JP2009038341A - プリント配線板 - Google Patents

Abstract

【課題】 高速信号伝送における信号の減衰を低減するために配線幅を太くしても多くの配線領域を占有することのないプリント配線板を実現する。
【解決手段】 第１、第２の組の差動信号配線１０４、１０５の各配線１０４ａ、１０４ｂ、１０５ａ、１０５ｂの配線幅を徐々に太くすることで、配線での減衰を抑えつつ、各差動信号配線の直下のＧＮＤ層１０２に形成するスリット１０４ｓ、１０５ｓの開口幅も同様に変化させる。これにより、インピーダンス整合を実現する。そして、２つの差動信号配線１０４、１０５の配線幅の太い側と細い側を交互に配置することで、全配線幅を低減する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、高速デジタル信号の伝送を行うプリント配線板に関するものである。

プリント配線板では元来、配線導体の直流抵抗成分によって信号が減衰し、伝送波形品質に悪影響を与えている。従って、伝送する信号配線が長くなれば長くなるほど減衰は大きくなり、シグナルインテグリティーは低下する。また近年、１ＧＨｚ以上の周波数領域の信号の場合、表皮効果や誘電損失の影響が非常に大きくなり、信号の減衰は、さらに大きくなることが明らかになってきている。従って、プリント配線板におけるギガヘルツオーダーの信号伝送において、信号の減衰はシグナルインテグリティーを確保するための課題の一つとなっている。

信号の減衰を評価する際の指標の一つとして、透過特性Ｓ２１パラメータが知られている。透過特性Ｓ２１パラメータとは、伝送線路を図１３（ａ）に示すようにネットワーク化し、その際のネットワークの入力端（Ｐｏｒｔ１）から出力端（Ｐｏｒｔ２）に伝わる信号の比率（透過率）を数値化したものである。また、ネットワークの入力端（Ｐｏｒｔ２）から出力端（Ｐｏｒｔ１）に伝わる信号の比率（透過率）を数値化したものは、透過特性Ｓ１２パラメータである。

この透過特性Ｓ２１を使って、伝送する信号の周波数と減衰の関係を説明する。プリント配線板にもうけられた信号配線を伝送する信号の、一般的な透過特性Ｓ２１の例を図１３（ｂ）に示す。図１３（ｂ）は、縦軸がＳパラメータの透過特性Ｓ２１（ｄＢ）、横軸が伝送する信号の周波数（Ｈｚ）である。１ＧＨｚ以下の周波数領域では、配線導体の直流抵抗による減衰が支配的であるが、周波数が高くなるにつれ徐々に減衰は大きくなっている。この現象は、高周波信号の表皮効果や誘電損失によるものである。特に１ＧＨｚ以上の周波数領域では、表皮効果や誘電損失による損失が直流損失より大きくなるため急激に減衰が大きくなる。また、特定の周波数で大きな減衰が見られるが、配線導体のインダクタンス成分とキャパシタンス成分の共振によるものである。

また、シグナルインテグリティーが低下する要因は、信号の減衰だけでなく、配線のインピーダンス不整合も挙げられる。すなわち配線のインピーダンスに不整合が生ずると、その不整合点で伝送信号が反射を繰り返し、シグナルインテグリティーを大きく下げる要因となる。インピーダンスの不整合は、配線の接続点のみではなく、配線の幅や、他の配線との間隔、配線の周りの誘電率の変化によって大きく変動する。通常プリント配線板においては、たとえばインピーダンス特性がシングルエンド配線では５０Ω、差動配線では１００Ωで統一されるように設計される。

