JP2002247749A - 過負荷電流保安装置 - Google Patents
過負荷電流保安装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
- H02H1/0007—Details of emergency protective circuit arrangements concerning the detecting means
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
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- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低コストで電流検知範囲の広い過負荷電流保
安装置の提供。 【解決手段】 過負荷時には接触器（切換器）２によ
り、電源から電動機等の負荷３への給電を遮断する過負
荷電流保安装置において、電流検出手段４ａ，４ｂ，４
ｃとして磁気インピーダンス効果を持つ素子４０を用い
ることにより、従来のようなカレントトランスで問題と
なる鉄心による磁気飽和を無くし、電流検知範囲の拡大
化を図る。
安装置の提供。 【解決手段】 過負荷時には接触器（切換器）２によ
り、電源から電動機等の負荷３への給電を遮断する過負
荷電流保安装置において、電流検出手段４ａ，４ｂ，４
ｃとして磁気インピーダンス効果を持つ素子４０を用い
ることにより、従来のようなカレントトランスで問題と
なる鉄心による磁気飽和を無くし、電流検知範囲の拡大
化を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、導体を流れる電
流を検出し、電流の大きさが与えられたしきい値を越え
たときに電流を遮断する過負荷電流保安装置、例えば電
動機への電力供給を制御できる過負荷電流保安装置に関
する。
流を検出し、電流の大きさが与えられたしきい値を越え
たときに電流を遮断する過負荷電流保安装置、例えば電
動機への電力供給を制御できる過負荷電流保安装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、この種の過負荷電流保安装置
は、例えば３相電動機に接触器を介して流れる電流が安
全なしきい値を越えたことを検出し、その検出結果に応
じて電動機への電流を遮断するものであり、以前は電動
機電流の一部または全てをバイメタル素子に流すことに
よって実現していた。つまり、バイメタル金属で構成し
たスイッチに電流を流し、電流強度に対応してバイメタ
ル金属を加熱し、電動機電流が安全なしきい値を規定時
間の間超過すると、熱がバイメタル金属を撓ませてスイ
ッチ接点を開放状態とし、接触器の制御入力への電流供
給を停止するようにしている。しかし、このバイメタル
スイッチを用いた方式は、スイッチが開放状態となると
きの電流調整が難しく、長い時間に渡って誤調整状態に
なりがちとなるとい言う問題がある。
は、例えば３相電動機に接触器を介して流れる電流が安
全なしきい値を越えたことを検出し、その検出結果に応
じて電動機への電流を遮断するものであり、以前は電動
機電流の一部または全てをバイメタル素子に流すことに
よって実現していた。つまり、バイメタル金属で構成し
たスイッチに電流を流し、電流強度に対応してバイメタ
ル金属を加熱し、電動機電流が安全なしきい値を規定時
間の間超過すると、熱がバイメタル金属を撓ませてスイ
ッチ接点を開放状態とし、接触器の制御入力への電流供
給を停止するようにしている。しかし、このバイメタル
スイッチを用いた方式は、スイッチが開放状態となると
きの電流調整が難しく、長い時間に渡って誤調整状態に
なりがちとなるとい言う問題がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】これに対し、最近バイ
メタルスイッチで実現していた機能を電子的に行なうこ
とが可能になった。電子機器を使用することによって、
より信頼性が高く調整の容易な装置が提供されている。
しかしながら、この電子式の場合は回路が複雑となり、
電流を適切に検出して接触機構を動作させるために、例
えば定電圧電源等の多くの部品を必要とする。さらに、
電流検出手段としては電流検出変圧器（いわゆるＣＴ）
が使用されるが、これには鉄心による磁気飽和が発生す
るために電流検出範囲を広く取れないと言う問題があ
る。電流検出手段として磁気抵抗素子を用いる方法もあ
るが、低感度なため鉄心が必要となり、上記ＣＴと同様
電流検出範囲を広く取れない。さらには、磁気抵抗素子
は温度による変動や素子間の器差が大きく、外乱ノイズ
の影響を受け易いため、高精度にしようとするとコスト
アップすると言う問題がある。したがって、この発明の
課題は、定電圧電源等を必要とせずに低コストで、しか
も電流検出範囲の拡大が可能で、外乱ノイズなどの環境
特性や経時変化による精度低下の無い高精度な過負荷電
流保安装置を提供することにある。
メタルスイッチで実現していた機能を電子的に行なうこ
とが可能になった。電子機器を使用することによって、
より信頼性が高く調整の容易な装置が提供されている。
しかしながら、この電子式の場合は回路が複雑となり、
電流を適切に検出して接触機構を動作させるために、例
えば定電圧電源等の多くの部品を必要とする。さらに、
電流検出手段としては電流検出変圧器（いわゆるＣＴ）
が使用されるが、これには鉄心による磁気飽和が発生す
るために電流検出範囲を広く取れないと言う問題があ
る。電流検出手段として磁気抵抗素子を用いる方法もあ
るが、低感度なため鉄心が必要となり、上記ＣＴと同様
電流検出範囲を広く取れない。さらには、磁気抵抗素子
は温度による変動や素子間の器差が大きく、外乱ノイズ
の影響を受け易いため、高精度にしようとするとコスト
アップすると言う問題がある。したがって、この発明の
課題は、定電圧電源等を必要とせずに低コストで、しか
