WO2002065608A1 - Protection contre la surcharge de courant faisant appel a un element d'impedance magnetique - Google Patents

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protection device
power supply
magnetic
overload
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PCT/JP2002/001237
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Inventor
Takahiro Kudo
Yujiro Kitaide
Kimitada Ishikawa
Original Assignee
Fuji Electric Co., Ltd.
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    • H02H7/085—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors against excessive load

Definitions

  • the present invention relates to an overload current protection device that detects a current flowing through a conductor and cuts off the current when the magnitude of the current exceeds a given threshold, for example, an overload current that can control power supply to a motor.
  • a given threshold for example, an overload current that can control power supply to a motor.
  • this kind of overload current protection device detects, for example, that the current flowing through a contactor in a three-phase motor has exceeded a safe threshold value, and shuts off the current to the motor according to the detection result.
  • a current flows through a switch made of bimetallic metal, heats the bimetallic metal according to the current intensity, and when the motor current exceeds a safe threshold for a specified time, the heat deflects the pimetallic metal and the switch contact Is set to the open state, and the current supply to the control input of the contactor is stopped.
  • the method using the bimetal switch has a problem in that it is difficult to adjust the current when the switch is in an open state, and tends to be in an erroneous adjustment state for a long time.
  • an object of the present invention is to provide a low-cost, high-precision overcurrent detection device that does not require a constant-voltage power supply or the like, can expand the current detection range, and has no deterioration in accuracy due to environmental characteristics such as disturbance noise or changes over time. It is to provide a load current protection device. Disclosure of the invention
  • a switch for supplying or interrupting a current from a power supply to a load, a current detector for detecting the current, and a control for supplying power to each unit of the device
  • An overload current protection device that includes a power supply and interrupts the supply of current to the load when an overcurrent occurs.
  • the current detector is constituted by one magnetic impedance element having a magnetic impedance effect, and a magnetic flux generated by a current is detected by the magnetic impedance element.
  • a switch for supplying or interrupting a polyphase current from a power supply to a load, a plurality of current detectors for detecting the polyphase current for each phase, and a control for supplying power to each unit of the device
  • An overload current protection device that has a power supply and shuts off current supply to the load when an overcurrent occurs.
  • Each of the plurality of current detectors is configured by a magnetic impedance element having a magnetic impedance effect, and a magnetic flux generated by a current is detected by the magnetic impedance element.
  • the wiring for guiding the current and a substrate for fixing the wiring are provided, and the magnetic impedance element is arranged near the wiring on the substrate, and the magnetic impedance element is generated by the current.
  • the magnetic flux can be directly detected by the magnetic impedance element (the invention of claim 3).
  • a current application unit that applies a high-frequency current to the magnetic impedance element
  • a detection unit that detects an output of the magnetic impedance element, and corrects the detection result.
  • Correction means a magnetic field applying means for applying a bias magnetic field to the magnetic impedance element, a magnetic field varying means for changing a median value of the bias magnetic field, and a control means for controlling a change in the median value of the bias magnetic field.
  • the output can be detected by changing the median value of the bias magnetic field, and the output can be corrected in accordance with the detection result (claim 4).
  • the magnetic field applying means can be constituted by a bias coil and an oscillating means (the invention of claim 5).
  • the magnetic field varying means can be constituted by an offset coil and a constant current generating means (the invention of claim 6). It comprises voltage generating means, switching means, and adding means, and can apply a constant voltage to the bias coil (the invention of claim 7).
  • the two magneto-impedance elements are arranged at positions where the absolute value of the output with respect to the magnetic flux generated by the current is equal and the polarity is opposite, and the output of the two magneto-impedance elements is
  • the current can be detected from the result of the calculation of the difference between the two (the invention of claim 8), or the magnetic impedance element is positioned at a position where the absolute value of the output relative to the magnetic flux generated by the current is the same and the polarity is the same
  • the current can be detected from the calculation result of the sum of the outputs of the two magnetic impedance elements (the invention of claim 9).
  • a wiring for guiding the current and a shield for blocking an external magnetic field can be provided for the two magnetic impedance elements (the invention of claim 10).
  • control power supply includes a primary winding inserted into a current supply path from the power supply to a load, and a secondary winding electrically coupled to the primary winding. And a voltage regulator for storing current on the secondary winding side of the power supply transformer, and a voltage regulator (the invention of claim 11).
  • the control power supply includes a plurality of primary windings in which a primary winding for each phase inserted in a current supply path from the power supply to a load is wound around an iron core.
  • a power supply transformer having a wire and a secondary winding, a power storage device for storing current on the secondary winding side of the power supply transformer, and a voltage regulator; and a primary winding of each phase. The number of turns in each phase can be different between the phases (the invention of claim 12).
  • FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view showing a configuration example of the MI element unit in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the detection circuit in FIG.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific example of the constant current circuit in FIG.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of a method for detecting the output sensitivity in the MI element.