マイクロストリップライン構造の配線のインピーダンス（Ｚｏ）は、以下の（式１）で算出することができる。
Ｚｏ＝６０／√（０．４７５×εｒ＋０．６７）×ｌｎ（４×ｈ／（０．６７×（０．８×Ｗ＋ｔ））） ・・・（式１）
（εｒは配線の下層となるプリント配線板の誘電層の誘電率、ｈはＧＮＤ層から配線までの絶縁層の厚さ、Ｗは配線の幅、ｔは配線の厚さである。）
また、このときの配線が差動信号配線である場合の差動インピーダンス（Ｚｄｉｆｆ）は、以下の（式２）で算出することができる。
Ｚｄｉｉｆ≒２×Ｚｏ（１−０．４８×ｅｘｐ（−０．９６×Ｓ／ｈ））・・・（式２）
（ｈはＧＮＤ層から配線までの厚さ、Ｓは差動配線を形成する２本の配線の間隔である。）
また、ストリップライン構造の配線のインピーダンス（Ｚｏ）は、以下の（式３）で算出することができる。
Ｚｏ＝６０／√（εｒ）×ｌｎ（４×ｈ／（０．６７×（０．８×Ｗ＋ｔ））） ・・・（式３）
（εｒは配線の下層となるプリント配線板の誘電層の誘電率、Ｗは配線の幅、ｔは配線の厚さである。）
また、このときの配線が差動信号配線である場合の差動インピーダンス（Ｚｄｉｆｆ）は、以下の（式４）で算出することができる。
Ｚｄｉｉｆ≒２×Ｚｏ（１−０．３７４×ｅｘｐ（−２．９×Ｓ／ｈ））・・・（式４）
（ｈは配線を挟む２つのＧＮＤ層の間隔、Ｓは差動配線を形成する２本の配線の間隔である。）
配線の幅が変化することによるインピーダンス不整合の対策としては、特許文献１（特開２００６−１７３２３９号公報）が知られている。特許文献１には、プリント配線板上の配線をコネクタに接続する際に構造が示されている。コネクタのランドサイズは、配線の幅よりも広く設定されているため、ランドの近傍の配線の幅は、コネクタのランドサイズに合わせて太くなっている。この時、配線の幅が太くなることにより生ずるインピーダンス不整合を、配線の幅を太くした部分の、下部の誘電体層を厚くすることにより抑制している。

また特許文献２（特開２００５−３４０５０６号公報）には、インピーダンス不整合を、配線の幅を変化させることで整合する方法が記載されている。特許文献２には、プリント配線板上に実装されたドライバ素子とレシーバ素子を接続する第１の配線と第２の配線からなる差動信号配線が記載されている。第１の配線と第２の配線はドライバ素子とレシーバ素子のそれぞれの電極端子に接続されている。この時、電極端子の間隔は第１、第２の配線の幅より広く設定されているため、並行に設けられた第１の配線と第２の配線の間隔を、電極端子の近傍において、徐々に広くすることで、第１の配線と第２の配線と各電極端子は接続されている。第１の配線と第２の配線の間隔が広がることにより発生するインピーダンスの不整合を、第１の配線と第２の配線の幅を、第１の配線と第２の配線の間隔が拡がるに連れて広くすることで抑制している。
特開２００６−１７３２３９号公報 特開２００５−３４０５０６号公報

配線導体の直流抵抗成分によって信号が減衰することによるシグナルインテグリティーの低下を抑制する対策としては、従来から配線幅を太くすることが知られている。配線幅を広くすることにより、信号が伝送する断面積が大きくなり、直流抵抗成分を減らす事ができる。

しかしながら、配線幅を太くすると、配線のインピーダンス特性は低下する。インピーダンス特性が低下すると、インピーダンス不整合が生じシグナルインテグリティーは低下してしまう。

インピーダンス特性は、配線の間隔を広げることにより高くなる。そのため、配線幅を太くする場合には、配線の間隔を広げることによりインピーダンス特性を、所定の値にすることが可能である。しかしながら、配線の間隔を広げると、プリント配線板上の配線領域が増えると共に、配線を接続する半導体パッケージやコネクタの端子幅も広くしなければならない。これは、近年のプリント配線板や半導体パッケージの小型の大きな障害となってしまう。