も電流検出範囲の拡大が可能で、外乱ノイズなどの環境
特性や経時変化による精度低下の無い高精度な過負荷電
流保安装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、電源から負荷へ電流を供
給または遮断する切換器と、この電流を検出する電流検
出器と、装置の各部に電力を供給する制御電源とを備
え、過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮断する
過負荷電流保安装置において、前記電流検出器を、磁気
インピーダンス効果を有する１つの磁気インピーダンス
素子にて構成し、電流により生じる磁束を前記磁気イン
ピーダンス素子で検出することを特徴とする。請求項２
の発明では、電源から負荷へ多相電流を供給または遮断
する切換器と、この多相電流を各相毎に検出する複数の
電流検出器と、装置の各部に電力を供給する制御電源と
を備え、過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮断
する過負荷電流保安装置において、前記複数の電流検出
器の各々を、磁気インピーダンス効果を有する磁気イン
ピーダンス素子にて構成し、電流により生じる磁束を前
記磁気インピーダンス素子で検出することを特徴とす
る。
るため、請求項１の発明では、電源から負荷へ電流を供
給または遮断する切換器と、この電流を検出する電流検
出器と、装置の各部に電力を供給する制御電源とを備
え、過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮断する
過負荷電流保安装置において、前記電流検出器を、磁気
インピーダンス効果を有する１つの磁気インピーダンス
素子にて構成し、電流により生じる磁束を前記磁気イン
ピーダンス素子で検出することを特徴とする。請求項２
の発明では、電源から負荷へ多相電流を供給または遮断
する切換器と、この多相電流を各相毎に検出する複数の
電流検出器と、装置の各部に電力を供給する制御電源と
を備え、過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮断
する過負荷電流保安装置において、前記複数の電流検出
器の各々を、磁気インピーダンス効果を有する磁気イン
ピーダンス素子にて構成し、電流により生じる磁束を前
記磁気インピーダンス素子で検出することを特徴とす
る。
【０００５】請求項１または２の発明においては、前記
電流を導く配線と、この配線を固定する基板とを設け、
この基板上の前記配線の近傍に前記磁気インピーダンス
素子を配置し、電流により生じる磁束を磁気インピーダ
ンス素子で直接検出することができる（請求項３の発
明）。請求項１ないし３のいずれかの発明においては、
前記磁気インピーダンス素子に高周波電流を印加する電
流印加手段と、前記磁気インピーダンス素子の出力を検
出する検出手段と、その検出結果を補正する補正手段
と、前記磁気インピーダンス素子にバイアス磁界を印加
する磁界印加手段と、そのバイアス磁界の中央値を変化
させる磁界可変手段と、バイアス磁界の中央値の変化分
を制御する制御手段とを設け、前記バイアス磁界の中央
値を変化させてその出力を検出し、検出結果に応じて出
力の補正を行なうことができる（請求項４の発明）。
電流を導く配線と、この配線を固定する基板とを設け、
この基板上の前記配線の近傍に前記磁気インピーダンス
素子を配置し、電流により生じる磁束を磁気インピーダ
ンス素子で直接検出することができる（請求項３の発
明）。請求項１ないし３のいずれかの発明においては、
前記磁気インピーダンス素子に高周波電流を印加する電
流印加手段と、前記磁気インピーダンス素子の出力を検
出する検出手段と、その検出結果を補正する補正手段
と、前記磁気インピーダンス素子にバイアス磁界を印加
する磁界印加手段と、そのバイアス磁界の中央値を変化
させる磁界可変手段と、バイアス磁界の中央値の変化分
を制御する制御手段とを設け、前記バイアス磁界の中央
値を変化させてその出力を検出し、検出結果に応じて出
力の補正を行なうことができる（請求項４の発明）。
【０００６】請求項４の発明においては、前記磁界印加
手段を、バイアス用コイルと発振手段とから構成するこ
とができる（請求項５の発明）。請求項４または５の発
明においては、前記磁界可変手段を、オフセット用コイ
ルと定電流発生手段とから構成することができ（請求項
６の発明）、または、前記磁界可変手段を、定電圧発生
手段と切換手段と加算手段とから構成し、前記バイアス
用コイルに対して一定の電圧を印加することができる
（請求項７の発明）。また、上記請求項１の発明におい
ては、前記磁気インピーダンス素子を、電流により生じ
る磁束に対する出力の絶対値が等しくかつ極性が逆とな
る位置に２つ配置し、この２つの磁気インピーダンス素
子の出力の差の演算結果から前記電流を検出することが
でき（請求項８の発明）、または、前記磁気インピーダ
ンス素子を、電流により生じる磁束に対する出力の絶対
値が等しくかつ極性が同じとなる位置に２つ配置し、こ
の２つの磁気インピーダンス素子の出力の和の演算結果
から前記電流を検出することができる（請求項９の発
明）。
手段を、バイアス用コイルと発振手段とから構成するこ
とができる（請求項５の発明）。請求項４または５の発
明においては、前記磁界可変手段を、オフセット用コイ
ルと定電流発生手段とから構成することができ（請求項
６の発明）、または、前記磁界可変手段を、定電圧発生
手段と切換手段と加算手段とから構成し、前記バイアス
用コイルに対して一定の電圧を印加することができる
（請求項７の発明）。また、上記請求項１の発明におい
ては、前記磁気インピーダンス素子を、電流により生じ
る磁束に対する出力の絶対値が等しくかつ極性が逆とな
る位置に２つ配置し、この２つの磁気インピーダンス素
子の出力の差の演算結果から前記電流を検出することが
でき（請求項８の発明）、または、前記磁気インピーダ
