JPH06347489A

JPH06347489A - 電流センサ

Info

Publication number: JPH06347489A
Application number: JP5138763A
Authority: JP
Inventors: Kaneo Mori; 佳年雄毛利; Masahiko Sumikama; 正彦炭竃
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 1993-06-10
Filing date: 1993-06-10
Publication date: 1994-12-22

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は電流センサに関し、小型・軽量、高
感度、高精度、高速応答性、高信頼性、及び低価格を実
現することを目的とする。【構成】ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂には、被測定電流Ｉ
による磁界Ｈ_exの方向に関して互いに逆方向のバイアス
磁界Ｈ_bを印加され、電圧Ｖ_acの電圧源１より交流電流
Ｉ_acを供給される。センサ回路１１は、ＭＩ素子ＭＩ₁
に発生する誘導電圧の、磁界Ｈ_exに対応した振幅変化を
検出して、検出信号Ｅ_B1を生成し、かつ、ＭＩ素子ＭＩ
₂に発生する誘導電圧の、磁界Ｈ_exに対応した振幅変化
を検出して、検出信号Ｅ_B2を生成する。差動増幅回路Ａ
₁は、検出信号Ｅ_B1と検出信号Ｅ_B2との差をとり、電流
検出信号Ｅ_B0を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は磁気インダクタンス素子
を用いた電流センサに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の非接触形の電流センサには、一例
として、集磁コアとホール素子を組合せた方式がある。
この方式では、センサヘッドは、被測定電流が貫通する
リング状（または、矩形の環状）の集磁コアと、この集
磁コアの切欠部に設けられたホール素子からなる。この
フェライト又はアモルファスの集磁コアは、ホール素子
の感度が低いため、電流センサとしての感度を高くする
ために用いられる。

【０００３】ホール素子には、電源から電流が供給され
る。被測定電流によりホール素子で発生した信号電圧
は、増幅器で増幅された後、信号処理回路で、被測定電
流による信号成分が検出される。

【０００４】また、別の電流センサの例として、ＤＣＣ
Ｔ（直流変流器）を源流とする磁心入りコイルの、非線
形インダクタンスを利用する変調（フラックスゲート）
方式がある。

【０００５】フラックスゲート方式では、センサヘッド
である直流変流器は、被測定電流が貫通する２個の高透
磁率トロイダルコアからなる。この２個のコアにまたが
って、励振コイルと、検出コイルが巻かれている。

【０００６】励振用回路から交流の励振電流が励振コイ
ルに供給されると、検出コイルには、励振電流の周波数
の２倍の周波数の信号が生ずる。この検出コイルの信号
の大きさは、被測定電流による磁界の大きさに比例して
変化する。検出コイルの信号を増幅器で増幅した後、信
号処理回路で、励振周波数の信号を用いて同期検波し
て、被測定電流による信号成分が検出される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の、集磁コアとホ
ール素子を組合せた方式では、ホール素子は微小寸法
（１ミリ角以下）でコイルレスであるが、磁界検知感度
が低いため、集磁コア（フェライト又はアモルファス）
が必要である。集磁コアは、直径３〜４ｃｍ程度あるた
め、センサヘッドの寸法が大きくなってしまう。又、温
度特性が悪いので、温度補償回路が必要であることや、
最高使用温度が７０℃程度であること等の問題がある。

【０００８】また、検出感度は、磁界の大きさで１Ｏ_e
（エルステッド）以下で、地磁気程度（０．３Ｏｅ程
度）の測定が困難である。また、検出可能な周波数は、
１ｋＨｚ程度である。また、集磁コアは、価格が高い。

【０００９】一方、フラックスゲート方式では、直径数
２〜３ｃｍのコアを用いており、感度を上げるには、反
磁界を抑制するための適度の磁心長（１０ｍｍ以上）が
必要であり、小型化に難点がある。また、高透磁率コア
（磁心）に、多数回の被覆銅線コイルを施す必要があ
り、製作作業が煩雑で価格が高くなる。

【００１０】また、コイルの浮遊容量のため、高周波励
磁が不安定になり、電流センサの高速応答性が悪い（検
出可能な周波数は、数百Ｈｚ）等の問題がある。

【００１１】本発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、小型・軽量、高感度、高精度、高速応答性、高信頼
性、及び低価格を兼備する電流センサを提供することを
目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、磁気
インダクタンス素子と、上記磁気インダクタンス素子に
所定の交流電流を供給する交流電流供給手段と、上記磁
気インダクタンス素子の電極間に発生する誘導電圧の、
被測定電流による磁界に対応した振幅変化を検出して、
電流検出信号を生成する検出信号生成手段とを有する構
成とする。

【００１３】請求項３の発明は、被測定電流による磁界
の方向に関して互いに逆方向のバイアス磁界を印加され
た第１及び第２の磁気インダクタンス素子と、上記第１
及び第２の磁気インダクタンス素子に交流電流を供給す
る交流電流供給手段と、上記第１の磁気インダクタンス
素子の電極間に発生する誘導電圧の、上記被測定電流に
よる磁界に対応した振幅変化を検出して、第１の電流検
出信号を生成し、かつ、上記第２の磁気インダクタンス
素子の電極間に発生する誘導電圧の、上記被測定電流に
よる磁界に対応した振幅変化を検出して、第２の電流検
出信号を生成する検出信号生成手段と、上記第１の電流
検出信号と上記第２の電流検出信号との差から、第３の
電流検出信号を生成する差信号生成手段とを有する構成
とする。

【００１４】

【作用】本発明では、磁気インダクタンス素子は、寸法
が１ミリ程度と小さく、低価格である。また、磁界に対
する感度が高く、ノイズが少なく精度が高い。また、１
０ＭＨｚ程度までの被測定電流に応答できる。また特性
の温度変化が小さい。このため、高感度、高精度、高速
応答性、高信頼性、及び低価格を兼ね備えた電流センサ
を実現することを可能とする。

【００１５】請求項３の発明では、第１及び第２の磁気
インダクタンス素子に、被測定電流による磁界の方向に
関して互いに逆方向のバイアス磁界を印加して、電流の
変化に対する変化の極性が異なる、第１及び第２の電流
検出信号を生成し、上記第１及び第２の電流検出信号の
差から第３の電流検出信号を生成する。

【００１６】このため、電流の変化に対して線形に変化
し、かつ、高感度の電流検出信号を得ることを可能とで
きる。

【００１７】

【実施例】先ず、本発明の電流センサに用いる磁気イン
ダクタンス素子（ＭＩ素子）について説明する。先に、
本発明者の一人が磁気インダクタンス素子について提案
している（特願平４−１１１９８９）。図１は、ＭＩ素
子の説明図を示す。ＭＩ素子は、磁性を持つ導体の両端
に電極を設けたものである。図１は、磁性導線の両端に
電極を設けた例である。