本発明は、プリント配線板の配線領域を増加させること無く、信号減衰を抑えるとともにインピーダンスの不整合を抑制することでシグナルインテグリティーを確保する、プリント配線板を提供することを目的とするものである。

本発明のプリント配線板は、少なくとも２組の差動信号配線が並行して配置された信号配線層と、前記信号配線層の下に絶縁層を介して配置されたＧＮＤ層と、を備えたプリント配線板において、前記少なくとも２組の差動信号配線は、前記プリント配線板の第１の領域と第２の領域を接続しており、一方の組の差動信号配線を構成する２つの配線は、前記第１の領域から第２の領域に向かってそれぞれの配線幅が同じ割合で狭まり、かつ２つの配線の間の幅は一定であり、他方の組の差動信号配線は、前記一方の組の差動信号配線に隣り合って配置され、前記他方の差動信号配線を構成する２つの配線は、前記第１の領域から第２の領域に向かってそれぞれの配線幅が同じ割合で拡がり、かつ２つの配線の間の幅は一定であり、前記ＧＮＤ層には、前記一方の組の差動信号配線の直下において、前記第１の領域から第２の領域に向かって開口幅が狭まっている第１のスリットと、前記他方の組の差動信号配線の直下において、前記第１の領域から第２の領域に向かって開口幅が拡がっている第２のスリットが形成されている。

本発明によれば、信号減衰を抑えるとともにインピーダンスの不整合を抑制することで、シグナルインテグリティーを確保することが可能である。またその際、プリント配線板の配線領域を増加させることが無いため、プリント配線板や半導体パッケージの小型化を実現することも可能である。

本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて説明する。

（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態におけるプリント配線板に、電子部品を実装したプリント回路板を示した模式図である。図中１００はプリント配線板であり、１０は半導体パッケージ、１１はコネクタ、１２は半導体パッケージ１０とコネクタ１１を接続する複数の差動信号配線である。差動信号配線１２は、半導体パッケージ１０が実装されるプリント配線板上の第１の領域と、コネクタ１１が実装される第２の領域とを接続している。本実施の形態におけるプリント配線板は、少なくとも絶縁層を介して積層された信号配線層とＧＮＤ層とを有している。

図２及び図３は図１に示した差動信号配線１２のうちの、２組の差動信号配線を詳細に示したものである。図２（ａ）はプリント配線板を上方から見た場合の平面図であり、図２（ｂ）はＧＮＤ層の平面図である。図３（ａ）、（ｂ）は、図２（ａ）、（ｂ）におけるプリント配線板１００のＡ−Ａ断面図及びＢ−Ｂ断面図である。図２において、差動信号配線の左側の端部をプリント配線板の第１の領域、右側の端部をプリント配線板の第２の領域とする。

プリント配線板１００は、絶縁層１０３、ＧＮＤ層１０２、絶縁層１０１、信号配線層１０６が積層された形態を有している。信号配線層１０６には、差動信号配線１０４、１０５が並行して配置されている。一方の差動信号配線１０４は２つの配線１０４ａ、１０４ｂから構成され、他方の差動信号配線１０５は２つの配線１０５ａ、１０５ｂから構成されている。

図３（ａ）に示すように、配線１０４ａ、１０４ｂの配線幅をＷａ１、Ｗａ２とし、配線１０４ａと配線１０４ｂの間隔をＷｇａとしている。また、配線１０５ａ、１０５ｂの配線幅をＷｂ１、Ｗｂ２とし、配線１０５ａと配線１０５ｂの間隔をＷｇｂとしている。また、差動信号配線１０４、１０５の間隙をＷｓとし、差動信号配線１０４、１０５の全体の幅をＷとしている。