  • FIG. 6 is a block diagram showing another example of the detection circuit.
  • FIG. 7 is a plan view showing another configuration example of the MI element section.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a specific example of the bias oscillation circuit used in FIG.
  • FIG. 9 is a perspective view showing still another configuration example of the Ml element section.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining the influence of the adjacent-phase wiring current in FIG.
  • FIG. 11 is a plan view showing a magnetic shield configuration example of the Ml element section.
  • FIG. 12 is a block diagram showing another example of the detection circuit.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a configuration diagram illustrating another example of the control power supply unit. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a system configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
  • R, S, and T indicate power supply lines connected to a three-phase AC power supply (not shown).
  • the three-phase contactor (switch) 2 and three power supply transformers 5a, 5b, 5c, and a current detector 4a, 4b, 4 for each phase between the three-phase contactor 2 and the three power supply transformers 5a, 5b, 5c. c is located.
  • the contactor 2 has three sets of contacts 2a, 2b, 2c, each of which is connected to a different power supply line R, S, T, with a separate primary supply transformer 5a, 5b, 5c. It is connected to the motor 3 via a wire.
  • the sets of contacts are mechanically coupled to operate simultaneously by an electromagnetic coil 2d.
  • the electromagnetic coil 2 d is connected to the digital output of the microcomputer 8.
  • the electronic overload relay 1 is formed by a control circuit including the microcomputer 8, current detectors 4a, 4b, 4c, power supply transformers 5a, 5b, 5c, and the like.
  • the outputs of the current detectors 4 a, 4 b, 4 c are sequentially switched via the switch 6. Outputs of the current detectors 4 a, 4 b, and 4 c selected by the switch 6 are connected to an analog input of a microcomputer 8 via a half-wave rectifier 7.
  • the control power supply is formed by connecting the secondary windings of the power supply transformers 5a, 5b, 5c to the first storage capacitor CO via the rectifier diodes DO, Dl, D2.
  • This first storage capacitor C 0 is connected between the positive input of the voltage regulator 9 and ground.
  • a second storage capacitor (for stabilization) C1 is connected between the positive output of the voltage regulator 9 and the ground so that a constant level of voltage Vcc is supplied from the voltage regulator 9 as control power. ing.
  • D3, D4 and D5 indicate protection diodes.
  • the specific configuration of the current detectors 4a, 4b, 4c composed of the current detection element 40 and the detection circuit 41 will be described with reference to FIGS. Since the current detectors 4a, 4b, and 4c have the same configuration, only one of them will be described as a representative.
  • 40 is a magnetic impedance (MI) element having a magnetic impedance effect
  • 200 is a wiring for conducting a current of a certain phase
  • 401 is a bias coil
  • 402 is an offset coil
  • 403 is a bopin.
  • Ml element 40 include those using an amorphous wire disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 6-28712 and Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 8-330645. Any of the following thin film shapes may be used.
  • Figure 3 shows an example of the detection circuit.
  • reference numeral 411 denotes an oscillation circuit for applying a high-frequency current to the MI element 40
  • reference numeral 412 denotes an oscillation circuit for driving a bias coil 401 (or a constant current circuit may be used)
  • reference numeral 413 denotes a drive for an offset coil 402.
  • a constant current circuit (constant current circuit for bias shift) 414 is a control circuit that controls the presence or absence of bias offset
  • R1 and R2 are resistors
  • C2 is a capacitor, and these constitute the drive unit. I have.
  • the detection section includes a detection circuit 415, holding circuits 416a and 416b, a differential amplification circuit 417, and the like.
  • the bias coil 401 is driven by the circuit 412, and the offset coil 402 is driven by the constant current circuit 413, and the oscillating circuit 411 applies a high-frequency current to the MI element 40. Since the impedance of the element 40 changes, this is detected by the detection circuit 4 in the detection circuit 41. The detection is performed at 15, and the plus (+) side of the detected waveform is held by the holding circuit 416a, and the minus (1) side is held by the holding circuit 416b, and the difference is detected by the differential amplifier circuit 417.
  • the constant current circuit for driving the offset coil is composed of, for example, a constant current circuit CC and a current mirror CM.
  • the reference voltage of the constant voltage diode ZD of the constant current circuit CC is represented by V 1-ef, If the resistance value is R ref, the current I applied to the offset coil 402 is
  • FIG. 5 explains a method of detecting the output sensitivity in the MI element 40, and shows a case where an external magnetic field is zero and an AC bias is applied.
  • case 1 shown by (a) and (b) is a case where the median value of the bias magnetic field is a zero magnetic field, and the outputs of the holding circuits 416a and 416b are equal, and the differential amplification is performed. This is the case when the output of the circuit 417 becomes zero.