【００１８】円周方向に磁気異方性と高透磁率を有する
磁性導線に、交流電流Ｉ_acを通電すると、磁性導線の電
極間には、２種類の電圧の和ｅ_totが現れる。一つは、
磁性導線の持つ電気抵抗Ｒ_Wと電流の積によるオーミッ
ク電圧Ｒ_W・Ｉ_acで、今一つは、円周方向磁束φ_Rの時
間変化ｄφ_R ／ｄｔに等しいパルス状の誘導電圧ｅ _L
である。

【００１９】ここで、誘導電圧ｅ_Lについて説明する。
磁性導体の半径をａ、電極間の長さをｈ_Lとしたとき、
磁性導体の面積ａ・ｈ_Lを通る円周方向磁束φ_Rは、下
記(1) 式となる。ここで、Ｂ_Rは、円周方向の磁束密度
である。

【００２０】 φ_R＝ａ・ｈ_L・Ｂ_R (1) ここで、円周方向磁界をＨ_R、円周方向の透磁率をμ_R
として、Ｂ_Rは、円周方向の磁束密度で下記(2) 式とな
る。

【００２１】Ｂ_R＝μ_R・Ｈ_R (2) 誘導電圧ｅ_Lは、下記(3) 式で表せる。

【００２２】

【数１】

【００２３】また、円周方向磁界Ｈ_Rは、磁性導体の中
心からの距離をｒ_Hとして、下記(4) 式となる。

【００２４】Ｈ_R＝（ｒ_H・Ｉ_ac）／（２・π・ａ²） (4) いま、ｒ_H＝ａの表面磁界で近似すると、Ｈ_Rは、下記
(5) 式となる。

【００２５】Ｈ_R＝Ｉ_ac／（２・π・ａ） (5) 上記(3) 式と(5) 式から、誘導電圧ｅ_Lは、下記(6) 式
で表せる。

【００２６】

【数２】

【００２７】ここで、Ｉ_ac＝Ｉ_macｓｉｎωｔのとき
は、誘導電圧ｅ_Lは、下記(7) 式となる。

【００２８】ｅ_L＝（μ_R・ｈ_L・ω／２・π）・Ｉ_macｃｏｓωｔ (7) 上記式に示すように、誘導電圧ｅ_Lは、電極間距離ｈ_L
に比例し、また、Ｉ_acが正弦波のときは、Ｉ_acの周波
数、電流Ｉ_acの振幅Ｉ_macにも比例する。通常、誘導電
圧ｅ_Lは、オーミック電圧Ｒ_W・Ｉ_acに比べて非常に小
さい。

【００２９】図２は、ＭＩ素子の等価回路を示す。図２
に示すように、ＭＩ素子は、抵抗Ｒ _Wとインダクタンス
Ｌ_Wの直列回路で等価的に表せる。上記誘導電圧ｅ
_Lは、ＭＩ素子のインダクタンスＬ_Wによる電圧とみな
せる。

【００３０】この誘導電圧ｅ_Lの振幅｜ｅ_L｜は、磁性
導線の長さ方向の外部磁界Ｈ_exによって、敏感に変化す
る。（等価回路のインダクタンスＬ_Wが変化する）。一
般的には、外部磁界Ｈ_exによって、ｅ_Lの振幅｜ｅ_L｜
が減少する。この現象を、「磁気インダクタンス効果
（Ｍａｇｎｅｔｏ−Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｅｆｆｅｃ
ｔ）」と称することとする。また、この磁気インダクタ
ンス効果による磁気素子を、「磁気インダクタンス素子
（ＭＩ素子）」と称することとする。

【００３１】次に、ＭＩ素子の特性について説明する。
ＭＩ効果は、磁性体の磁区構造や寸法によって異なる。
図３〜図５は、アモルファス磁性ワイヤのＭＩ効果の測
定例である。図３〜図５では、Ｈ_exが、約±１０Ｏ_e程
度の範囲を示している。また、Ｉ_acの周波数は、１０ｋ
Ｈｚである。また、Ｈ_ex＝０のときの｜ｅ_L｜の値はワ
イヤ長ｈ_Lで変わるが、特性の曲線部分でのＨ_exの変化
に対する｜ｅ_L｜の変化の割合は、ワイヤ長ｈ_Lによら
ずほとんど同じである。

【００３２】ａｓ−ｃａｓｔ（超急冷アモルファス材
料）ワイヤは、超急冷時に残留する応力により、ワイヤ
長さ方向に異方性を持つ中心核（ｉｎｎｅｒｃｏｒ
ｅ）と円周方向に異方性を持つ外殻（ｏｕｔｅｒｓｈ
ｅｌｌ）の２重構造を持つと考えられる。ワイヤ長さ方
向の外部磁界Ｈ_exにより、中心核がまず磁気的に飽和
し、外殻に反磁界を印加すると考えられる。

【００３３】図３（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、ワイヤ
長ｈ_Lを短くすると、｜ｅ_L｜−Ｈ _ex特性に不感域が現
れる。このａｓ−ｃａｓｔワイヤに張力（１ｋｇ／ｍｍ
²）を印加し、３９０℃，１ｍｉｎの急熱・急冷処理を
施すと、図４（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、ワイヤ長ｈ
_Lを減少させても、不感域は、余り大きく現れない。こ
れは、張力熱処理によって、中心核が減少したためと考
えられる。

【００３４】一方、ａｓ−ｃａｓｔワイヤを線引加工し
（３０μｍ径）、その後、張力（２〜４０ｋｇ／ｍ
ｍ²）熱処理（３９０℃，１ｍｉｎ）を施すと、図５
（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、ワイヤ長を、ｈ_L＝１ｍ
ｍに極端に短くしても、ＭＩ効果は、ワイヤ長ｈ_L＞１
００ｍｍの場合と同程度の高感度性を示している。図５
に示すａｓ−ｃａｓｔワイヤでは、中心核は、ほぼ、消
滅しているためと考えられる。なお、線引加工は、例え
ば、ダイスで１段階５μｍ程度減少させて行う。

【００３５】上記の、外部磁界Ｈ_exによる｜ｅ_L｜の減
少は、円周方向の磁化ベクトルが、ワイヤの長さ方向に
回転する（円周方向の磁束密度が下がる）ためと考えら
れる。