図２（ａ）において配線１０４ａ、１０４ｂの配線幅は、第１の領域から第２の領域に向かって同じ割合で狭くなっており、矢印Ｘ方向の各位置における配線１０４ａの配線幅と配線１０４ｂの配線幅は、常に等しくなっている。また配線１０４ａと配線１０４ｂの間隔Ｗｇａは、配線１０４ａ、１０４ｂの配線幅に係わらず、常に等しくなっている。

同様に、配線１０５ａ、１０５ｂの配線幅Ｗｂ１、Ｗｂ２は、第１の領域から第２の領域に向かって同じ割合で太くなっており、矢印Ｘ方向の各位置における配線１０５ａの配線幅Ｗｂ１と配線１０５ｂの配線幅Ｗｂ２は、常に等しくなっている。また配線１０５ａと配線１０５ｂの間隔Ｗｇｂは、配線１０５ａ、１０５ｂの配線幅に係わらず、常に等しくなっている。

尚、差動信号配線１０４、１０５が同じ特性の信号を伝送するのであれば、配線１０４ａ、１０４ｂが第１の領域から第２の領域に向かって狭くなる割合と、配線１０５ａ、１０５ｂが第１の領域から第２の領域に向かって太くなる割合を等しくすることができる。これにより、差動信号配線１０４と１０５の間隙Ｗｓと、差動信号配線１０４、１０５の全体の幅Ｗを等しくすることができ、配線領域を最も小さくすることが可能となる。

図２（ｂ）に示すＧＮＤ層１０２には、差動信号配線１０４、１０５の直下にスリット１０４ｓ、１０５ｓが配置される。スリットとは、ＧＮＤとなる導体が設けられていない領域のことを示す。図２（ａ）に示したように、配線１０４は第１の領域から第２の領域に向かって配線幅が広くなり、配線１０５は矢印Ｘと逆方向に向かって配線幅が広くなっている。通常配線幅が広がることによりインピーダンス特性は低下するが、本発明では、配線層の下層のＧＮＤ層にスリットを設けることにより、低下したインピーダンス特性をキャンセルする構成となっている。

スリット１０４ｓのスリット幅をＷｓａ、スリット１０５ｓのスリット幅をＷｓｂとする。図２（ａ）に示した配線１０４ａの配線幅Ｗａ１、Ｗａ２が、矢印Ｘ方向に向かって細くなるにつれて、スリット１０４ｓのスリット幅をＷｓａは、徐々に狭くなっている。すなわち、図３（ａ）に示すＡ−Ａ断面におけるＷｓａは、図３（ｂ）に示すＢ−Ｂ断面におけるＷｓａより大きくなっている。また、図２（ａ）に示した１０５ｂの配線幅Ｗｂ１、Ｗｂ２が、矢印Ｘ方向に向かって広くなるにつれて、スリット１０５ｓのスリット幅をＷｓｂは、徐々に拡がっている。すなわち、図３（ａ）に示すＡ−Ａ断面におけるＷｓａは、図３（ｂ）に示すＢ−Ｂ断面におけるＷｓａより狭くなっている。

なお、図２及び図３では２つの差動信号配線を示しているが、本実施例で示した各寸法の関係を保って、図４（ａ）、（ｂ）に示すように交互に差動信号配線１０４、１０５を３組以上配置することも可能である。この場合は、差動信号配線の太い側と細い側を交互に配置し、すべての差動信号配線間の間隔を一定にすることにより、差動インピーダンスを整合することができる。