  • the detection sensitivity of the magnetic sensor (Ml element) can be automatically detected by changing the median value of the bias magnetic field by the known magnetic field and calculating the output voltage at that time. Therefore, even if the detection sensitivity of the sensor changes due to environmental changes, aging, etc., the detection sensitivity of the sensor is obtained by the method shown in Fig. 5, and calibration can be performed automatically.
  • the external magnetic field is set to zero, but if an arbitrary magnetic field is applied. It goes without saying that the detection sensitivity of the magnetic sensor when the median value of the bias magnetic field is changed by the known magnetic field only by offsetting the magnetic field is the same as in FIG. Also, the case where an AC bias is applied has been described. Even in the case of a DC bias, automatic detection and calibration of the sensor detection sensitivity can be performed in the same manner as described above.
  • Fig. 6 shows another example of the detection circuit.
  • an offset coil is used to provide an offset magnetic field that changes the median value of the bias magnetic field.However, the difference here is that the DC component of the oscillation pulse that drives the bias coil is changed.
  • the feature is that the bias shift constant current circuit is omitted from FIG. 6, and the offset coil as shown in FIG. 2 is omitted from the magnetic sensor unit shown in FIG.
  • the bias oscillation circuit is composed of several oscillation circuits OS, a constant voltage circuit CV, a switch SW, and an addition circuit AD. Since the switch SW is normally grounded to zero potential, the offset amount from the oscillation circuit OS is zero, but when the switch SW is connected to the constant voltage circuit CV side by the control circuit 414a, The pulse from the oscillating circuit OS and the offset voltage from the constant voltage circuit CV are added by the adding circuit AD, and as a result, an offset magnetic field that changes the center value of the bias magnetic field is applied.
  • FIG. 9 shows an example in which two MI elements are installed side by side.
  • 40 a and 40 b are MI elements
  • 200 is a wiring for guiding a current of a certain phase
  • 300 is this wiring 200 and Ml elements 40 a and 40 b.
  • the substrate to be fixed, 41 indicates a detection circuit.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining the influence of the adjacent-phase wiring current in the configuration of FIG. 9, and shows a case where another current I2 flows at a position adjacent to the current I1.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing another example of removing the influence of the adjacent wiring current. This is obtained by adding a shield plate 404 for magnetic shielding by using Permalloy or the like to the one shown in FIG. In other words, according to Figs. 9 and 10, theoretically, the effect of the adjacent wiring current can be canceled, but the external magnetic field noise cannot be completely canceled due to the variation in the sensitivity of the two MI elements and the effect of displacement. In some cases, magnetic shields attempt to further reduce these effects.
  • FIG. 12 shows another example of the detection circuit.
  • the detection circuit 41 applies a high-frequency current to the Ml elements 40a and 40b by the oscillation circuit 41 1a and the voltage dividing resistors R3 and R4, and changes the impedance due to the magnetic field of the MI elements 40a and 40b.
  • an output proportional to the difference between the Ml elements 40a and 40b is generated by the differential circuit 417a, and extracted by the amplification circuit 418. It is.
  • the above differential circuit 417 By changing a to an adder circuit, an output proportional to the sum of 40a and 40b can be generated instead of an output proportional to the difference between 1 ⁇ 41 elements 40 & and 40b.
  • the magnetic field detection directions of the two MI elements were set to the same direction.However, by reversing the magnetic field detection direction and taking the sum of the outputs of the two MI elements, the current was not affected by disturbance noise as in the above. It is needless to say that the detection of the image can be performed.
  • FIG. 13 shows another embodiment of the present invention.
  • a power supply transformer is provided for each phase, but here, one core 53 is provided with primary windings 51a, 51b, 51c for each phase, and The difference is that power is supplied from winding 52 via diode D6.
  • D 7 is a protection diode.
  • Figure 14 shows an example using a toroidal core.
  • the turns ratio of the primary windings 51a, 51b, 51c is selected to provide the proper current level from the secondary winding 52.
  • the number of turns of the primary windings is equal to each other, no magnetic flux is generated in a balanced manner, so that the number of turns is different between each phase.
  • the case of three-phase AC has been described above. However, in the case of single-phase AC, it is of course applicable in the same way by considering one phase of three-phase AC. Industrial applicability
  • the detection sensitivity of the sensor can be automatically detected simply by changing the median value of the bias magnetic field by a known magnetic field amount and detecting the output voltage at that time.
  • environmental characteristics and changes over time Even if the detection sensitivity of the laser changes, the calibration can be performed automatically, so that a high-precision device can be provided without accuracy deterioration due to environmental characteristics and aging.
  • control power supply is a multi-phase AC power supply
  • at least one power supply transformer need be provided instead of one for each phase, so the number of components is reduced and the cost can be reduced.