【００３６】なお、Ｉ_acの周波数が２００ＭＨｚ程度ま
で、磁界測定に有効な、振幅｜ｅ_L｜が得られる。ただ
し、１ＭＨｚ程度以上では、渦電流のために、振幅｜ｅ
_L｜は減少する。

【００３７】以下に、ＭＩ素子による電流センサについ
て説明する。図６は、外部磁界Ｈ_exによる誘導電圧ｅ_L
の変化を検出するための検出回路を示す。交流電圧源１
の電圧Ｖ_acにより、ＭＩ素子５には交流電流Ｉ_acが供給
される。ＭＩ素子５の持つ電気抵抗Ｒ_Wによるオーミッ
ク電圧Ｒ_W・Ｉ_acは、抵抗Ｒ₃，Ｒ₄、ＭＩ素子５，
半固定抵抗ＶＲ₁による抵抗ブリッジ回路で相殺され、
外部磁界Ｈ_exによるｅ _Lの変化分のみを検出することが
できる。

【００３８】図７は、図６の回路の等価回路を示す。図
６のＶＲ₁は、図７の抵抗Ｒ₁及び抵抗Ｒ₂に置き換え
ている。ブリッジ回路の平衡をとるために、Ｒ₃＝Ｒ₄
としている。また、回路条件を乱さぬように、Ｒ₁＋Ｒ
₂<<Ｒ₃＝Ｒ₄としている。

【００３９】ＭＩ素子５両端の高周波電圧ｅ_totは、Ｍ
Ｉ素子５の抵抗Ｒ_Wによる電圧ｅ_RW＝Ｉ_ac・Ｒ_Wとイン
ダクタンスＬ_Wによる電圧ｅ_Lとの合成電圧である。Ｖ
Ｒ₁を微妙に調整すると、ＭＩ素子５両端の高周波電圧
ｅ_totの電圧値は、抵抗Ｒ₁両端の電圧ｅ_R1の電圧値と
等しくなる。このとき、電圧ｅ_totの位相と電圧ｅ_R1の
位相は逆になっているため、検出回路の出力端子Ｔ₁か
らは、下記(8) 式で表せる出力電圧Ｖ_Bが出力される。

【００４０】Ｖ_B＝ｅ_R2−（ｅ_R1−（ｅ_RW＋ｅ_L））＝ｅ_R2＝Ｉ_ac・Ｒ₂ (8) なお、ここで、ｅ_R2は、抵抗Ｒ₂両端の電圧、ｅ_R1は抵
抗Ｒ₁両端の電圧である。

【００４１】ＭＩ素子５の長さ方向に外部磁界Ｈ_exが入
ると、ＭＩ素子５のインダクタンスＬ_Wが減少し、誘導
電圧は、ｅ_L’に減少する。このときの出力電圧Ｖ_B’
は、下記(9) 式で表せる。

【００４２】Ｖ_B’＝ｅ_R2−（ｅ_R1−（ｅ_RW＋ｅ_L’）） (9) 上記(8) ，(9) 式から分かるように、外部磁界Ｈ_exによ
る誘導電圧ｅ_Lの減少に対応して、交流の出力電圧Ｖ_B
の振幅が減少する。この出力電圧Ｖ_Bの振幅の減少分
が、外部磁界Ｈ_exによる誘導電圧ｅ_Lの振幅｜ｅ_L｜の
減少分に相当する。

【００４３】交流の出力電圧Ｖ_Bの振幅を検出するに
は、例えば、整流回路を用いればよい。検出した交流電
圧Ｖ_Bの振幅から、一定のオフセット分である電圧ｅ_R2
の振幅を差し引くと、誘導電圧の振幅｜ｅ_L｜の減少分
のみが検出できる。

【００４４】前記のように、誘導電圧の振幅｜ｅ_L｜の
減少分と被測定電流Ｉによる外部磁界Ｈ_exとには、一定
の対応関係がある。また、被測定電流Ｉと外部磁界Ｈ_ex
とは一定の対応関係にある。例えば、導線に電流Ｉが流
れるときは、導線から距離ｒの位置での磁界Ｈ_exは、下
記(10)式で表せる。

【００４５】Ｈ_ex＝Ｉ／（２・π・ｒ） (10) 従って、上記のようにして検出した誘導電圧の振幅｜ｅ
_L｜の減少分から、被測定電流Ｉを検出することができ
る。

【００４６】図８は、ＭＩ効果の線形化の説明図を示
す。２個のＭＩ素子の長さ方向に、互いに逆の直流バイ
アス磁界Ｈ_bを印加して、上記２個のＭＩ素子の誘導電
圧の振幅｜ｅ_L｜の差をとり、ＭＩ効果の線形化を行う
ことができるる。

【００４７】図８で、２６は、検出する外部磁界Ｈ_exと
逆方向の−Ｈ_bのバイアス磁界をかけたＭＩ素子の｜ｅ
_L1｜−−Ｈ_ex特性を示し、２７は、検出する外部磁界Ｈ
_exと同一方向の＋Ｈ_bのバイアス磁界をかけたＭＩ素子
の｜ｅ_L2｜−−Ｈ_ex特性を示す。なお、バイアス磁界Ｈ
_bは、｜ｅ_L｜が最大値から５０％程度減少する値に設
定する。

【００４８】この２個のＭＩ素子の誘導電圧の振幅の差
｜ｅ₀｜＝｜ｅ_L1｜−｜ｅ_L2｜は、図８の２８に示すよ
うに、−Ｈ_b〜＋Ｈ_bの範囲で、外部磁界Ｈ_exに対して
線形に変化する特性となる。

【００４９】また、振幅｜ｅ₀｜は、ＭＩ素子１個のと
きの振幅｜ｅ_L｜に比べて、外部磁界Ｈ_exの変化に対す
る感度が高くなっている。

【００５０】図９は、本発明の第１実施例の電流センサ
の回路図を示す。図９の交流電源形電流センサは、一対
のＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂と電流検出信号を生成するセ
ンサ回路１１からなる。この電流センサは、図６に示し
たブリッジ回路と、図８で説明した線形化の方法を用い
たものである。

【００５１】抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄、ＭＩ素子ＭＩ₁，半固定
抵抗ＶＲ₁₁でブリッジ回路を構成している。同様に、抵
抗Ｒ₂₃，Ｒ₂₄、ＭＩ素子ＭＩ₂，半固定抵抗ＶＲ₂₂でブ
リッジ回路を構成している。

【００５２】被測定電流Ｉは、図９中、紙面と垂直方向
に流れるものとする。ＭＩ素子ＭＩ ₁，ＭＩ₂は、被測
定電流Ｉの中心位置から距離ｒの位置に、互いに平行に
配置される。被測定電流Ｉの中心から距離ｒでの外部磁
界をＨ_exとする。