（実施例１）
図２及び図３に対応したシミュレーションモデルを作成した。実施例１におけるシミュレーションモデルにおいて、差動信号配線１０４の各配線１０４ａ、１０４ｂの配線幅Ｗａは、第１の領域から第２の領域に向かって０．１５ｍｍから０．１０ｍｍに徐々に狭くなっている。差動信号配線１０５の各配線１０５ａ、１０５ｂの配線幅Ｗｂは、矢印Ｘ方向に向かって０．１０ｍｍから０．１５ｍｍに徐々に拡がっている。配線１０４ａと配線１０４ｂの間隔Ｗｇａおよび、配線１０５ａと配線１０５ｂの間隔Ｗｇｂは、０．１５ｍｍの一定値とした。２つの差動信号配線は同じ構造であり、差動信号配線１０４と１０５の間隙Ｗｓは０．５ｍｍとした。この場合、２つの差動信号配線１０４と１０５の全体の幅（Ｗ）は、１．３ｍｍとなる。尚、絶縁層の厚みは０．１ｍｍであり、差動信号配線の長さは５０ｃｍである。

また差動信号配線１０４の下部に設けられたＧＮＤ層のスリット（第１のスリット）のＷｓａは、第１の領域から第２の領域に向かって、０．１５ｍｍから０ｍｍに徐々に狭くなっている。差動信号配線１０５の下部に設けられたＧＮＤ層のスリット（第２のスリット）のＷｓｂは、矢印Ｘ方向に向かって、０ｍｍから０．１５ｍｍに徐々に拡がっている。

実施例１におけるシミュレーションモデルの電磁界シミュレーションおよび回路シミュレーションを行い、矢印Ｘ方向の透過特性Ｓ２１を演算した。その結果をグラフにし図６に示した。シミュレーションの結果、差動信号配線１０４と１０５の差動インピーダンスは約１００Ωであった。

また、実施例１のモデルにおける、第１の領域から第２の領域に向かっての透過特性である透過特性Ｓ２１と、第２の領域から第１の領域に向かっての透過特性である透過特性Ｓ１２を図７に示した。透過特性Ｓ２１と透過特性Ｓ１２は、ほぼ重なったグラフとなっている。すなわち、配線が太い方から見た透過特性も細い方から見た透過特性も同じであることを示しており、差動信号配線の向きによって伝送特性が変化しないことがわかる。

（比較例１）
比較例１となるプリント配線板のシミュレーションモデルを、図５を使って説明する。図５（ａ）は、プリント配線板を上方から見た場合の平面図であり、図５（ｂ）は、図５（ａ）におけるプリント配線板６００のＡ−Ａ断面図である。プリント配線板６００は、ＧＮＤ層６０２、絶縁層６０１、配線層６０３が積層された形態を有している。配線層６０３には、差動信号配線６０４、６０５並行して配置されている。差動信号配線６０４を形成する配線６０４ａ、６０４ｂ、および差動信号配線６０４を形成する配線６０５ａ、６０５ｂは、すべて同じ配線幅Ｗｅであり、この幅は各配線の第１の領域から第２の領域に亙って一定の値となっている。また、配線６０４ａと６０４ｂとの間隔、および配線６０５ａと６０５ｂの間隙は全て同じ幅Ｗｇであり、各配線の第１の領域から第２の領域に亙って一定の値となっている。また２つの差動信号配線６０４と６０５の全体の幅Ｗも、各配線の第１の領域から第２の領域に亙って一定の値となっている。また、配線層６０３の下層のＧＮＤ層６０２には、スリットは形成されていない。

比較例１におけるシミュレーションモデルは、実施例１と比較するため、同じ配線領域を使って、差動インピーダンスがほぼ１００Ωとなるように、前述の（式１）（式２）を使って設計した。配線６０４ａ、６０４ｂ、６０５ａ、６０５ｂの配線幅Ｗｅは０．１１ｍｍで、配線６０４ａと配線６０４ｂとの間隔、および配線６０５ａと配線６０５ｂとの間隔Ｗｇは共に０．１８ｍｍである。差動信号配線６０４と６０５との間隔Ｗｓは０．５ｍｍである。これにより、２つの差動信号配線の全配線幅は、実施例１と同じく１．３ｍｍとなる。尚、絶縁層の厚みは０．１ｍｍ、導体の厚みｔは０．０３５ｍｍであり、差動信号配線の長さは５０ｃｍである。