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Description

明 細 書 磁気ィンピーダンス素子を用いた過負荷電流保安装置 技術分野
この発明は、 導体を流れる電流を検出し、 電流の大きさが与えられたしきい 値を越えたときに電流を遮断する過負荷電流保安装置、 例えば電動機への電力 供給を制御できる過負荷電流保安装置に関する。 背景技術
一般に、 この種の過負荷電流保安装置は、 例えば 3相電動機に接触器を介し て流れる電流が安全なしきい値を越えたことを検出し、 その検出結果に応じて 電動機への電流を遮断するものであり、 以前は電動機電流の一部または全てを バイメタル素子に流すことによって実現していた。 つまり、 バイメタル金属で 構成したスィッチに電流を流し、 電流強度に対応してバイメタル金属を加熱し、 電動機電流が安全なしきい値を規定時間の間超過すると、 熱がパイメタル金属 を撓ませてスィッチ接点を開放状態とし、 接触器の制御入力への電流供給を停- 止するようにしている。 しかし、 このバイメタルスィッチを用いた方式は、 ス イッチが開放状態となるときの電流調整が難しく、 長い時間に渡って誤調整状 態になりがちとなるとい言う問題がある。
これに対し、 最近バイメタルスィッチで実現していた機能を電子的に行なう ことが可能になった。 電子機器を使用することによって、 より信頼性が高く調 整の容易な装置が提供されている。 しかしながら、 この電子式の場合は回路が 複雑となり、 電流を適切に検出して接触機構を動作させるために、 例えば定電 圧電源等の多くの部品を必要とする。 さらに、 電流検出手段としては電流検出 変圧器 （いわゆる C T) が使用されるが、 これには鉄心による磁気飽和が発生 するために電流検出範囲を広く取れないと言う問題がある。 電流検出手段とし て磁気抵抗素子を用いる方法もあるが、 低感度なため鉄心が必要となり、 上記 C Tと同様電流検出範囲を広く取れない。 さらには、 磁気抵抗素子は温度によ る変動や素子間の器差が大きく、 外乱ノイズの影響を受け易いため、 高精度に しょうとするとコストアップすると言う問題がある。
したがって、 この発明の課題は、 定電圧電源等を必要とせずに低コストで、 しかも電流検出範囲の拡大が可能で、 外乱ノイズなどの環境特性や経時変化に よる精度低下の無い高精度な過負荷電流保安装置を提供することにある。 発明の開示
このような課題を解決するため、 請求項 1の発明では、 電源から負荷へ電流 を供給または遮断する切換器と、 この電流を検出する電流検出器と、 装置の各 部に電力を供給する制御電源とを備え、 過電流発生時に負荷に対する電流の供 給を遮断する過負荷電流保安装置において、
前記電流検出器を、 磁気インピーダンス効果を有する 1つの磁気インピーダ ンス素子にて構成し、 電流により生じる磁束を前記磁気インピーダンス素子で 検出することを特徴とする。
請求項 2の発明では、 電源から負荷へ多相電流を供給または遮断する切換器 と、 この多相電流を各相毎に検出する複数の電流検出器と、 装置の各部に電力 を供給する制御電源とを備え、 過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮断 する過負荷電流保安装置において、
前記複数の電流検出器の各々を、 磁気インピーダンス効果を有する磁気イン ピーダンス素子にて構成し、 電流により生じる磁束を前記磁気ィンピーダンス 素子で検出することを特徴とする。 請求項 1または 2の発明においては、 前記電流を導く配線と、 この配線を固 定する基板とを設け、 この基板上の前記配線の近傍に前記磁気ィンピ一ダンス 素子を配置し、 電流により生じる磁束を磁気インピーダンス素子で直接検出す ることができる （請求項 3の発明）。
請求項 1ないし 3のいずれかの発明においては、 前記磁気インピ一ダンス素 子に高周波電流を印加する電流印加手段と、 前記磁気インピーダンス素子の出 力を検出する検出手段と、 その検出結果を補正する補正手段と、 前記磁気イン ピ一ダンス素子にバイアス磁界を印加する磁界印加手段と、 そのバイアス磁界 の中央値を変化させる磁界可変手段と、 バイアス磁界の中央値の変化分を制御 する制御手段とを設け、 前記バイアス磁界の中央値を変化させてその出力を検 出し、 検出結果に応じて出力の補正を行なうことができる （請求項 4の発明）。 請求項 4の発明においては、 前記磁界印加手段を、 バイアス用コイルと発振 手段とから構成することができる （請求項 5の発明）。
請求項 4または 5の発明においては、 前記磁界可変手段を、 オフセット用コ ィルと定電流発生手段とから構成することができ （請求項 6の発明）、 または、 前記磁界可変手段を、 定電圧発生手段と切換手段と加算手段とから構成し、 前 記バイアス用コイルに対して一定の電圧を印加することができる （請求項 7の 発明）。