【００５３】ＭＩ素子ＭＩ₁とＭＩ素子ＭＩ₂には、Ｍ
Ｉ素子の長さ方向の検出する外部磁界Ｈ_exの方向に対し
て、互いに逆方向のバイアス磁界を印加する。図９の例
では、被測定電流Ｉが紙面表から裏に流れるときの外部
磁界Ｈ_exの向き（図中、矢印方向）を、外部磁界Ｈ_exの
プラス方向とする。

【００５４】このとき、ＭＩ素子ＭＩ₁には、ＭＩ素子
ＭＩ₁での外部磁界Ｈ_exのプラス方向（図中、左から右
へ向かう方向）に対して、逆方向のバイアス磁界（−Ｈ
_b）を印加し、ＭＩ素子ＭＩ₂には、ＭＩ素子ＭＩ₂で
の外部磁界Ｈ_exのプラス方向（図中、右から左へ向かう
方向）に対して、＋Ｈ_bのバイアス磁界を印加する。

【００５５】一定のバイアス磁界Ｈ_bを印加するには、
例えば、ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂の長さ方向に磁束を発
生させるようにＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂に近接して配置
した、棒状の微小磁石を用いる。また、ＭＩ素子Ｍ
Ｉ₁，ＭＩ₂にコイルを設置して、ＤＣ電流を流しても
よい。この場合、例えば、ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂に円
筒状の保護チューブを被せた上に、ＭＩ素子ＭＩ₁、Ｍ
Ｉ₂全体にわたってコイルを巻く。この場合、コイル電
流によるＨ_bとＭＩ素子の電流によるＭＩ素子の円周磁
界Ｈ_Rは直交するので、コイルの設置は、交流励磁に影
響を与えない。

【００５６】図９の回路の交流電圧源１の電圧Ｖ_acによ
り、周波数ｆ_Gの正弦波状の交流電流Ｉ_acがＭＩ素子Ｍ
Ｉ₁，ＭＩ₂に供給されて、ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂に
誘導電圧ｅ_Lが発生する。なお、電圧源１には、安定度
の高いものを使用する。

【００５７】図７で説明したように、電流Ｉの測定の前
に、ＶＲ₁₁、ＶＲ₂₁を調整してブリッジの平衡をとって
おく。

【００５８】図１０は、図９の回路の各部の電圧波形の
説明図を示す。図７で説明したように、ブリッジ回路の
端子Ｔ₁₁からは、一定のオフセット分に相当する信号に
対して、ＭＩ素子ＭＩ₁の誘導電圧の振幅｜ｅ_L1｜の変
化分だけ振幅の変化する出力電圧Ｖ_B1が出力される。同
様に、ブリッジ回路の端子Ｔ₁₂からは、一定のオフセッ
ト分に相当する信号に対して、ＭＩ素子ＭＩ₂の誘導電
圧の振幅｜ｅ_L2｜の変化分だけ振幅の変化する出力電圧
Ｖ_B2が出力される。

【００５９】前記のように、ＭＩ素子ＭＩ₁は、外部磁
界のプラス方向に対してマイナス方向のバイアス磁界−
Ｈ_bが印加されている。このため、図８の２６に示した
｜ｅ _L1｜の特性と同様に、外部磁界Ｈ_exが増加する（−
Ｈ_bから＋Ｈ_bの範囲で）のに対して、Ｖ_B1の振幅は増
加する。一方、ＭＩ素子ＭＩ₂は、外部磁界のプラス方
向に対してプラス方向のバイアス磁界＋Ｈ_bが印加され
ている。このため、図８の２７に示した｜ｅ_L2｜の特性
と同様に、外部磁界Ｈ_exが増加する（−Ｈ_bから＋Ｈ_b
の範囲で）のに対して、Ｖ_B2の振幅は減少する。

【００６０】ダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁により整
流回路が構成される。ダイオードＤ ₁により、図１０
（Ａ）に示す交流電圧Ｖ_B1は、図１０（Ｂ）に示すプラ
ス側のみの信号になり、コンデンサＣ₁により、周波数
ｆ_G成分が減衰されて、交流電圧Ｖ_B1の振幅に相当する
電圧Ｅ_B1（図１０（Ｃ））がダイオードＤ₁のカソード
に生成される。電圧Ｅ_B1は、一定のオフセット分の振幅
値から、誘導電圧｜ｅ_L1｜の変化分を引いた値の電圧で
ある。

【００６１】同様に、ダイオードＤ₂とコンデンサＣ₂
による整流回路が構成される。ダイオードＤ₂により、
図１０（Ｄ）に示す交流電圧Ｖ_B2は図１０（Ｅ）に示す
プラス側のみの信号になり、コンデンサＣ₂により、周
波数ｆ_G成分が減衰されて、交流電圧Ｖ_B2の振幅に相当
する電圧Ｅ_B2（図１０（Ｆ））がダイオードＤ₁のカソ
ードに生成される。電圧Ｅ_B2は、一定のオフセット分の
振幅値から、誘導電圧｜ｅ_L2｜の変化分を引いた値の電
圧である。

【００６２】差動増幅器Ａ₁は、出力端子Ｔ₁₃から、電
圧Ｅ_B1と電圧Ｅ_B2の差の出力電圧Ｅ _B0＝Ｅ_B1−Ｅ_B2を出
力する。この出力電圧Ｅ_B0が電流検出信号であり、後述
するように、被測定電流Ｉに比例して変化する電圧であ
る。

【００６３】図１１は、電圧Ｅ_B1，Ｅ_B2、出力電圧Ｅ_B0
の説明図を示す。図１１の６１は、電圧Ｅ_B1−−Ｈ_exの
特性を示し、６２は電圧Ｅ_B2−−Ｈ_exの特性をしめす。
また、図１１の６３は、出力電圧Ｅ_B0−−Ｈ_exの特性を
示す。

【００６４】Ｅ_B1−−Ｈ_exの特性６１で、Ｅ_B1の変化分
は、｜ｅ_L1｜の変化分に等しい。また、前記のバイアス
磁界−Ｈ_bのために、電圧Ｅ_B1が最大となる位置は、Ｍ
Ｉ素子ＭＩ₁に印加される磁界が０である＋Ｈ_bの位置
となっている。Ｅ_B1−−Ｈ_exの特性６１は、最大値Ｅ
_OF1（一定のオフセット分）の値を除き、図８の｜ｅ_L1
｜−−Ｈ_ex特性２６と同一の特性である。