ンス素子を、電流により生じる磁束に対する出力の絶対
値が等しくかつ極性が同じとなる位置に２つ配置し、こ
の２つの磁気インピーダンス素子の出力の和の演算結果
から前記電流を検出することができる（請求項９の発
明）。
【０００７】請求項８または９の発明においては、前記
電流を導くための配線と、前記２つの磁気インピーダン
ス素子について、外部磁界を遮断するためのシールドを
設けることができる（請求項１０の発明）。請求項１な
いし１０のいずれかの発明においては、前記制御電源
を、前記電源から負荷への電流供給経路に挿入された一
次巻線およびこれに電気的に結合される二次巻線を有す
る電力供給変圧器と、この電力供給変圧器の二次巻線側
の電流を蓄電する蓄電器と、電圧調整器とから構成する
ことができる（請求項１１の発明）。請求項１ないし１
０のいずれかの発明においては、前記制御電源を、前記
電源から負荷への電流供給経路に挿入された各相毎の一
次巻線が鉄心に巻かれた複数の一次巻線と二次巻線とを
有する電力供給変圧器と、この電力供給変圧器の二次巻
線側の電流を蓄電する蓄電器と、電圧調整器とから構成
するとともに、前記各相の一次巻線の巻数を各相間で異
ならせることができる（請求項１２の発明）。
電流を導くための配線と、前記２つの磁気インピーダン
ス素子について、外部磁界を遮断するためのシールドを
設けることができる（請求項１０の発明）。請求項１な
いし１０のいずれかの発明においては、前記制御電源
を、前記電源から負荷への電流供給経路に挿入された一
次巻線およびこれに電気的に結合される二次巻線を有す
る電力供給変圧器と、この電力供給変圧器の二次巻線側
の電流を蓄電する蓄電器と、電圧調整器とから構成する
ことができる（請求項１１の発明）。請求項１ないし１
０のいずれかの発明においては、前記制御電源を、前記
電源から負荷への電流供給経路に挿入された各相毎の一
次巻線が鉄心に巻かれた複数の一次巻線と二次巻線とを
有する電力供給変圧器と、この電力供給変圧器の二次巻
線側の電流を蓄電する蓄電器と、電圧調整器とから構成
するとともに、前記各相の一次巻線の巻数を各相間で異
ならせることができる（請求項１２の発明）。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の実施の形態を示
すシステム構成図である。Ｒ，Ｓ，Ｔは図示されない３
相交流電源に接続される電源供給線を示し、電動機３に
対して３相接触器（切換器）２および３つの電力供給変
圧器５ａ，５ｂ，５ｃを介して接続されており、３相接
触器２と３つの電力供給変圧器５ａ，５ｂ，５ｃとの間
には、各相毎に電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃが配置され
ている。接触器２は３組の接点２ａ，２ｂ，２ｃを有
し、各々は異なる電源供給線Ｒ，Ｓ，Ｔによりそれぞれ
個別の電力供給変圧器５ａ，５ｂ，５ｃの一次巻線を介
して電動機３に結合している。接点の組は、電磁コイル
２ｄによって同時に動作するよう機械的に結合されてい
る。なお、電磁コイル２ｄはマイクロコンピュータ８の
ディジタル出力に接続されている。このマイクロコンピ
ュータ８を含む制御回路と、電流検出器４ａ，４ｂ，４
ｃと、電力供給変圧器５ａ，５ｂ，５ｃ等により電子式
過負荷継電器１を形成している。
すシステム構成図である。Ｒ，Ｓ，Ｔは図示されない３
相交流電源に接続される電源供給線を示し、電動機３に
対して３相接触器（切換器）２および３つの電力供給変
圧器５ａ，５ｂ，５ｃを介して接続されており、３相接
触器２と３つの電力供給変圧器５ａ，５ｂ，５ｃとの間
には、各相毎に電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃが配置され
ている。接触器２は３組の接点２ａ，２ｂ，２ｃを有
し、各々は異なる電源供給線Ｒ，Ｓ，Ｔによりそれぞれ
個別の電力供給変圧器５ａ，５ｂ，５ｃの一次巻線を介
して電動機３に結合している。接点の組は、電磁コイル
２ｄによって同時に動作するよう機械的に結合されてい
る。なお、電磁コイル２ｄはマイクロコンピュータ８の
ディジタル出力に接続されている。このマイクロコンピ
ュータ８を含む制御回路と、電流検出器４ａ，４ｂ，４
ｃと、電力供給変圧器５ａ，５ｂ，５ｃ等により電子式
過負荷継電器１を形成している。
【０００９】電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃの出力は、切
換器６を介して、順次切り換えられる。切換器６により
選択された電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃの出力は、半波
整流器７を介してマイクロコンピュータ８のアナログ入
力に接続されている。制御電源は、電力供給変圧器５
ａ，５ｂ，５ｃの二次巻線から整流ダイオードＤ０，Ｄ
１，Ｄ２を介して第一蓄電コンデンサＣ０に接続して形
成される。この第一蓄電コンデンサＣ０は、電圧調整器
９の正入力と接地との間に接続され、電圧調整器９の正
出力と接地との間には第二蓄電（安定化用）コンデンサ
Ｃ１が接続され、一定レベルの電圧Ｖｃｃを電圧調整器
９より制御電源として供給するようにしている。なお、
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５は保護用ダイオードを示す。
換器６を介して、順次切り換えられる。切換器６により
選択された電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃの出力は、半波
整流器７を介してマイクロコンピュータ８のアナログ入
力に接続されている。制御電源は、電力供給変圧器５
ａ，５ｂ，５ｃの二次巻線から整流ダイオードＤ０，Ｄ
１，Ｄ２を介して第一蓄電コンデンサＣ０に接続して形
成される。この第一蓄電コンデンサＣ０は、電圧調整器
９の正入力と接地との間に接続され、電圧調整器９の正