比較例１におけるシミュレーションモデルの電磁界シミュレーションおよび回路シミュレーションを行い、透過特性Ｓ２１を演算した。その結果をグラフにし図６に示した。

図６に示すように、実施例１の場合は、透過特性Ｓ２１は４ＧＨｚに共振点があり大きく悪化している。これに対して比較例１の場合は、透過特性Ｓ２１は２．７ＧＨｚ近辺に共振点があり大きく悪化している。従って、実施例１の形態は、比較例１と比較して、透過特性Ｓ２１が大幅に改善されていることがわかる。すなわち、同じ配線領域で同じインピーダンス特性を維持した場合、実施例１の形態は、比較例１と比較して減衰量が大幅に低減されている。

（比較例２）
次に、比較例１のシミュレーションモデルの、各配線６０４ａ、６０４ｂ、６０５ａ、６０５ｂの配線幅Ｗｅと、配線６０４ａと配線６０４ｂとの間隔、および配線６０５ａと配線６０５ｂとの間隔Ｗｇを変更し、比較例２とした。比較例２では、配線領域は考慮せず、実施例１と同様に、透過特性Ｓ２１の共振点が、４ＧＨｚ近辺となるように、設計されている。

比較例１に比べて透過特性Ｓ２１を向上させるためには、各配線の幅を太くすれば良い。しかしながら、配線の幅を太くするとシングルエンドのインピーダンスが低下するため、差動インピーダンスを１００Ωに維持するには、差動信号配線内の間隙を大きくする必要がある。差動インピーダンスがほぼ１００Ωとなるように、前述の（式１）（式２）を使って設計した。配線６０４ａ、６０４ｂ、６０５ａ、６０５ｂの配線幅Ｗｅは０．１４ｍｍで、配線６０４ａと配線６０４ｂとの間隔、および配線６０５ａと配線６０５ｂとの間隔Ｗｇは共に０．４ｍｍである。差動信号配線６０４と６０５との間隔Ｗｓは０．５ｍｍである。これにより、２つの差動信号配線の全配線幅は、実施例１と同じく１．８６ｍｍとなる。尚、絶縁層の厚みは０．１ｍｍであり、差動信号配線の長さは５０ｃｍである。

比較例２におけるシミュレーションモデルの電磁界シミュレーションおよび回路シミュレーションを行い、透過特性Ｓ２１を演算した。その結果をグラフにし図６に示した。

図６に示すように、比較例２の場合の透過特性Ｓ２１は、実施例１とほぼ同じ４ＧＨｚ近辺及びに共振点があり、ほぼ同じ減衰量であると言える。しかしながら、実施例１の全配線幅が１．３ｍｍなのに対し、比較例２の全配線幅は１．８６ｍｍであり、配線領域が非常に大きくなってしまうことが分る。

実施例１と比較例１、２のシミュレーションパラメータを整理するため、各パラメータを表１に示す。

（第２の実施の形態）
図８及び図９は、本発明の第２の実施の形態を示す。プリント配線板２００は、絶縁層２０３、ＧＮＤ層２０２、絶縁層２０１、信号配線層２０６、さらに信号配線層２０６の直上に絶縁層２０７を介してＧＮＤ層２０８が積層された形態を有している。図８（ａ）は、プリント配線板２００の信号配線層２０６を上面から見た平面図であり、図８（ｂ）は、ＧＮＤ層２０８の平面図である。図９（ａ）、（ｂ）は、図８（ａ）におけるプリント配線板２００のＡ−Ａ断面図及びＢ−Ｂ断面図である。信号配線層２０６には、差動信号配線２０４、２０５が配置されている。

差動信号配線２０４は２つの配線２０４ａ、２０４ｂから構成され、差動信号配線２０５は配線２０５ａ、２０５ｂから構成されている。また、ＧＮＤ層２０２には、第１の実施の形態と同様に、スリット２０４ｓ（第１のスリット）およびスリット２０５ｓ（第２のスリット）が設けられている。ＧＮＤ層２０８は、ＧＮＤ層２０２と異なり、スリットの形成されていないＧＮＤ層である。