また、 上記請求項 1の発明においては、 前記磁気インピーダンス素子を、 電 流により生じる磁束に対する出力の絶対値が等しくかつ極性が逆となる位置に 2つ配置し、 この 2つの磁気インピーダンス素子の出力の差の演算結果から前 記電流を検出することができ （請求項 8の発明）、 または、 前記磁気インピーダ ンス素子を、 電流により生じる磁束に対する出力の絶対値が等しくかつ極性が 同じとなる位置に 2つ配置し、 この 2つの磁気ィンピーダンス素子の出力の和 の演算結果から前記電流を検出することができる （請求項 9の発明）。 請求項 8または 9の発明においては、 前記電流を導くための配線と、 前記 2 つの磁気インピーダンス素子について、 外部磁界を遮断するためのシールドを 設けることができる （請求項 1 0の発明）。
請求項 1ないし 1 0のいずれかの発明においては、 前記制御電源を、 前記電 源から負荷への電流供給経路に揷入された一次巻線およびこれに電気的に結合 される二次巻線を有する電力供給変圧器と、 この電力供給変圧器の二次巻線側 の電流を蓄電する蓄電器と、 電圧調整器とから構成することができる （請求項 1 1の発明）。
請求項 1ないし 1 0のいずれかの発明においては、 前記制御電源を、 前記電 源から負荷への電流供給経路に挿入された各相毎の一次巻線が鉄心に巻かれた 複数の一次巻線と二次巻線とを有する電力供給変圧器と、 この電力供給変圧器 の二次巻線側の電流を蓄電する蓄電器と、 電圧調整器とから構成するとともに、 前記各相の一次巻線の巻数を各相間で異ならせることができる （請求項 1 2の 発明）。 図面の簡単な説明
図 1は、 この発明の第 1の実施の形態を示すプロック図である。
図 2は、 図 1における M I素子部の構成例を示す平面図である。
図 3は、 図 1における検出回路の一例を示すブロック図である。
図 4は、 図 3における定電流回路の具体例を示す回路図である。
図 5は、 M I素子における出力感度の検出方法説明図である。
図 6は、 検出回路の別の例を示すブロック図である。
図 7は、 M l素子部の別の構成例を示す平面図である。
図 8は、 図 6で用いられるバイァス用発振回路の具体例を示す回路図である。 図 9は、 M l素子部のさらに別の構成例を示す斜視図である。 図 10は、 図 9における隣相配線電流の影響を説明する説明図である。
図 11は、 Ml素子部の磁気シールド構成例を示す平面図である。
図 12は、 検出回路の他の例を示すブロック図である。
図 13は、 この発明の第 2の実施の形態を示すブロック図である。
図 14は、 制御電源部の別の例を示す構成図である。 発明を実施するための最良の形態
図 1はこの発明の実施の形態を示すシステム構成図である。
R， S, Tは図示されない 3相交流電源に接続される電源供給線を示し、 電 動機 3に対して 3相接触器 （切換器） 2および 3つの電力供給変圧器 5 a, 5 b， 5 cを介して接続されており、 3相接触器 2と 3つの電力供給変圧器 5 a， 5 b， 5 cとの間には、 各相毎に電流検出器 4 a， 4 b, 4 cが配置されてい る。 接触器 2は 3組の接点 2 a， 2 b， 2 cを有し、 各々は異なる電源供給線 R, S, Tによりそれぞれ個別の電力供給変圧器 5 a， 5 b， 5 cの一次巻線 を介して電動機 3に結合している。 接点の組は、 電磁コイル 2 dによって同時 に動作するよう機械的に結合されている。 なお、 電磁コイル 2 dはマイクロコ ンピュ一夕 8のディジタル出力に接続されている。 このマイクロコンピュータ 8を含む制御回路と、 電流検出器 4 a， 4 b, 4 cと、 電力供給変圧器 5 a， 5 b, 5 c等により電子式過負荷継電器 1を形成している。
電流検出器 4 a, 4 b, 4 cの出力は、 切換器 6を介して、 順次切り換えら れる。 切換器 6により選択された電流検出器 4 a, 4b, 4 cの出力は、 半波 整流器 7を介してマイクロコンピュータ 8のアナログ入力に接続されている。 制御電源は、 電力供給変圧器 5 a， 5 b, 5 cの二次巻線から整流ダイォー ド DO, D l， D 2を介して第一蓄電コンデンサ COに接続して形成される。 この第一蓄電コンデンサ C 0は、 電圧調整器 9の正入力と接地との間に接続さ れ、 電圧調整器 9の正出力と接地との間には第二蓄電 （安定化用） コンデンサ C 1が接続され、 一定レベルの電圧 Vc cを電圧調整器 9より制御電源として 供給するようにしている。 なお、 D3， D4, D 5は保護用ダイオードを示す。 電流検知素子 40と検出回路 41とから構成される電流検出器 4 a， 4 b, 4 cの具体的な構成について、 図 2， 図 3を参照して説明する。 なお、 電流検 出器 4 a, 4 b, 4 cは構成は同じなので、 その 1つを代表として説明する。 図 2において、 40は磁気ィンピ一ダンス効果を持つ磁気インピーダンス（M I) 素子、 200は或る相の電流を導く配線、 401はバイアス用コイル、 4 02はオフセット用コイル、 403はボピンである。 Ml素子 40としては、 例えば日本国特許公開公報の特開平 6— 28 1 712号公報に開示されている アモルファスワイヤによるものや、 日本国特許公開公報の特開平 8— 3306 45号公報に開示されている薄膜形状のもの、 のいずれを用いても良い。
