JP2002152015A - 出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 出力可能な最大電圧値を高く維持しつつ消費
電力の低減を図る。 【解決手段】 充放電回路３６は、コンデンサ４７の端
子電圧Ｖｃを台形波電圧とし、駆動回路３７は、端子電
圧Ｖｃに基づいて出力トランジスタ３８を駆動すること
により、負荷４３に対し端子電圧Ｖｃに等しい電圧Ｖｏ
を出力する。電圧検出回路３２は、トランジスタ４９の
エミッタ電圧（Ｖｃ＋ＶＦ）を検出し、端子電圧Ｖｃに
比例した電流を生成する。この電流は、可変電流回路を
介して出力トランジスタ３８のベース電流となる。従っ
て、出力トランジスタ３８には出力電圧Ｖｏに比例した
ベース電流が流れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、負荷に対しコンデ
ンサの充電電圧に応じた電圧を出力する出力回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】例えば車載用の通信信号出力回路は、車
両内に配設された通信線からの誘導放射を抑えてラジオ
ノイズを低減するために、立ち上がりおよび立ち下がり
のスルーレートが小さい台形波状の信号を出力するよう
になっている。こうした台形波発生回路としては、例え
ば特開平６−２１４６６５号公報や特開平９−２６１０
１６号公報に開示された回路がある。これらの回路は、
コンデンサに対して定電流で充電および放電を行うこと
により台形波信号を生成するように構成されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１１には、この種の
一般的な台形波出力回路の電気的構成が示されている。
この図１１において、ＩＣ化された台形波出力回路１
は、電源端子２、３間に印加される比較的高い電源電圧
ＶＢ（例えばバッテリから出力される１２Ｖ〜１６Ｖの
電圧）により動作するため、ＭＯＳＩＣに比べ高耐圧化
が容易なバイポーラＩＣとして構成されている。

【０００４】この台形波出力回路１は、充放電回路４、
駆動回路５および出力トランジスタ６を備えており、出
力端子７と電源端子３との間には負荷８が接続されてい
る。このうち充放電回路４は、コンデンサ９、このコン
デンサ９を充放電する定電流回路１０、１１、制御端子
１２を介して与えられる切替信号Ｓａにより充放電動作
を切り替えるスイッチ回路１３から構成されている。ま
た、駆動回路５は、トランジスタ１４、１５、１６およ
び抵抗１７、１８、１９から構成される３段のエミッタ
フォロア回路から構成され、抵抗１９を介して出力トラ
ンジスタ６に対しベース電流を供給するようになってい
る。なお、ダイオード２０、２１は、電源逆接続時にト
ランジスタ１５、６を保護するためのものである。

【０００５】この構成において、コンデンサ９の両端子
間には切替信号Ｓａに基づいて台形波状の電圧が生成さ
れ、この電圧はトランジスタ１４、１５、１６によって
順次レベルシフトされながら出力トランジスタ６のベー
ス電圧となる。そして、出力トランジスタ６も負荷８と
ともにエミッタフォロア回路を構成しており、結局、台
形波出力回路１は負荷８に対しコンデンサ９の端子電圧
をそのままの電圧レベルで出力する。

【０００６】この場合、駆動回路５および出力トランジ
スタ６により電流増幅が行われる。出力電圧Ｖｏの大き
さにかかわらず出力トランジスタ６が負荷８を十分に駆
動できるようにするためには、最大の出力電流Ｉｏが流
れる場合つまり出力電圧Ｖｏが最大の場合においても、
出力トランジスタ６に十分なベース電流が供給されなけ
ればならない。具体的には、出力電圧Ｖｏの最大電圧値
をＶｏ(max) 、負荷８の抵抗値をＲＬ、出力トランジス
タ６の直流電流増幅率をｈFEとすれば、出力トランジス
タ６に流すべき電流値ＩB1は以下の（１）式のように求
められる。このベース電流は、全て抵抗１９を介して流
れるため、抵抗１９の抵抗値は、当該電流値ＩB1と最大
電圧値Ｖｏ(max) とに基づいて決定される。 ＩB1≧（Ｖｏ(max) ／ＲＬ）／ｈFE …（１）

【０００７】しかしながら、コンデンサ９の放電に伴っ
て出力電圧Ｖｏが低下すると、抵抗１９の両端電圧が出
力電圧Ｖｏの電圧低下分だけ増大し、抵抗１９に流れる
電流は上記（１）式で示す電流値ＩB1よりも増加する。
また、出力トランジスタ６を駆動するのに必要なベース
電流は、出力電流Ｉｏが低減する分だけ減少する。これ
ら抵抗１９に流れる電流の増加分とベース電流の減少分
とは、出力トランジスタ６のベース電流とならず、無駄
な電流としてトランジスタ１６を介して電源端子３へ流
れてしまう。また、抵抗１９に替えて電流値ＩB1の定電
流回路を備えた回路構成としても、やはり上記ベース電
流の減少分だけは無駄に流れてしまう。その結果、ＩＣ
の消費電流（つまり消費電力）が増大し、チップ温度が
上昇したりバッテリの容量低下が早まるなどの問題が生
じる。