出力と接地との間には第二蓄電（安定化用）コンデンサ
Ｃ１が接続され、一定レベルの電圧Ｖｃｃを電圧調整器
９より制御電源として供給するようにしている。なお、
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５は保護用ダイオードを示す。
【００１０】電流検知素子４０と検出回路４１とから構
成される電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃの具体的な構成に
ついて、図２，図３を参照して説明する。なお、電流検
出器４ａ，４ｂ，４ｃは構成は同じなので、その１つを
代表として説明する。図２において、４０は磁気インピ
ーダンス効果を持つ磁気インピーダンス（ＭＩ）素子、
２００は或る相の電流を導く配線、４０１はバイアス用
コイル、４０２はオフセット用コイル、４０３はボビン
である。ＭＩ素子４０としては、例えば特開平６−２８
１７１２号公報に開示されているアモルファスワイヤに
よるものや、特開平８−３３０６４５号公報に開示され
ている薄膜形状のもの、のいずれを用いても良い。
成される電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃの具体的な構成に
ついて、図２，図３を参照して説明する。なお、電流検
出器４ａ，４ｂ，４ｃは構成は同じなので、その１つを
代表として説明する。図２において、４０は磁気インピ
ーダンス効果を持つ磁気インピーダンス（ＭＩ）素子、
２００は或る相の電流を導く配線、４０１はバイアス用
コイル、４０２はオフセット用コイル、４０３はボビン
である。ＭＩ素子４０としては、例えば特開平６−２８
１７１２号公報に開示されているアモルファスワイヤに
よるものや、特開平８−３３０６４５号公報に開示され
ている薄膜形状のもの、のいずれを用いても良い。
【００１１】図３に検出回路の一例を示す。同図におい
て、４１１はＭＩ素子４０に高周波電流を印加する発振
回路、４１２はバイアス用コイル４０１を駆動する発振
回路（または定電流回路でも良い）、４１３はオフセッ
ト用コイル４０２を駆動する定電流回路（バイアスシフ
ト用定電流回路）、４１４はバイアスに対するオフセッ
トの有無等を制御する制御回路、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ
２はコンデンサで、これらによって駆動部が構成されて
いる。
て、４１１はＭＩ素子４０に高周波電流を印加する発振
回路、４１２はバイアス用コイル４０１を駆動する発振
回路（または定電流回路でも良い）、４１３はオフセッ
ト用コイル４０２を駆動する定電流回路（バイアスシフ
ト用定電流回路）、４１４はバイアスに対するオフセッ
トの有無等を制御する制御回路、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ
２はコンデンサで、これらによって駆動部が構成されて
いる。
【００１２】一方、検出部は検波回路４１５、保持回路
４１６ａ，４１６ｂおよび差動増幅回路４１７等から構
成される。このような構成において、回路４１２により
バイアス用コイル４０１、定電流回路４１３によりオフ
セット用コイル４０２をそれぞれ駆動するとともに、発
振回路４１１にてＭＩ素子４０に高周波電流を印加する
ことにより、ＭＩ素子４０のインピーダンスが変化する
ので、これを検出回路４１内の検波回路４１５で検波
し、検波波形のプラス（＋）側を保持回路４１６ａで、
同じくマイナス（−）側を保持回路４１６ｂでそれぞれ
保持し、その差を差動増幅回路４１７により検出する。
４１６ａ，４１６ｂおよび差動増幅回路４１７等から構
成される。このような構成において、回路４１２により
バイアス用コイル４０１、定電流回路４１３によりオフ
セット用コイル４０２をそれぞれ駆動するとともに、発
振回路４１１にてＭＩ素子４０に高周波電流を印加する
ことにより、ＭＩ素子４０のインピーダンスが変化する
ので、これを検出回路４１内の検波回路４１５で検波
し、検波波形のプラス（＋）側を保持回路４１６ａで、
同じくマイナス（−）側を保持回路４１６ｂでそれぞれ
保持し、その差を差動増幅回路４１７により検出する。
【００１３】オフセット用コイルを駆動する定電流回路
は図４に示すように、例えば定電流回路ＣＣおよびカレ
ントミラーＣＭから構成され、定電流回路ＣＣの定電圧
ダイオードＺＤの基準電圧をＶｒｅｆ、抵抗値をＲｒｅ
ｆとすれば、オフセット用コイル４０２に印加される電
流Ｉは、 Ｉ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｒｅｆ として得ることができる。
は図４に示すように、例えば定電流回路ＣＣおよびカレ
ントミラーＣＭから構成され、定電流回路ＣＣの定電圧
ダイオードＺＤの基準電圧をＶｒｅｆ、抵抗値をＲｒｅ
ｆとすれば、オフセット用コイル４０２に印加される電
流Ｉは、 Ｉ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｒｅｆ として得ることができる。
【００１４】図５は、ＭＩ素子４０における出力感度の
検出方法を説明するもので、外部磁界が零で、交流バイ
アスを印加した場合を示す。図５において、（ａ），
（ｂ）で示すケース１は、バイアス磁界の中央値が零磁
界の場合で、保持回路４１６ａ，４１６ｂのそれぞれの
出力は等しくなり、差動増幅回路４１７の出力は零とな
る場合である。図５の（ｃ），（ｄ）で示すケース２
は、バイアス磁界の中央値がΔＨだけシフトしており、
その結果、保持回路４１６ａ，４１６ｂの出力差はΔＶ
で、差動増幅回路４１７の出力はα×ΔＶ（α：差動増
幅回路のゲイン）となる場合である。したがって、磁気
センサ（ＭＩ素子）の感度は、ΔＶ／ΔＨで表わすこと
ができる。
検出方法を説明するもので、外部磁界が零で、交流バイ
アスを印加した場合を示す。図５において、（ａ），