図 3に検出回路の一例を示す。
同図において、 41 1は M I素子 40に高周波電流を印加する発振回路、 4 12はバイアス用コイル 401を駆動する発振回路 （または定電流回路でも良 い）、 413はオフセット用コイル 402を駆動する定電流回路 （バイアスシフ 卜用定電流回路）、 414はバイアスに対するオフセッ卜の有無等を制御する制 御回路、 R l, R2は抵抗、 C 2はコンデンサで、 これらによって駆動部が構 成されている。
一方、 検出部は検波回路 41 5、 保持回路 416 a, 416 bおよび差動増 幅回路 417等から構成される。
このような構成において、 回路 412によりバイアス用コイル 401、 定電 流回路 41 3によりオフセット用コイル 402をそれぞれ駆動するとともに、 発振回路 41 1にて M I素子 40に高周波電流を印加することにより、 M I素 子 40のインピーダンスが変化するので、 これを検出回路 41内の検波回路 4 15で検波し、 検波波形のプラス （+ ) 側を保持回路 416 aで、 同じくマイ ナス （一） 側を保持回路 416 bでそれぞれ保持し、 その差を差動増幅回路 4 17により検出する。
オフセット用コイルを駆動する定電流回路は図 4に示すように、 例えば定電 流回路 CCおよびカレントミラ一 CMから構成され、 定電流回路 CCの定電圧 ダイオード ZDの基準電圧を V 1- e f 、 抵抗値を R r e f とすれば、 オフセッ ト用コイル 402に印加される電流 Iは、
I =V r e f /R r e f
として得ることができる。
図 5は、 M I素子 40における出力感度の検出方法を説明するもので、 外部 磁界が零で、 交流バイアスを印加した場合を示す。
図 5において、 （a)， (b) で示すケ一ス 1は、 バイアス磁界の中央値が零磁 界の場合で、 保持回路 416 a, 416 bのそれぞれの出力は等しくなり、 差 動増幅回路 417の出力は零となる場合である。
図 5の （c), (d) で示すケース 2は、 バイアス磁界の中央値が ΔΗだけシフ トしており、 その結果、 保持回路 416 a, 416 bの出力差は Δλ^で、 差動増 幅回路 417の出力は αχΔν (α：差動増幅回路のゲイン） となる場合である。 したがって、 磁気センサ （M l素子） の感度は、 Δν/'ΔΗで表わすことができ る。
このことは、 バイアス磁界の中央値を既知の磁界分だけ変化させ、 そのとき の出力電圧を求めることにより、 磁気センサ （M l素子） の検出感度を自動的 に検出できることを示している。 従って、 環境変化や経時変化等によってセン サの検出感度が変化しても、 図 5で示す方法によりセンサの検出感を求め、 自 動的に校正が可能となるわけである。
以上では、 外部磁界を零としたが、 任意の磁界が加わっている場合は、 その 磁界分オフセットさせるだけで、 バイアス磁界の中央値を既知の磁界分だけ変 化させたときの磁気センサの検出感度は図 5と変わらないのは言うまでもない。 また、 交流バイアスを印加する場合について説明したが、 直流バイアスの場合 でも上記と同様にしてセンサ検出感度の自動検出 ·校正が可能である。
図 6に検出回路の別の例を示す。
図 2 , 図 3ではバイアス磁界の中央値を変化させるオフセット磁界を与える ためにオフセット用コイルを用いているが、 ここではバイアス用コイルを駆動 する発振パルスの直流分を変化させるようにした点が特徴で、 図 6からはバイ ァスシフト用定電流回路が、 また、 図 7に示す磁気センサ部からは図 2に示す ようなオフセット用コイルがそれぞれ省略されている。
そのために、 バイアス用発振回路は例えば図 Sに示すように、 数 Ι Ο ΚΗ ζ の発振回路 O S、 定電圧回路 C V、 切換器 S Wおよび加算回路 A Dにより構成 される。 切換器 S Wは通常は零電位に接地されているので、 発振回路 O Sから のオフセット量は零であるが、 制御回路 4 1 4 aによって切換器 S Wが定電圧 回路 C V側に接続されると、 発振回路 O Sからのパルスと定電圧回路 C Vから のオフセット電圧が加算回路 A Dで加算され、 その結果、 バイアス磁界の中央 値を変化させるオフセット磁界が印加されることになる。