【００６５】同様に、Ｅ_B2−−Ｈ_exの特性６２で、Ｅ_B2
の変化分は、｜ｅ_L2｜の変化分に等しい。また、前記の
バイアス磁界＋Ｈ_bのために、電圧Ｅ_B2が最大となる位
置は、ＭＩ素子ＭＩ₂に印加される磁界が０である−Ｈ
_bの位置となっている。Ｅ_B2−−Ｈ_exの特性６２は、最
大値Ｅ_OF2＝Ｅ_OF1（一定のオフセット分）の値を除
き、図８の｜ｅ_L2｜−−Ｈ_ex特性２７と同一の特性であ
る。

【００６６】電圧Ｅ_B1は、Ｅ_B1＝｜ｅ_L1｜＋ΔＥ_Pで表
せ、また、電圧Ｅ_B2＝｜ｅ_L2｜＋ΔＥ_Pで表せる。ここ
で、ΔＥ_PはＥ_B1と｜ｅ_L1｜の最大値の差（Ｅ_B2と｜ｅ
_L2｜の最大値の差でもある）にあたる一定の値である。
従って、出力電圧Ｅ_B0は、Ｅ_B0＝Ｅ_B1−Ｅ_B2＝｜ｅ_L1｜
−｜ｅ_L2｜となる。

【００６７】従って、出力電圧Ｅ_B0は、図８の｜ｅ₀｜
に相当する電圧であり、−Ｈ_bから＋Ｈ_bの範囲で、外
部磁界Ｈ_exに対してリニアに変化する電圧である。上記
のように、外部磁界Ｈ_exに比例して変化する出力電圧Ｅ
_B0が得られる。図１０の例では、外部磁界Ｈ_exがプラス
の場合で、図１０（Ｇ）の出力電圧Ｅ_B0＞０となってい
る。

【００６８】図９の例では、Ｈ_ex＝被測定電流Ｉ／（２
・π・ｒ）であるので、Ｉ＝Ｋ₁・Ｅ_B0の関係があ
る。センサ回路１１の利得、電流Ｉ_acの大きさ、周波数
ｆ_G等で決まる、比例定数Ｋ₁を求めておくことで、出
力電圧Ｅ_B0から、被測定電流Ｉを検出することができ
る。

【００６９】なお、検出可能な被測定電流の周波数は、
電流Ｉ_acの周波数ｆ_Gの周波数の１／１０程度までであ
る。また、出力電圧Ｅ_B0の波形は、被測定電流Ｉの波形
と忠実に同一波形になるため、出力電圧Ｅ_B0から容易に
交流電流Ｉの実効値を求めることができる。

【００７０】また、センサヘッドとなるＭＩ素子Ｍ
Ｉ₁，ＭＩ₂は、１８０°Ｃ程度まで使用可能であり、
高温の環境下での測定ができる。

【００７１】次に、図９の電流センサの具体例について
説明する。図１２は、図９の交流電源形電流センサの電
流検出特性例である。ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂は、５０
μｍ径、２ｍｍ長の、張力アニール処理（４ｋｇ／ｍｍ
²，３９０℃，１ｍｉｎ）アモルファスワイヤを２本用
いた。

【００７２】交流電流Ｉ_ACは正弦波で、電流値は１５ｍ
Ａ、周波数ｆ_G（励磁周波数）は１００ｋＨｚである。
また、バイアス磁界Ｈ_b＝２Ｏ_e（エルステッド）と
し、被測定電流Ｉの流れる導線とＭＩ素子の間隔ｒを１
０ｍｍとする。Ｈ_ex＝Ｉ／（２・π・ｒ）の関係より、
Ｉ＝１０Ａのときに、Ｈ_ex＝２Ｏ_eとなる。

【００７３】上記の条件で、±５Ａの検出範囲，ＤＣ〜
５ｋＨｚの導線電流Ｉを高精度（５０μＡの分解能）
で、非接触検出することができる。

【００７４】上記第１実施例の電流センサでは、センサ
ヘッドとしては、ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂のみである。
前記のように、ＭＩ素子は、長さ１ｍｍ程度、直径数１
０μｍ程度であるので、超小型のセンサヘッドを実現す
ることができる。

【００７５】また、数Ａの最大検出電流に対して、数十
μＡ程度の分解能を持ち（磁界Ｈ_exの分解能で、１０^-6
Ｏ_e程度）、高感度、かつ、高精度の電流センサを実現
できる。また、ノイズレベルは、１０^-5〜１０^-6Ｏ_e程
度と極めて小さい。

【００７６】また、Ｉ_acの周波数ｆ_Gは１０ＭＨｚ程度
まで使用でき、１ＭＨｚ程度までの電流Ｉを検出するこ
とができる、高速応答性を持っている。

【００７７】また、ＭＩ素子は、製作が容易で、従来の
コアを用いる電流センサに比べて、センサヘッドを大幅
に低価格とすることができる。

【００７８】また、ＭＩ素子は、特性の温度変動が小さ
く、従来のホール素子を用いた方式と異なり、温度補償
のための回路を必要としない。

【００７９】図１３は、本発明の第２実施例の電流セン
サの回路図を示す。図９の交流電源形電流センサは、一
対のＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂と電流検出信号を生成する
センサ回路１２からなる。この電流センサは、２個のＭ
Ｉ素子とバイポーラトランジスタ２個によるマルチバイ
ブレータ形電流センサである。

【００８０】トランジスタＴ_r1，Ｔ_r2のコレクタに夫
々、ＭＩ素子ＭＩ₁、ＭＩ₂の一端を接続している。Ｍ
Ｉ素子ＭＩ₁、ＭＩ₂の他端は、ＤＣ電源に接続されて
おり、電圧Ｖccが供給されている。なお、このＤＣ電源
には、安定度の高いものを使用する。

【００８１】トランジスタＴ_r1，Ｔ_r2、ＭＩ素子Ｍ
Ｉ₁、ＭＩ₂、コンデンサＣ₃₁，抵抗Ｒ ₃₁、コンデンサ
Ｃ₃₂，抵抗Ｒ₃₂、抵抗Ｒ_b1，抵抗Ｒ_b2 、抵抗Ｒ₃₃，Ｒ
₃₄、ＶＲ ₃₁。により、マルチバイブレータが構成されて
いる。マルチバイブレータの発振周波数ｆ_M1は、ＭＩ素
子ＭＩ₁、ＭＩ₂のインダクタンスＬ、トランジスタＴ
_r1，Ｔ_r2、のコレクタ・エミッタ間容量、コンデンサＣ
₃₁，抵抗Ｒ₃₁、コンデンサＣ₃₂，抵抗Ｒ₃₂、の値により
決まる。抵抗Ｒ_b1，Ｒ_b1は、ベース接地抵抗で、コンデ
ンサＣ₃₁，抵抗Ｒ₃₁、は、夫々、トランジスタＴ_r2をオ
ンさせるチャージコンデンサとベース電流制限抵抗であ
る。同様に、コンデンサＣ₃₂，抵抗Ｒ₃₂、は、トランジ
スタＴ_r1をオンさせるチャージコンデンサとベース電流
制限抵抗である。