（ｂ）で示すケース１は、バイアス磁界の中央値が零磁
界の場合で、保持回路４１６ａ，４１６ｂのそれぞれの
出力は等しくなり、差動増幅回路４１７の出力は零とな
る場合である。図５の（ｃ），（ｄ）で示すケース２
は、バイアス磁界の中央値がΔＨだけシフトしており、
その結果、保持回路４１６ａ，４１６ｂの出力差はΔＶ
で、差動増幅回路４１７の出力はα×ΔＶ（α：差動増
幅回路のゲイン）となる場合である。したがって、磁気
センサ（ＭＩ素子）の感度は、ΔＶ／ΔＨで表わすこと
ができる。
【００１５】このことは、バイアス磁界の中央値を既知
の磁界分だけ変化させ、そのときの出力電圧を求めるこ
とにより、磁気センサ（ＭＩ素子）の検出感度を自動的
に検出できることを示している。従って、環境変化や経
時変化等によってセンサの検出感度が変化しても、図５
で示す方法によりセンサの検出感を求め、自動的に校正
が可能となるわけである。以上では、外部磁界を零とし
たが、任意の磁界が加わっている場合は、その磁界分オ
フセットさせるだけで、バイアス磁界の中央値を既知の
磁界分だけ変化させたときの磁気センサの検出感度は図
５と変わらないのは言うまでもない。また、交流バイア
スを印加する場合について説明したが、直流バイアスの
場合でも上記と同様にしてセンサ検出感度の自動検出・
校正が可能である。
の磁界分だけ変化させ、そのときの出力電圧を求めるこ
とにより、磁気センサ（ＭＩ素子）の検出感度を自動的
に検出できることを示している。従って、環境変化や経
時変化等によってセンサの検出感度が変化しても、図５
で示す方法によりセンサの検出感を求め、自動的に校正
が可能となるわけである。以上では、外部磁界を零とし
たが、任意の磁界が加わっている場合は、その磁界分オ
フセットさせるだけで、バイアス磁界の中央値を既知の
磁界分だけ変化させたときの磁気センサの検出感度は図
５と変わらないのは言うまでもない。また、交流バイア
スを印加する場合について説明したが、直流バイアスの
場合でも上記と同様にしてセンサ検出感度の自動検出・
校正が可能である。
【００１６】図６に検出回路の別の例を示す。図２，図
３ではバイアス磁界の中央値を変化させるオフセット磁
界を与えるためにオフセット用コイルを用いているが、
ここではバイアス用コイルを駆動する発振パルスの直流
分を変化させるようにした点が特徴で、図６からはバイ
アスシフト用定電流回路が、また、図７に示す磁気セン
サ部からは図２に示すようなオフセット用コイルがそれ
ぞれ省略されている。
３ではバイアス磁界の中央値を変化させるオフセット磁
界を与えるためにオフセット用コイルを用いているが、
ここではバイアス用コイルを駆動する発振パルスの直流
分を変化させるようにした点が特徴で、図６からはバイ
アスシフト用定電流回路が、また、図７に示す磁気セン
サ部からは図２に示すようなオフセット用コイルがそれ
ぞれ省略されている。
【００１７】そのために、バイアス用発振回路は例えば
図８に示すように、数１０ＫＨｚの発振回路ＯＳ、定電
圧回路ＣＶ、切換器ＳＷおよび加算回路ＡＤにより構成
される。切換器ＳＷは通常は零電位に接地されているの
で、発振回路ＯＳからのオフセット量は零であるが、制
御回路４１４ａによって切換器ＳＷが定電圧回路ＣＶ側
に接続されると、発振回路ＯＳからのパルスと定電圧回
路ＣＶからのオフセット電圧が加算回路ＡＤで加算さ
れ、その結果、バイアス磁界の中央値を変化させるオフ
セット磁界が印加されることになる。センサ検出感度の
自動検出・校正については図２，図３の場合と同様なの
で、説明は省略する。
図８に示すように、数１０ＫＨｚの発振回路ＯＳ、定電
圧回路ＣＶ、切換器ＳＷおよび加算回路ＡＤにより構成
される。切換器ＳＷは通常は零電位に接地されているの
で、発振回路ＯＳからのオフセット量は零であるが、制
御回路４１４ａによって切換器ＳＷが定電圧回路ＣＶ側
に接続されると、発振回路ＯＳからのパルスと定電圧回
路ＣＶからのオフセット電圧が加算回路ＡＤで加算さ
れ、その結果、バイアス磁界の中央値を変化させるオフ
セット磁界が印加されることになる。センサ検出感度の
自動検出・校正については図２，図３の場合と同様なの
で、説明は省略する。
【００１８】これまでは１つのＭＩ素子を用いるものに
ついて説明したが、ＭＩ素子は２つ以上でも良い。以
下、その例について説明する。なお、以下の説明ではバ
イアスコイル等は省略するが、これを設けても良いこと
は勿論である。図９にＭＩ素子を２つ並設した例を示
す。同図の４０ａ，４０ｂはＭＩ素子、２００は或る相
の電流を導くための配線、３００はこの配線２００およ
びＭＩ素子４０ａ，４０ｂを固定する基板、４１は検出
回路を示す。
ついて説明したが、ＭＩ素子は２つ以上でも良い。以
下、その例について説明する。なお、以下の説明ではバ
イアスコイル等は省略するが、これを設けても良いこと
は勿論である。図９にＭＩ素子を２つ並設した例を示
す。同図の４０ａ，４０ｂはＭＩ素子、２００は或る相
の電流を導くための配線、３００はこの配線２００およ
びＭＩ素子４０ａ，４０ｂを固定する基板、４１は検出
回路を示す。
【００１９】図１０は図９の構成における、隣相配線電
流の影響を説明する説明図で、電流Ｉ１の隣接した位置
に別の電流Ｉ２が流れている場合を示している。ここ
で、各電流Ｉ１，Ｉ２により生じる磁束をそれぞれφ
１，φ２とし、φ１，φ２により２つのＭＩ素子に現わ
れる出力の大きさをそれぞれＳ２，Ｎ３とすると、２つ
のＭＩ素子４０ａ，４０ｂの差の出力は、 差動出力＝４０ａの出力−４０ｂの出力＝Ｓ２＋Ｎ３−（−Ｓ２＋Ｎ３） ＝２×Ｓ２ …（１） となり、隣相配線２１０の電流Ｉ２の影響を受けずに電
流Ｉ１の検知が可能となる。さらに、一様な外部磁界が
ノイズとして加わった場合も、２つのＭＩ素子に大きさ
および符号の等しい出力が現われるので、２つのＭＩ素
子の出力の差を取ることにより、隣相配線の場合と同様
に外部磁界ノイズの影響をキャンセルできる。
流の影響を説明する説明図で、電流Ｉ１の隣接した位置