センサ検出感度の自動検出 '校正については図 2，図 3の場合と同様なので、 説明は省略する。
これまでは 1つの M I素子を用いるものについて説明したが、 M l素子は 2 つ以上でも良い。 以下、 その例について説明する。 なお、 以下の説明ではバイ ァスコイル等は省略するが、 これを設けても良いことは勿論である。
図 9に M I素子を 2っ並設した例を示す。同図の 4 0 a , 4 0 bは M I素子、 2 0 0は或る相の電流を導くための配線、 3 0 0はこの配線 2 0 0および M l 素子 4 0 a , 4 0 bを固定する基板、 4 1は検出回路を示す。 図 10は図 9の構成における、 隣相配線電流の影響を説明する説明図で、 電 流 I 1の隣接した位置に別の電流 I 2が流れている場合を示している。 ここで、 各電流 I 1, I 2により生じる磁束をそれぞれ φΐ, φ2とし、 φΐ, φ2により 2つの Μ I素子に現われる出力の大きさをそれぞれ S 2， N 3とすると、 2つ の Ml素子 40 a, 4 O bの差の出力は、
差動出力 =40 aの出力一 40 bの出力 =S 2+N3— （一 S 2+N3)
= 2 X S 2 · · · (1) となり、 隣相配線 2 10の電流 I 2の影響を受けずに電流 I 1の検知が可能と なる。 さらに、 一様な外部磁界がノイズとして加わった場合も、 2つの Ml素 子に大きさおよび符号の等しい出力が現われるので、 2つの Ml素子の出力の 差を取ることにより、 隣相配線の場合と同様に外部磁界ノィズの影響をキャン セルできる。
図 1 1は、 隣接配線電流による影響を除去する別の例を示す構成図である。 これは図 1 1に示すものに対し、 パ一マロイ等による磁気シールドのための シールド板 404を追加したものである。 つまり、 図 9, 10のようにすれば、 理論上は隣接配線電流による影響をキャンセルできるが、 2つの M I素子感度 のばらつき， 位置ずれの影響等により、 外部磁界ノイズを完全にキャンセルで きない場合があるので、 磁気シールドによりこれらの影響をさらに低減せんと するものである。
図 12に検出回路の他の例を示す。
この検出回路 41は発振回路 41 1 aと分圧抵抗 R 3, R4により、 Ml素 子 40 a， 40 bに高周波電流を印加し、 M I素子 40 a, 40 bの磁界によ るインピーダンスの変化を検波回路 415 a, 41 5 bで電圧の変化として検 出し、 差動回路 41 7 aで Ml素子 40 a, 40 bの差に比例した出力を発生 させ、 増幅回路 418で取り出すようにしたものである。 上記差動回路 417 aを加算回路に変更し、 1\4 1素子4 0 &， 4 0 bの差に比例した出力の代わり に、 4 0 a , 4 0 bの和に比例した出力を発生させることもできる。
以上では、 2つの M I素子の磁界検知方向を同じにしたが、 磁界検知方向を 逆にして 2つの M I素子の出力の和をとることで、 上記と同様に外乱ノイズの 影響を受けずに電流の検知が可能となることは言うまでもない。
図 1 3に、 この発明の他の実施の形態を示す。
図 1では電力供給変圧器を各相毎に設けていたのに対し、 ここでは 1つのコ ァ 5 3に各相の一次巻線 5 1 a , 5 1 b , 5 1 cを施し、 二次巻線 5 2からダ ィオード D 6を介して電力を供給する点が異なっている。 D 7は保護ダイォー ドである。
図 1 4にトロイダルコアを用いた例を示す。 この場合、 一次巻線 5 l a , 5 1 b , 5 1 cの巻数比率は、 二次巻線 5 2から適正な電流レベルを供給するよ うに選択される。 つまり、 一次巻線の巻数を互いに等しくするとバランスして 磁束が発生しなくなるので、 巻数を各相間で互いに異ならせるようにしている。 以上では 3相交流の場合について説明したが、 単相交流の場合は 3相交流の 1相分を考えることで、 同様にして適用可能であることは勿論である。 産業上の利用可能性
この発明によれば、
1 ) 電流検出手段として磁気インピーダンス効果を有する磁気検出素子を用 いたので、 現在広く用いられている電流検出変圧器の問題である鉄心による磁 気飽和が発生せず、 電流検知範囲を広くすることができる。
2 ) 磁気インピーダンス素子を用いるととも、 そのバイアス磁界の中央値を 既知の磁界量だけ変化させ、 そのときの出力電圧を検出するだけでセンサの検 出感度が自動的に検出可能となる。 その結果、 環境特性や経時変化によりセン ザの検出感度が変化しても、 校正が自動的に行なえるので、 環境特性や経時変 化による精度低下のない、 高精度な装置を提供できる。