【０００８】これに対し、図１２に示す台形波出力回路
２２は、出力トランジスタ６とトランジスタ２３とをダ
ーリントン接続し、駆動回路２４が出力すべきベース電
流を低減している。ここで、駆動回路２４は、トランジ
スタ１４、１６および抵抗１７、１９から構成される２
段のエミッタフォロア回路から構成されている。

【０００９】この台形波出力回路２２によれば、トラン
ジスタ２３に流すべき電流値ＩB2は、上記電流値ＩB1を
トランジスタ２３の直流電流増幅率で除した値となるた
め、たとえ出力電圧Ｖｏが低下したとしても無駄に流れ
る電流は減少する。しかしながら、出力電圧Ｖｏは、
（電源電圧ＶＢ−ダイオード２５の順方向電圧ＶＦ−ト
ランジスタ２３のコレクタ・エミッタ間電圧−トランジ
スタ６のベース・エミッタ間電圧）で計算される値より
も高くなり得ず、上述の台形波出力回路１に比べ最大電
圧値Ｖｏ(max) が低下してしまう。

【００１０】その結果、台形波出力回路２２の電流出力
能力が低下したり、電源電圧ＶＢの低下時に、台形波状
の通信信号の波高値が不足して通信エラーが発生し易く
なる。また、出力トランジスタ６のコレクタ・エミッタ
間電圧が、台形波出力回路１の場合に比べ電圧ＶＦだけ
高くなるので、コレクタ損失が増大するといった不都合
も生じる。このように、従来構成の台形波出力回路１、
２２では、消費電力の低減と高い出力電圧Ｖｏの確保と
を同時に達成することができなかった。

【００１１】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、コンデンサの充電電圧に応じた電圧を
出力するものであって、その出力可能な最大電圧値を高
く維持しつつ消費電力の低減を図った出力回路を提供す
ることにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載した手段
によれば、出力トランジスタは、負荷に対してコンデン
サの充電電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧に応
じた電流を流し出す（または流し込む）。このコンデン
サの充電電圧は、充放電回路によって生成され、一般的
には定電圧ではなく例えば台形波電圧のように増減する
電圧となる。本手段の駆動回路によれば、電圧検出回路
がコンデンサの充電電圧を検出し、可変電流回路はこの
検出された充電電圧に応じたベース電流を出力トランジ
スタに供給する。すなわち、駆動回路は、出力電圧が高
く出力トランジスタの出力電流が大きい場合には、比較
的大きいベース電流を供給し、出力電圧が低く出力トラ
ンジスタの出力電流が小さい場合には、比較的小さいベ
ース電流を供給するようになる。この点において、出力
トランジスタのベース電流が最大出力電圧のみに基づい
て決定される従来構成の駆動回路とは異なる。

【００１３】その結果、駆動回路は、出力電圧（コンデ
ンサの充電電圧）の高低にかかわらず、出力トランジス
タに対し負荷を駆動するのに必要且つ十分なベース電流
を供給することが可能となり、回路内に無駄な電流を流
すことがなくなる。これにより、駆動回路ひいては出力
回路の消費電流（消費電力）を低減でき、電源として用
いるバッテリの容量低下やＩＣ化されている場合のチッ
プ温度の上昇を抑えることができる。

【００１４】また、上述のように電圧検出回路と可変電
流回路とを用いてベース電流を最適化しているので、例
えば出力トランジスタをダーリントン接続してベース電
流を低減するといった構成が不要となり（勿論、より大
電流を流すために必要な場合にはダーリントン接続とし
ても良い）、出力可能な最大電圧値を高く維持すること
ができる。

【００１５】請求項２に記載した手段によれば、電圧検
出回路は、コンデンサの充電電圧として、コンデンサの
端子電圧を直接検出するので、駆動回路における種々の
非線形回路やその温度変動などの影響を受けることなく
コンデンサの両端電圧を正確に検出することができる。

【００１６】請求項３に記載した手段によれば、駆動回
路はエミッタフォロア回路から構成されているので、各
トランジスタのエミッタ端子は、コンデンサの端子電圧
をほぼ一定電圧だけレベルシフトした電圧となり、電圧
検出回路はコンデンサの端子電圧に応じた電圧すなわち
コンデンサの充電電圧を検出することができる。

【００１７】エミッタフォロア回路は入力インピーダン
スが高いので、駆動回路がコンデンサの充電電荷に及ぼ
す影響が小さく、また、出力インピーダンスが低いの
で、電圧検出回路を接続したことによる影響も小さい。
その結果、出力電圧は、充放電回路によって生成された
コンデンサの端子電圧通りの電圧となり、その電圧歪み
が抑制される。