に別の電流Ｉ２が流れている場合を示している。ここ
で、各電流Ｉ１，Ｉ２により生じる磁束をそれぞれφ
１，φ２とし、φ１，φ２により２つのＭＩ素子に現わ
れる出力の大きさをそれぞれＳ２，Ｎ３とすると、２つ
のＭＩ素子４０ａ，４０ｂの差の出力は、 差動出力＝４０ａの出力−４０ｂの出力＝Ｓ２＋Ｎ３−（−Ｓ２＋Ｎ３） ＝２×Ｓ２ …（１） となり、隣相配線２１０の電流Ｉ２の影響を受けずに電
流Ｉ１の検知が可能となる。さらに、一様な外部磁界が
ノイズとして加わった場合も、２つのＭＩ素子に大きさ
および符号の等しい出力が現われるので、２つのＭＩ素
子の出力の差を取ることにより、隣相配線の場合と同様
に外部磁界ノイズの影響をキャンセルできる。
【００２０】図１１は、隣接配線電流による影響を除去
する別の例を示す構成図である。これは図１１に示すも
のに対し、パーマロイ等による磁気シールドのためのシ
ールド板４０４を追加したものである。つまり、図９，
１０のようにすれば、理論上は隣接配線電流による影響
をキャンセルできるが、２つのＭＩ素子感度のばらつ
き，位置ずれの影響等により、外部磁界ノイズを完全に
キャンセルできない場合があるので、磁気シールドによ
りこれらの影響をさらに低減せんとするものである。
する別の例を示す構成図である。これは図１１に示すも
のに対し、パーマロイ等による磁気シールドのためのシ
ールド板４０４を追加したものである。つまり、図９，
１０のようにすれば、理論上は隣接配線電流による影響
をキャンセルできるが、２つのＭＩ素子感度のばらつ
き，位置ずれの影響等により、外部磁界ノイズを完全に
キャンセルできない場合があるので、磁気シールドによ
りこれらの影響をさらに低減せんとするものである。
【００２１】図１２に検出回路の他の例を示す。この検
出回路４１は発振回路４１１ａと分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４に
より、ＭＩ素子４０ａ，４０ｂに高周波電流を印加し、
ＭＩ素子４０ａ，４０ｂの磁界によるインピーダンスの
変化を検波回路４１５ａ，４１５ｂで電圧の変化として
検出し、差動回路４１７ａでＭＩ素子４０ａ，４０ｂの
差に比例した出力を発生させ、増幅回路４１８で取り出
すようにしたものである。上記差動回路４１７ａを加算
回路に変更し、ＭＩ素子４０ａ，４０ｂの差に比例した
出力の代わりに、４０ａ，４０ｂの和に比例した出力を
発生させることもできる。以上では、２つのＭＩ素子の
磁界検知方向を同じにしたが、磁界検知方向を逆にして
２つのＭＩ素子の出力の和をとることで、上記と同様に
外乱ノイズの影響を受けずに電流の検知が可能となるこ
とは言うまでもない。
出回路４１は発振回路４１１ａと分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４に
より、ＭＩ素子４０ａ，４０ｂに高周波電流を印加し、
ＭＩ素子４０ａ，４０ｂの磁界によるインピーダンスの
変化を検波回路４１５ａ，４１５ｂで電圧の変化として
検出し、差動回路４１７ａでＭＩ素子４０ａ，４０ｂの
差に比例した出力を発生させ、増幅回路４１８で取り出
すようにしたものである。上記差動回路４１７ａを加算
回路に変更し、ＭＩ素子４０ａ，４０ｂの差に比例した
出力の代わりに、４０ａ，４０ｂの和に比例した出力を
発生させることもできる。以上では、２つのＭＩ素子の
磁界検知方向を同じにしたが、磁界検知方向を逆にして
２つのＭＩ素子の出力の和をとることで、上記と同様に
外乱ノイズの影響を受けずに電流の検知が可能となるこ
とは言うまでもない。
【００２２】図１３に、この発明の他の実施の形態を示
す。図１では電力供給変圧器を各相毎に設けていたのに
対し、ここでは１つのコア５３に各相の一次巻線５１
ａ，５１ｂ，５１ｃを施し、二次巻線５２からダイオー
ドＤ６を介して電力を供給する点が異なっている。Ｄ７
は保護ダイオードである。図１４にトロイダルコアを用
いた例を示す。この場合、一次巻線５１ａ，５１ｂ，５
１ｃの巻数比率は、二次巻線５２から適正な電流レベル
を供給するように選択される。つまり、一次巻線の巻数
を互いに等しくするとバランスして磁束が発生しなくな
るので、巻数を各相間で互いに異ならせるようにしてい
る。
す。図１では電力供給変圧器を各相毎に設けていたのに
対し、ここでは１つのコア５３に各相の一次巻線５１
ａ，５１ｂ，５１ｃを施し、二次巻線５２からダイオー
ドＤ６を介して電力を供給する点が異なっている。Ｄ７
は保護ダイオードである。図１４にトロイダルコアを用
いた例を示す。この場合、一次巻線５１ａ，５１ｂ，５
１ｃの巻数比率は、二次巻線５２から適正な電流レベル
を供給するように選択される。つまり、一次巻線の巻数
を互いに等しくするとバランスして磁束が発生しなくな
るので、巻数を各相間で互いに異ならせるようにしてい
る。
【００２３】以上では３相交流の場合について説明した
が、単相交流の場合は３相交流の１相分を考えること
で、同様にして適用可能であることは勿論である。
が、単相交流の場合は３相交流の１相分を考えること
で、同様にして適用可能であることは勿論である。
【００２４】
【発明の効果】この発明によれば、 １）電流検出手段として磁気インピーダンス効果を有す
る磁気検出素子を用いたので、現在広く用いられている
電流検出変圧器の問題である鉄心による磁気飽和が発生
せず、電流検知範囲を広くすることができる。 ２）磁気インピーダンス素子を用いるととも、そのバイ
アス磁界の中央値を既知の磁界量だけ変化させ、そのと
きの出力電圧を検出するだけでセンサの検出感度が自動
的に検出可能となる。その結果、環境特性や経時変化に
よりセンサの検出感度が変化しても、校正が自動的に行
なえるので、環境特性や経時変化による精度低下のな
い、高精度な装置を提供できる。 ３）制御電源を外部から供給する必要が無いので、汎用
性に優れトータルコストの低減が可能になる。 ４）また、制御電源を多相交流電源で用いる場合、電力