3 ) 制御電源を外部から供給する必要が無いので、 汎用性に優れトータルコ ストの低減が可能になる。
4 ) また、 制御電源を多相交流電源で用いる場合、 電力供給用変圧器は各相 毎にではなく少なくとも 1つ設ければ良いので、 部品点数が少なくなり低コス ト化が可能となる。
5 ) 電流により生じる磁束に対して磁気検出素子の出力の絶対値が等しく、 かつ極性が逆になるような位置に 2つ配置し両者の差を検出するようにすれば、 外部磁界や隣相配線電流による磁界の影響を受けないようにすることができ、 耐環境性に優れた装置を提供できる。
などの利点が得られる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 電源から負荷へ電流を供給または遮断する切換器と、 この電流を検出す る電流検出器と、 装置の各部に電力を供給する制御電源とを備え、 過電流発生 時に負荷に対する電流の供給を遮断する過負荷電流保安装置において、 前記電流検出器を、 磁気インピーダンス効果を有する 1つの磁気インピーダ ンス素子にて構成し、 電流により生じる磁束を前記磁気インピ一ダンス素子で 検出することを特徴とする過負荷電流保安装置。
2 . 電源から負荷へ多相電流を供給または遮断する切換器と、 この多相電流 を各相毎に検出する複数の電流検出器と、 装置の各部に電力を供給する制御電 源とを備え、 過電流発生時に負荷に対する電流の供給を遮断する過負荷電流保 安装置において、
前記複数の電流検出器の各々を、 磁気ィンピーダンス効果を有する磁気ィン ピーダンス素子にて構成し、 電流により生じる磁束を前記磁気ィンピ一ダンス 素子で検出することを特徴とする過負荷電流保安装置。
3 . 前記電流を導く配線と、 この配線を固定する基板とを設け、 この基板上 の前記配線の近傍に前記磁気ィンピ一ダンス素子を配置し、 電流により生じる 磁束を磁気ィンピ一ダンス素子で直接検出することを特徴とする請求項 1また は 2に記載の過負荷電流保安装置。
4 . 前記磁気インピーダンス素子に高周波電流を印加する電流印加手段と、 前記磁気インピーダンス素子の出力を検出する検出手段と、 その検出結果を補 正する補正手段と、 前記磁気インピーダンス素子にバイアス磁界を印加する磁 界印加手段と、 そのバイアス磁界の中央値を変化させる磁界可変手段と、 バイ ァス磁界の中央値の変化分を制御する制御手段とを設け、 前記バイアス磁界の 中央値を変化させてその出力を検出し、 検出結果に応じて出力の補正を行なう ことを特徴とする請求項 1ないし 3のいずれかに記載の過負荷電流保安装置。
5 . 前記磁界印加手段を、 バイアス用コイルと発振手段とから構成すること を特徴とする請求項 4に記載の過負荷電流保安装置。
6 . 前記磁界可変手段を、 オフセット用コイルと定電流発生手段とから構成 することを特徴とする請求項 4または 5に記載の過負荷電流保安装置。
7 . 前記磁界可変手段を、 定電圧発生手段と切換手段と加算手段とから構成 し、 前記バイアス用コイルに対して一定の電圧を印加することを特徴とする請 求項 4または 5に記載の過負荷電流保安装置。
8 . 前記磁気インピーダンス素子を、 電流により生じる磁束に対する出力の 絶対値が等しくかつ極性が逆となる位置に 2つ配置し、 この 2つの磁気ィンピ —ダンス素子の出力の差の演算結果から前記電流を検出することを特徴とする 請求項 1に記載の過負荷電流保安装置。
9 . 前記磁気インピーダンス素子を、 電流により生じる磁束に対する出力の 絶対値が等しくかつ極性が同じとなる位置に 2つ配置し、 この 2つの磁気ィン ピーダンス素子の出力の和の演算結果から前記電流を検出することを特徴とす る請求項 1に記載の過負荷電流保安装置。
1 0 . 前記電流を導くための配線と、 前記 2つの磁気インピーダンス素 に ついて、 外部磁界を遮断するためのシールドを設けることを特徴とする請求項 8または 9に記載の過負荷電流保安装置。
1 1 . 前記制御電源を、 前記電源から負荷への電流供給経路に挿入された一 次巻線およびこれに電気的に結合される二次巻線を有する電力供給変圧器と、 この電力供給変圧器の二次巻線側の電流を蓄電する蓄電器と、 電圧調整器とか ら構成することを特徴とする請求項 1ないし 1 0のいずれかに記載の過負荷電
1 2 . 前記制御電源を、 前記電源から負荷への電流供給経路に挿入された各 相毎の一次巻線が鉄心に巻かれた複数の一次巻線と二次巻線とを有する電力供 給変圧器と、 この電力供給変圧器の二次巻線側の電流を蓄電する蓄電器と、 電 圧調整器とから構成するとともに、 前記各相の一次巻線の巻数を各相間で異な らせることを特徴とする請求項 2ないし 1 0のいずれかに記載の過負荷電流保
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