【００８２】抵抗Ｒ₃₃，Ｒ₃₄、ＶＲ₃₁は、トランジスタ
Ｔ_r1，Ｔ_r2のエミッタ抵抗となる。また、ＶＲ₃₁は、Ｍ
Ｉ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂、トランジスタＴ_r1，Ｔ_r2の微妙
な特性によって生じる、マルチバイブレータの出力電圧
Ｖ_E1とＶ_E2の差を補正するためのもので、ＶＲ₃₁を調整
して、電圧Ｖ_E1とＶ_E2の差を補正する。

【００８３】ＭＩ素子ＭＩ₁、ＭＩ₂には、図９の回路
と同様に、バイアス磁界−Ｈ_b，＋Ｈ_bが印加されてい
る。なお、ＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ₂に設けたコイルによ
りバイアス磁界Ｈ_bを印加する場合、コイル電流による
Ｈ_bとＭＩ素子ＭＩ₁，ＭＩ ₂の電流による円周磁界Ｈ
_Rは直交するので、コイルの設置は、交流励磁や、発振
条件に影響を与えない。

【００８４】図１４は、図１３の回路の各部の信号の波
形の説明図を示す。マルチバイブレータの発振により、
ＭＩ素子ＭＩ₁、ＭＩ₂には、周波数ｆ_M1の交流電流Ｉ
_ac1，Ｉ_ac2（図１４（Ａ）、（Ｂ））が供給され、誘
導電圧ｅ_Lが発生する。

【００８５】発振周波数ｆ_M1が数ＭＨｚのときは、トラ
ンジスタＴ_r1、Ｔ_r2のエミッタ電圧であるマルチバイブ
レータの出力電圧Ｖ_E1，Ｖ_E2は、図１４（Ｂ）、（Ｃ）
に示すように、パルス状の電圧となる。電圧Ｖ_E1は、一
定のオフセット分に相当するパルス信号に対して、ＭＩ
素子ＭＩ₁の誘導電圧の振幅｜ｅ_L1｜の変化分だけ振幅
が変化した電圧である。電圧Ｖ_E1は、パルスの振幅の最
小電圧値がプラスの電圧である。

【００８６】電圧Ｖ_E1と同様に、電圧Ｖ_E2は、一定のオ
フセット分に相当するパルス信号に対して、ＭＩ素子Ｍ
Ｉ₂の誘導電圧の振幅｜ｅ_L2｜の変化分だけ振幅が変化
した電圧である。また、出力電圧Ｖ_E1と同様に、電圧Ｖ
_E2は、パルスの振幅の最小電圧値がプラスの電圧であ
る。

【００８７】ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１は、発振
周波数ｆ_M1の成分を減衰させる。このため、ＬＰＦ５１
の出力電圧Ｅ_E1は、一定のオフセット分の振幅値から、
誘導電圧の振幅｜ｅ_L1｜の変化分を引いた値の電圧であ
る。

【００８８】同様に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５２
は、発振周波数ｆ_M1の成分を減衰させる。このため、Ｌ
ＰＦ５２の出力電圧Ｅ_E2は、一定のオフセット分の振幅
値から、誘導電圧の振幅｜ｅ_L2｜の変化分を引いた値の
電圧である。

【００８９】抵抗Ｒ₃₅，Ｒ₃₆，Ｒ₃₇，Ｒ₃₈，増幅器Ａ₂
により差動増幅回路を構成している。なお、Ｒ₃₅＝Ｒ₃₆
＝Ｒ₃₇＝Ｒ₃₈に設定してある。この差動増幅回路によ
り、電圧Ｅ_E1と電圧Ｅ_E2の差の出力電圧Ｅ_T0＝Ｅ_E1−Ｅ
_E2が出力端子Ｔ₁₄から生成される。この出力電圧Ｅ_T0が
電流検出信号であり、後述するように、被測定電流Ｉに
比例して変化する電圧である。

【００９０】電圧Ｅ_E1と電圧Ｅ_E2は、同一値のオフセッ
ト分（ＭＩ素子に印加される磁界＝０のときの電圧
Ｅ_E1，電圧Ｅ_E2の最大値）を持っている。従って、差動
増幅回路により、この一定のオフセット分が相殺され
て、出力電圧Ｅ_T0は、Ｅ_T0＝Ｅ_E1−Ｅ_E2＝｜ｅ_L1｜−｜
ｅ_L2｜となる。

【００９１】出力電圧Ｅ_T0は、図１０に示した図９の回
路の出力電圧Ｖ_B0と同様に、−Ｈ_bから＋Ｈ_bの範囲
で、外部磁界Ｈ_exに比例して変化する電圧である。図１
４の例では、外部磁界Ｈ_exがプラスの場合で、出力電圧
Ｅ_T0＞０となっている。

【００９２】上記のように、外部磁界Ｈ_exに比例して変
化する出力電圧Ｅ_T0が得られる。この出力電圧Ｅ_T0か
ら、Ｅ_T0と一定の比例関係にある被測定電流Ｉを検出す
ることができる。即ち、測定電流Ｉ＝Ｋ₂・Ｅ_T0 （Ｋ
₂は比例定数）から、センサ回路１２の利得、電流Ｉ_ac
の大きさ、周波数ｆ_M1等で決まる、Ｋ₂を求めておくこ
とで、電流Ｉを検出できる。

【００９３】上記第２実施例は、第１実施例と同様に、
超小型で低価格のセンサヘッドを実現することができ
る。また、数Ａの最大検出電流に対して、数μＡ程度の
分解能（磁界Ｈ_exの分解能で、１０^-6Ｏ_e程度）を持
ち、高感度、かつ、高精度の電流センサを実現できる。

【００９４】また、Ｉ_acの周波数ｆ_M1は１０ＭＨｚ程度
まで使用でき、１ＭＨｚ程度までの電流Ｉを検出するこ
とができる、高速応答性を持っている。

【００９５】また、ＭＩ素子は、特性の温度変動が小さ
く、従来のホール素子を用いた方式と異なり、温度補償
のための回路を必要としない。

【００９６】図１５は、本発明の第３実施例の電流セン
サの回路図を示す。第３実施例の共振マルチバイブレー
タ形電流センサは、図１３の回路のトランジスタＴ_r1，
Ｔ_r2の代わりに、ＦＥＴ₁，ＦＥＴ₂を用いている。