供給用変圧器は各相毎にではなく少なくとも１つ設けれ
ば良いので、部品点数が少なくなり低コスト化が可能と
なる。 ５）電流により生じる磁束に対して磁気検出素子の出力
の絶対値が等しく、かつ極性が逆になるような位置に２
つ配置し両者の差を検出するようにすれば、外部磁界や
隣相配線電流による磁界の影響を受けないようにするこ
とができ、耐環境性に優れた装置を提供できる。 などの利点が得られる。
る磁気検出素子を用いたので、現在広く用いられている
電流検出変圧器の問題である鉄心による磁気飽和が発生
せず、電流検知範囲を広くすることができる。 ２）磁気インピーダンス素子を用いるととも、そのバイ
アス磁界の中央値を既知の磁界量だけ変化させ、そのと
きの出力電圧を検出するだけでセンサの検出感度が自動
的に検出可能となる。その結果、環境特性や経時変化に
よりセンサの検出感度が変化しても、校正が自動的に行
なえるので、環境特性や経時変化による精度低下のな
い、高精度な装置を提供できる。 ３）制御電源を外部から供給する必要が無いので、汎用
性に優れトータルコストの低減が可能になる。 ４）また、制御電源を多相交流電源で用いる場合、電力
供給用変圧器は各相毎にではなく少なくとも１つ設けれ
ば良いので、部品点数が少なくなり低コスト化が可能と
なる。 ５）電流により生じる磁束に対して磁気検出素子の出力
の絶対値が等しく、かつ極性が逆になるような位置に２
つ配置し両者の差を検出するようにすれば、外部磁界や
隣相配線電流による磁界の影響を受けないようにするこ
とができ、耐環境性に優れた装置を提供できる。 などの利点が得られる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図２】図1におけるＭＩ素子部の構成例を示す平面図
である。
である。
【図３】図1における検出回路の一例を示すブロック図
である。
である。
【図４】図３における定電流回路の具体例を示す回路図
である。
である。
【図５】ＭＩ素子における出力感度の検出方法説明図で
ある。
ある。
【図６】検出回路の別の例を示すブロック図である。
【図７】ＭＩ素子部の別の構成例を示す平面図である。
【図８】図６で用いられるバイアス用発振回路の具体例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図９】ＭＩ素子部のさらに別の構成例を示す斜視図で
ある。
ある。
【図１０】図９における隣相配線電流の影響を説明する
説明図である。
説明図である。
【図１１】ＭＩ素子部の磁気シールド構成例を示す平面
図である。
図である。
【図１２】検出回路の他の例を示すブロック図である。
【図１３】この発明の第２の実施の形態を示すブロック
図である。
図である。
【図１４】制御電源部の別の例を示す構成図である。
１…電子式過負荷継電器、２…接触器（切換器）、２
ａ，２ｂ，２ｃ…接点、２ｄ…電磁コイル、３…電動
機、４ａ，４ｂ，４ｃ…センサ部、５ａ，５ｂ，５ｃ…
電力供給変圧器、６…切換器、７…半波整流器、８…マ
イクロコンピュータ、９…電圧調整器、４０，４０ａ，
４０ｂ…ＭＩ素子、４１…検出回路、２００…配線、３
００…基板、４０１…バイアスコイル、４０２…オフセ
ットコイル、４０３…ボビン、４０４…シールド板、４
１１…素子駆動用発振回路、４１２，４１２ａ…バイア
ス用発振回路、４１３…バイアスシフト用定電流回路、
４１４，４１４ａ…制御回路、４１５，４１５ａ，４１
５ｂ…検波回路、４１６，４１６ａ，４１６ｂ…保持回
路、４１７，４１７ａ…差動増幅回路、４１８…増幅回
路、Ｃ０〜Ｃ２…コンデンサ、Ｄ０〜Ｄ７…ダイオー
ド、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、ＺＤ…ツェナーダイオード。
ａ，２ｂ，２ｃ…接点、２ｄ…電磁コイル、３…電動
機、４ａ，４ｂ，４ｃ…センサ部、５ａ，５ｂ，５ｃ…
電力供給変圧器、６…切換器、７…半波整流器、８…マ
イクロコンピュータ、９…電圧調整器、４０，４０ａ，
４０ｂ…ＭＩ素子、４１…検出回路、２００…配線、３
００…基板、４０１…バイアスコイル、４０２…オフセ
ットコイル、４０３…ボビン、４０４…シールド板、４
１１…素子駆動用発振回路、４１２，４１２ａ…バイア
ス用発振回路、４１３…バイアスシフト用定電流回路、
４１４，４１４ａ…制御回路、４１５，４１５ａ，４１
５ｂ…検波回路、４１６，４１６ａ，４１６ｂ…保持回
路、４１７，４１７ａ…差動増幅回路、４１８…増幅回
路、Ｃ０〜Ｃ２…コンデンサ、Ｄ０〜Ｄ７…ダイオー
ド、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、ＺＤ…ツェナーダイオード。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石川 公忠 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 2G017 AA10 AB09 AC01 AC09 AD51 AD69 BA05 5G004 AA02 AB02 BA03 BA04 CA04 DA05 DB01 DC04 DC14 FA01 5G044 AA01 AC01 AD01 AE01 CA01 5H575 BB06 BB10 DD01 DD03 DD05 HA04 HB01 LL27 MM04
Claims (12)
- 【請求項１】 電源から負荷へ電流を供給または遮断す
る切換器と、この電流を検出する電流検出器と、装置の
各部に電力を供給する制御電源とを備え、過電流発生時
に負荷に対する電流の供給を遮断する過負荷電流保安装
置において、 前記電流検出器を、磁気インピーダンス効果を有する１
つの磁気インピーダンス素子にて構成し、電流により生
じる磁束を前記磁気インピーダンス素子で検出すること
を特徴とする過負荷電流保安装置。 - 【請求項２】 電源から負荷へ多相電流を供給または遮
