅が、前記一端側と接続される素子との接続部の幅から予め定めた所定幅になるまで漸次的に減少すると共に、前記第１の配線と前記第２の配線とが、少なくとも前記漸次的に減少する減少区間において線対称に配置されたことを特徴とするプリント配線基板。
2. 前記第１の配線及び前記第２の配線が、前記減少区間の配線と前記所定幅の所定幅区間の配線とから成り、前記減少区間では、前記第１の配線及び前記第２の配線の間隔が漸次的に狭くなるように、前記所定幅区間では、前記第１の配線及び前記第２の配線が平行となるように形成されたことを特徴とする請求項１記載のプリント配線基板。
3. 前記第１の配線及び前記第２の配線の各々の他端側の幅が、前記他端側と接続される素子との接続部の幅から前記所定幅になるまで漸次的に減少することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のプリント配線基板。
4. 前記配線層は、前記プリント配線基板の表面側に配置され、かつ前記誘電体層と略同一の誘電率の保護膜を前記配線層上に形成したことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のプリント配線基板。
5. 前記保護膜は、前記第１の配線及び前記第２の配線の幅、厚さ、及び間隔の何れよりも大きい厚さを有することを特徴とする請求項４記載のプリント配線基板。
6. 前記誘電体層の前記配線層と反対側の面に金属面が形成されると共に、前記誘電体層の厚さが、前記第１の配線及び前記第２の配線の幅、厚さ、及び間隔の和よりも大きいことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載のプリント配線基板。
7. 前記素子から前記差動伝送線路へ供給される差動信号の信号源が、前記プリント配線基板の基準電位に対して高インピーダンスの電流源であることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のプリント配線基板。
8. 前記差動伝送線路の各位置の差動インピーダンスが一定となるように、前記第１の配線及び第２の配線の幅、厚さ、間隔、及び前記差動伝送線路の周囲の部材の誘電率が設定されたことを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載のプリント配線基板。

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