【００９７】回路の構成、動作は、第２実施例の回路と
同様である。電流帰還抵抗Ｒ_S，高周波バイパスコンデ
ンサＣ_Sは、高周波での安定度を増すためのものであ
る。

【００９８】図１６に、図１５の回路の各部の信号の波
形の説明図を示す。図１５の回路では、周波数ｆ_M2の正
弦波状の発振が行われ、ＭＩ素子に供給される交流電流
Ｉ_ac ₁，Ｉ_ac2（図１６（Ａ）、（Ｂ））も、正弦波状
の電流である。また、電圧Ｖ _D1，Ｖ_D2（図１６（Ｃ）、
（Ｄ））は、図１３の電圧Ｖ_E1，Ｖ_E2に相当する。誘導
電圧｜ｅ_L1｜，｜ｅ_L2｜の変化により振幅が変化する電
圧Ｖ_D1，Ｖ_D2も、正弦波状の電圧である。

【００９９】また、ＬＰＦ５１，５２の出力電圧Ｅ_D1，
Ｅ_D2は、図１３の電圧Ｅ_E1，Ｅ_E2に相当する。出力電圧
Ｅ_D1，Ｅ_D2は、一定のオフセット分の振幅値から、夫
々、誘導電圧の振幅｜ｅ_L1｜，｜ｅ_L2｜の変化分を引い
た値の電圧である。

【０１００】端子Ｔ₁₅の出力電圧Ｅ_F0は、Ｅ_F0＝Ｅ_D1−
Ｅ_D2＝｜ｅ_L1｜−｜ｅ_L2｜となる。出力電圧Ｅ_F0は、図
１０に示した図９の回路の出力電圧Ｅ_B0と同様に、−Ｈ
_bから＋Ｈ_bの範囲で、外部磁界Ｈ_exに比例して変化す
る電圧である。

【０１０１】図１６では、外部磁界Ｈ_exがプラスの場合
で、出力電圧Ｅ_F0＞０となっている。図１３の回路同様
に、この出力電圧Ｅ_F0から、Ｅ_F0と一定の比例関係にあ
る被測定電流Ｉを検出することができる。即ち、測定電
流Ｉ＝Ｋ₃・Ｅ_F0 （Ｋ₃は比例定数）から、センサ回
路１２の利得、電流Ｉ_acの大きさ、周波数ｆ_M2等で決ま
る、Ｋ₃を求めておくことで、電流Ｉを検出できる。

【０１０２】第３実施例では、例えば、Ｈ_ex＝０．２５
Ｏ_e（周波数：１００Ｈｚ）のときに、Ｅ_F0＝１Ｖとな
る高感度の電流センサを実現できる。

【０１０３】上記第３実施例は、第２実施例と同様に、
超小型で低価格のセンサヘッドを実現することができ
る。また、数Ａの最大検出電流に対して、数μＡ程度の
分解能（磁界Ｈ_exの分解能で、１０^-6Ｏ_e程度）を持
ち、高感度、かつ、高精度の電流センサを実現できる。

【０１０４】また、Ｉ_acの周波数ｆ_M2は２００ＭＨｚ程
度まで使用でき、１０ＭＨｚ程度までの電流Ｉを検出す
ることができる、高速応答性を持っている。

【０１０５】また、ＭＩ素子は、特性の温度変動が小さ
く、従来のホール素子を用いた方式と異なり、温度補償
のための回路を必要としない。

【０１０６】図１７は、本発明の第４実施例の電流セン
サの構成図を示す。第４実施例の電流センサは、センサ
回路７２、増幅器Ａ₃、帰還抵抗Ｒ_f、帰還コイル７１
からなる。センサ回路７２には、第１実施例〜第３実施
例で示した、電流Ｉに比例する出力電圧を生成する回路
のいずれかを適用する。

【０１０７】ここで、センサ回路の利得をＧ_S、出力電
圧をＥ₀とし、増幅器Ａ₃の利得をＧ_N、出力電圧をＥ
_0Nとする。増幅器Ａ₃を設けない場合は、出力電圧Ｅ₀
下記(11)式で表せる。

【０１０８】Ｅ₀＝Ｇ_S・Ｈ_ex (11) 以下に、増幅器Ａ₃を設けて、帰還抵抗Ｒ_fを介して帰
還コイル７１に出力電圧Ｅ₀に比例した負帰還電流を流
す場合について説明する。なお、バイアス磁界Ｈ_bは、
第１実施例〜第３実施例と同様に印加する。この場合の
出力電圧Ｅ_0Nは、下記(12)式で表せる。

【０１０９】Ｅ_0N＝（Ｇ_S・Ｇ_N／（１＋Ｇ_S・Ｇ_N・Ｆ_N））・Ｈ_ex (12) ここで、Ｆ_Nは帰還係数で、下記のようにして定まる。

【０１１０】帰還コイル７１により発生する帰還磁界Ｈ
_fは、下記(13)式となる。

【０１１１】Ｈ_f＝（Ｎ_f・Ｅ_0N）／（ｄ_f・Ｒ_f） (13) 上記(13)式から、帰還係数Ｆ_Nは下記(14)式となる。

【０１１２】Ｆ_N＝Ｎ_f／（ｄ_f・Ｒ_f） (14) ここで、Ｎ_fは、帰還コイル７１の巻き数、ｄ_fは、帰
還コイル７１の長さである。

【０１１３】増幅器Ａ₃の利得Ｇ_Nが十分大きく、｜Ｇ
_S・Ｇ_N・Ｆ_N｜>>１とすると、出力電圧Ｅ_0Nは、下記
(15)式となる。

【０１１４】Ｅ_0N≒Ｈ_ex／Ｆ_N＝（ｄ_f・Ｒ_f・Ｈ_ex）／Ｎ_f (15) 図１８は、出力電圧Ｅ_0Nの特性の説明図を示す。帰還コ
イル７１による帰還を行わないときの出力電圧Ｅ₀は、
Ｈ_bＨ_ex＜−Ｈ_b、Ｈ_ex＞Ｈ_bの範囲では、特性が線形
ではなくなる。これに対して、図１７の回路で負帰還を
行った場合の出力電圧Ｅ_0Nは、Ｈ_ex＜−Ｈ_b、Ｈ_ex＞Ｈ
_bの範囲まで、特性が線形化できている。