断する切換器と、この多相電流を各相毎に検出する複数
の電流検出器と、装置の各部に電力を供給する制御電源
とを備え、過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮
断する過負荷電流保安装置において、 前記複数の電流検出器の各々を、磁気インピーダンス効
果を有する磁気インピーダンス素子にて構成し、電流に
より生じる磁束を前記磁気インピーダンス素子で検出す
ることを特徴とする過負荷電流保安装置。 - 【請求項３】 前記電流を導く配線と、この配線を固定
する基板とを設け、この基板上の前記配線の近傍に前記
磁気インピーダンス素子を配置し、電流により生じる磁
束を磁気インピーダンス素子で直接検出することを特徴
とする請求項１または２に記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項４】 前記磁気インピーダンス素子に高周波電
流を印加する電流印加手段と、前記磁気インピーダンス
素子の出力を検出する検出手段と、その検出結果を補正
する補正手段と、前記磁気インピーダンス素子にバイア
ス磁界を印加する磁界印加手段と、そのバイアス磁界の
中央値を変化させる磁界可変手段と、バイアス磁界の中
央値の変化分を制御する制御手段とを設け、前記バイア
ス磁界の中央値を変化させてその出力を検出し、検出結
果に応じて出力の補正を行なうことを特徴とする請求項
１ないし３のいずれかに記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項５】 前記磁界印加手段を、バイアス用コイル
と発振手段とから構成することを特徴とする請求項４に
記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項６】 前記磁界可変手段を、オフセット用コイ
ルと定電流発生手段とから構成することを特徴とする請
求項４または５に記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項７】 前記磁界可変手段を、定電圧発生手段と
切換手段と加算手段とから構成し、前記バイアス用コイ
ルに対して一定の電圧を印加することを特徴とする請求
項４または５に記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項８】 前記磁気インピーダンス素子を、電流に
より生じる磁束に対する出力の絶対値が等しくかつ極性
が逆となる位置に２つ配置し、この２つの磁気インピー
ダンス素子の出力の差の演算結果から前記電流を検出す
ることを特徴とする請求項１に記載の過負荷電流保安装
置。 - 【請求項９】 前記磁気インピーダンス素子を、電流に
より生じる磁束に対する出力の絶対値が等しくかつ極性
が同じとなる位置に２つ配置し、この２つの磁気インピ
ーダンス素子の出力の和の演算結果から前記電流を検出
することを特徴とする請求項１に記載の過負荷電流保安
装置。 - 【請求項１０】 前記電流を導くための配線と、前記２
つの磁気インピーダンス素子について、外部磁界を遮断
するためのシールドを設けることを特徴とする請求項８
または９に記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項１１】 前記制御電源を、前記電源から負荷へ
の電流供給経路に挿入された一次巻線およびこれに電気
的に結合される二次巻線を有する電力供給変圧器と、こ
の電力供給変圧器の二次巻線側の電流を蓄電する蓄電器
と、電圧調整器とから構成することを特徴とする請求項
１ないし１０のいずれかに記載の過負荷電流保安装置。 - 【請求項１２】 前記制御電源を、前記電源から負荷へ
の電流供給経路に挿入された各相毎の一次巻線が鉄心に
巻かれた複数の一次巻線と二次巻線とを有する電力供給
変圧器と、この電力供給変圧器の二次巻線側の電流を蓄
電する蓄電器と、電圧調整器とから構成するとともに、
前記各相の一次巻線の巻数を各相間で異ならせることを
特徴とする請求項２ないし１０のいずれかに記載の過負
荷電流保安装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001040264A JP2002247749A (ja) | 2001-02-16 | 2001-02-16 | 過負荷電流保安装置 |
| TW091102481A TWI288517B (en) | 2001-02-16 | 2002-02-08 | Overload current protection device using magnetic impedance element |
| CNB028050428A CN1316707C (zh) | 2001-02-16 | 2002-02-14 | 使用磁阻抗元件的过载电流保护设备 |
| EP02712345A EP1369973A4 (en) | 2001-02-16 | 2002-02-14 | OVERLOAD PROTECTION AGAINST A MAGNETIC IMPEDANCE ELEMENT |
| PCT/JP2002/001237 WO2002065608A1 (fr) | 2001-02-16 | 2002-02-14 | Protection contre la surcharge de courant faisant appel a un element d'impedance magnetique |
| US10/468,035 US7218494B2 (en) | 2001-02-16 | 2002-02-14 | Overload current protection device using magnetic impedance element |
Applications Claiming Priority (1)
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