第２の実施の形態において図２、３に示す第１の実施の形態と異なるのは、差動信号配線２０４、２０５の上層に、絶縁層２０７を介してＧＮＤ層２０８が配置された点である。本発明の効果は、第１の実施の形態で示したマイクロストリップ構造のみでなく、第２の実施の形態で示したストリップ構造であっても同様の効果を実現することができる。特に放射ノイズの観点からは、第２の実施の形態の方が有効である。

（第３の実施の形態）
図１０及び図１１は、本発明の第３の実施の形態を示す。プリント配線板３００は、絶縁層３０３、ＧＮＤ層３０２、絶縁層３０１、信号配線層３０６、さらに信号配線層３０６の直上に絶縁層３０７を介してＧＮＤ層３０８が積層された形態を有している。図１０（ａ）は、プリント配線板３００の信号配線層３０６を上面から見た平面図であり、図１０（ｂ）は、ＧＮＤ層３０８の平面図である。図１１（ａ）、（ｂ）は、図１０（ａ）におけるプリント配線板３００のＡ−Ａ断面図及びＢ−Ｂ断面図である。信号配線層３０６には、差動信号配線３０４、３０５が配置されている。

差動信号配線３０４は２つの配線３０４ａ、３０４ｂから構成され、差動信号配線３０５は配線３０５ａ、３０５ｂから構成されている。また、ＧＮＤ層３０２には、第１の実施の形態と同様に、スリット３０４ｓ（第１のスリット）およびスリット３０５ｓ（第２のスリット）が設けられている。またＧＮＤ層３０８にも、第１の実施の形態と同様に、スリット３０４ｔ（第３のスリット）およびスリット３０５ｔ（第４のスリット）が設けられている。

第３の実施の形態において図８、９に示す第２の実施の形態と異なるのは、差動信号配線３０４、３０５の上層に設けられたＧＮＤ層に、スリット３０５ｓが設けられている点である。本発明の効果は、差動信号配線３０４、３０５のインピーダンスの調整を、差動信号配線３０４、３０５を挟んだ２つのＧＮＤ層のスリットにより行うものである。そのため、差動信号配線３０４、３０５のインピーダンスの調整範囲が広く、配線３０４ａ、３０４ｂ、３０５ａ、３０５ｂの配線幅を、さらに太くすることも可能である。

（第４の実施の形態）
図１２は本発明の題４の実施の形態を示す。本実施の形態において図２に示した第１の実施の形態と異なるのは、ＧＮＤ層１０２に形成されたスリットの形態である。尚、図１２において図２と同じ部材には同じ符号を付し、その説明は省略する。尚、図２等同様に図１２においても、差動信号配線の左側の端部をプリント配線板の第１の領域、右側の端部をプリント配線板の第２の領域とする。

図１２において、ＧＮＤ層１０２には、４つのスリット４０４ａ、４０４ｂ、４０５ａ、４０５ｂが形成されている。スリット４０４ａは信号配線層１０６の配線１０４ａの直下に形成され、配線１０４ａの幅が第１の領域から第２の領域に向かって拡がるにつれてその開口幅は拡がっている。またスリット４０４ｂは配線１０４ｂの直下に形成され、配線１０４ｂの幅が第１の領域から第２の領域に向かって拡がるにつれてその開口幅はスリット４０４ａと同様に拡がっている。

また、スリット４０５ａは信号配線層１０６の配線１０５ａの直下に形成され、配線１０５ａの幅が第１の領域から第２の領域に向かって狭まるにつれてその開口幅は狭まっている。またスリット４０５ｂは配線１０５ｂの直下に形成され、配線１０５ｂの幅が第１の領域から第２の領域に向かって狭まるにつれてその開口幅はスリット４０５ａと同様に狭まっている。