【０１１５】ＭＩ素子自身は、温度による誘導電圧ｅ_L
の変動はほとんど無い。一方、センサ回路７２は、周囲
温度の変動幅が大きい場合（１００°Ｃ程度）、利得Ｇ
_S等に変動が生じる。しかし、図１７の回路では、上記
の負帰還により、出力電圧Ｅ _0Nがセンサ回路の利得Ｇ_S
の温度変動の影響をほとんど受けなくなるため、出力電
圧Ｅ_0Nの温度変動を低減することができる。

【０１１６】図１９は、ＭＩ素子を複数個配置する例の
説明図を示す。図１９の例では、４個の直列接続したＭ
Ｉ素子８１〜８３と、４個の直列接続したＭＩ素子８４
〜８６の２組を電流Ｉの周囲に設けている。ＭＩ素子８
１〜８３とＭＩ素子８４〜８６とには、互いに逆方向の
バイアス磁界Ｈ_bを印加している。

【０１１７】ＭＩ素子８１〜８３とＭＩ素子８４〜８６
と、前記第１〜第３実施例のいずれかのセンサ回路を用
いて、導線８０に流れる電流Ｉ（紙面と垂直方向）を検
出する。こうすることにより、被測定電流Ｉの周辺の外
乱磁気の影響を無くすことができる。

【０１１８】

【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、磁気イン
ダクタンス素子は、寸法が１ミリ程度と小さく、低価格
であり、また、磁界に対する感度が高く、ノイズが少な
く精度が高く、また、１０ＭＨｚ程度までの被測定電流
に応答でき、また、特性の温度変化が小さいため、高感
度、高精度、高速応答性、高信頼性、及び低価格を兼ね
備えた電流センサを実現することができる特長を有す
る。

【０１１９】請求項３の発明によれば、第１及び第２の
磁気インダクタンス素子に、被測定電流による磁界の方
向に関して互いに逆方向のバイアス磁界を印加して、電
流の変化に対する変化の極性が異なる、第１及び第２の
電流検出信号を生成し、上記第１及び第２の電流検出信
号の差から第３の電流検出信号を生成するため、電流の
変化に対して線形に変化し、かつ、高感度の電流検出信
号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＭＩ素子の説明図である。

【図２】ＭＩ素子の等価回路を示す図である。

【図３】アモルファス磁性ワイヤのＭＩ効果の測定例を
示す図である。

【図４】アモルファス磁性ワイヤのＭＩ効果の測定例を
示す図である。

【図５】アモルファス磁性ワイヤのＭＩ効果の測定例を
示す図である。

【図６】誘導電圧ｅ_Lの変化を検出するための検出回路
を示す図である。

【図７】図６の回路の等価回路を示す図である。

【図８】ＭＩ効果の線形化の説明図である。

【図９】本発明の第１実施例の電流センサの回路図であ
る。

【図１０】図９の回路の各部の電圧波形の説明図であ
る。

【図１１】電圧Ｅ_B1，Ｅ_B2、出力電圧Ｅ_B0の説明図であ
る。

【図１２】図９の電流センサの電流検出特性例を示す図
である。

【図１３】本発明の第２実施例の電流センサの回路図で
ある。

【図１４】図１３の回路の各部の信号波形の説明図であ
る。

【図１５】本発明の第３実施例の電流センサの回路図で
ある。

【図１６】図１５の回路の各部の信号波形の説明図であ
る。

【図１７】本発明の第４実施例の構成図である。

【図１８】出力電圧Ｅ_0Nの特性の説明図である。

【図１９】ＭＩ素子を複数個配置する例の説明図であ
る。

【符号の説明】

１交流電圧源５ＭＩ素子Ｈ_ex 外部磁界ＭＩ₁，ＭＩ₂ ＭＩ素子Ｈ_b バイアス磁界１１，１２，１３センサ回路７１帰還コイル７２センサ回路８１〜８３，８４〜８６ＭＩ素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気インダクタンス素子と、上記磁気インダクタンス素子に所定の交流電流を供給す
る交流電流供給手段と、上記磁気インダクタンス素子の電極間に発生する誘導電
圧の、被測定電流による磁界に対応した振幅変化を検出
して、電流検出信号を生成する検出信号生成手段とを有
することを特徴とする電流センサ。
【請求項２】前記検出信号生成手段は、ブリッジ回路
と整流回路とからなることを特徴とする請求項１記載の
電流センサ。
【請求項３】被測定電流による磁界の方向に関して互
いに逆方向のバイアス磁界を印加された第１及び第２の
磁気インダクタンス素子と、上記第１及び第２の磁気インダクタンス素子に交流電流
を供給する交流電流供給手段と、上記第１の磁気インダクタンス素子の電極間に発生する
誘導電圧の、上記被測定電流による磁界に対応した振幅
変化を検出して、第１の電流検出信号を生成し、かつ、
上記第２の磁気インダクタンス素子の電極間に発生する
誘導電圧の、上記被測定電流による磁界に対応した振幅
変化を検出して、第２の電流検出信号を生成する検出信
号生成手段と、上記第１の電流検出信号と上記第２の電流検出信号との
差から、第３の電流検出信号を生成する差信号生成手段
とを有することを特徴とする電流センサ。
【請求項４】前記検出信号生成手段は、前記第１の磁
気インダクタンス素子に接続された第１のブリッジ回路
と第１の整流回路、及び、前記第２の磁気インダクタン
ス素子に接続された第２のブリッジ回路と第２の整流回
路とからなることを特徴とする請求項３記載の磁気イン
ダクタンス素子。
【請求項５】前記交流電流供給手段及び前記検出信号
生成手段は、夫々が、前記第１及び第２の磁気インダクタンス素子に
接続された一対のスイッチングトランジスタによるマル
チバイブレータと、上記交流電流供給手段の周波数成分を減衰させる低域通
過フィルタと、からなることを特徴とする請求項３記載の電流センサ。
【請求項６】前記磁気インダクタンス素子は、アモル
ファス磁性体であることを特徴とする請求項１又は請求
項３記載の電流センサ。
【請求項７】前記アモルファス磁性体は、アモルファ
ス磁性ワイヤであることを特徴とする請求項６記載の電
流センサ。
【請求項８】前記アモルファス磁性ワイヤは、張力下
加熱処理が施されたことを特徴とする請求項７記載の電
流センサ。
【請求項９】前記第１及び第２の磁気インダクタンス
素子は、夫々、被測定電流の周囲に配置された複数個の
磁気インダクタンス素子からなることを特徴とする請求
項３記載の電流センサ。