このように各配線ごとにスリットを形成することにより、より精度よく差動配線の差動インピーダンスを調整することが可能となる。

第１の実施の形態におけるプリント回路板の平面図 実施例１におけるプリント配線板の平面図 実施例１におけるプリント配線板の断面図 第１の実施の形態におけるプリント配線板の平面図 比較例１におけるプリント配線板を示す平面図及び断面図 実施例１と比較例１，２の透過特性Ｓ２１を示すグラフ 実施例１の透過特性Ｓ２１、Ｓ１２を示すグラフ 第２の実施の形態におけるプリント配線板の平面図 第３の実施の形態におけるプリント配線板の断面図 第３の実施の形態におけるプリント配線板の平面図 第３の実施の形態におけるプリント配線板の断面図 第４の実施の形態におけるプリント配線板の断面図 透過特性Ｓ２１を説明する模式図とグラフ

符号の説明

１００、２００、３００ プリント配線板
１０２、２０２、２０８、３０２、３０８ ＧＮＤ層
１０４、１０５、２０４、２０５、３０４、３０５ 差動信号配線
１０６、２０６、３０６ 信号配線層

Claims (6)

1. 少なくとも２組の差動信号配線が並行して配置された信号配線層と、前記信号配線層の下に絶縁層を介して配置されたＧＮＤ層と、を備えたプリント配線板において、
   前記少なくとも２組の差動信号配線は、前記プリント配線板の第１の領域と第２の領域を接続しており、
   一方の組の差動信号配線を構成する２つの配線は、前記第１の領域から第２の領域に向かってそれぞれの配線幅が同じ割合で狭まり、かつ２つの配線の間の幅は一定であり、
   他方の組の差動信号配線は、前記一方の組の差動信号配線に隣り合って配置され、前記他方の差動信号配線を構成する２つの配線は、前記第１の領域から第２の領域に向かってそれぞれの配線幅が同じ割合で拡がり、かつ２つの配線の間の幅は一定であり、
   前記ＧＮＤ層には、前記一方の組の差動信号配線の直下において、前記第１の領域から第２の領域に向かって開口幅が狭まっている第１のスリットと、前記他方の組の差動信号配線の直下において、前記第１の領域から第２の領域に向かって開口幅が狭まっている第２のスリットが形成されていることを特徴とするプリント配線板。
2. 前記一方の組の差動信号配線を構成する２つの配線の配線幅が狭まる割合と、前記他方の組の差動信号配線を構成する２つの配線の配線幅が拡がる割合は等しく、前記２組の差動配線の全体の配線幅は、前記第１の領域から第２の領域に亙って等しいことを特徴とする請求項１記載のプリント配線板。
3. 前記第１のスリットの開口幅が狭まる割合と、前記第２のスリットの開口幅が拡がる割合は、前記第１の領域から第２の領域に亙って等しいことを特徴とする請求項２記載のプリント配線板。
4. 前記信号配線層の上には、さらに絶縁層を介して配置されたＧＮＤ層を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のプリント配線板。
5. 前記信号配線層の直上の前記ＧＮＤ層には、前記一方の組の差動信号配線の上に前記プリント配線板の前記第１の領域から第２の領域に向かって開口幅が狭まっている第３のスリットと、前記他方の組の差動信号配線の直上において前記プリント配線板の前記第２の領域から第１の領域に向かって向かって開口幅が狭まっている第４のスリットが形成されていることを特徴とする請求項４記載のプリント配線板。
6. 前記第１のスリットは、前記一方の組の差動信号配線の直下において、該差動信号配線を構成する２つの配線ごとに形成されており、前記第２のスリットは、前記他方の組の差動信号配線の直下において、該差動信号配線を構成する２つの配線ごとに形成されていることを特徴とする請求項１記載のプリント配線板。

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