【００１８】請求項４に記載した手段によれば、電圧検
出回路を構成する電圧−電流変換回路は、検出したコン
デンサの充電電圧に応じた電流を出力し、可変電流回路
は、その電流に応じたベース電流を出力トランジスタに
出力する。従って、出力トランジスタにはコンデンサの
充電電圧に応じたベース電流が供給される。

【００１９】請求項５に記載した手段によれば、電圧検
出回路を構成する電圧−電流変換回路において、変換用
トランジスタのベース端子に与えられた検出電圧は、ベ
ース・エミッタ間電圧ＶＦだけレベルシフトされてエミ
ッタ電圧となり、変換用トランジスタには変換用抵抗の
抵抗値に応じてエミッタ電圧に比例したコレクタ電流が
流れる。このコレクタ電流は、可変電流回路としてのカ
レントミラー回路を介して出力トランジスタのベース電
流となる。

【００２０】請求項６に記載した手段によれば、ＩＣ化
する場合に変換用抵抗が温度係数の小さいクロムシリコ
ンから構成されるので、例えば当該ＩＣが自動車のよう
に温度変動幅が大きい環境下で用いられる場合であって
も、出力トランジスタにベース電流を過不足なく供給す
ることができる。

【００２１】請求項７に記載した手段によれば、電圧−
電流変換回路の入力端子と電源線との間に起動回路（抵
抗素子など）が接続されているので、例えば駆動回路内
において電圧−電流変換回路の入力端子とカレントミラ
ー回路の出力端子とが同一ノードとなるような場合にお
いても、カレントミラー回路を起動し動作させることが
できる。

【００２２】請求項８に記載した手段によれば、電圧−
電流変換回路の入力端子と電圧検出点との間にオフセッ
ト電圧発生回路が接続されているので、変換用トランジ
スタのベース端子の電圧が電圧検出点の電圧に比べオフ
セット電圧だけ高くなる。その結果、変換用トランジス
タおよびカレントミラー回路にそのオフセット電圧に応
じた電流が流れ続けるので、カレントミラー回路を起動
した状態に保持することができる。また、コンデンサの
充電電圧が低い場合（例えば０Ｖ近辺）に生じ易い出力
電圧の波形歪みを低減することができる。

【００２３】請求項９に記載した手段によれば、電圧検
出回路を構成する電圧−電流変換回路は、検出電圧と基
準電圧との比較結果に基づいて、出力する電流値を複数
段階に切り替え、可変電流回路は、その電流に応じたベ
ース電流を出力トランジスタに出力する。従って、出力
トランジスタにはコンデンサの充電電圧に応じたベース
電流が供給される。

【００２４】請求項１０に記載した手段によれば、比較
回路（例えばコンパレータ）は、検出電圧と基準電圧と
の比較結果に基づいた電圧を出力する。この電圧は、変
換用トランジスタのベース端子に与えられ、電圧ＶＦだ
けレベルシフトされてエミッタ電圧となる。変換用トラ
ンジスタにはそのエミッタ電圧に比例したコレクタ電流
が流れ、このコレクタ電流は、可変電流回路としてのカ
レントミラー回路を介して出力トランジスタのベース電
流となる。

【００２５】請求項１１に記載した手段によれば、充放
電回路は、コンデンサを充放電するための第１および第
２の定電流回路を備えているので、一定電流での充放電
が可能となって、一定のスルーレートで上昇し下降する
電圧例えば台形波電圧を生成することが可能となる。

【００２６】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）以下、本発明
を台形波出力回路に適用した第１の実施形態について、
図１ないし図３を参照しながら説明する。図１は、台形
波出力回路の電気的構成図である。この図１に示す台形
波出力回路３１は、車載用のＩＣとして構成されてお
り、特に電圧検出回路３２および可変電流回路３３に特
徴を有している。また、ＩＣの高電位側の電源端子３４
と低電位側の電源端子３５との間に電源電圧ＶＢとして
バッテリ電圧（１２Ｖ〜１６Ｖ）を直接印加できるよう
にするため、本ＩＣはＭＯＳＩＣに対し比較的高耐圧化
が容易なバイポーラＩＣとして構成されている。

【００２７】図１において、台形波出力回路３１は、充
放電回路３６、駆動回路３７およびＮＰＮ型の出力トラ
ンジスタ３８などから構成されている。電源端子３４、
３５にはそれぞれ電源線３９、４０が接続されており、
出力トランジスタ３８のコレクタは図示極性の逆電流遮
断用のダイオード４１を介して電源線３９に接続され、
出力トランジスタ３８のエミッタは出力端子４２に接続
されている。出力端子４２と電源端子３５との間には負
荷４３が接続されており、負荷４３に対しハイサイド側
に位置する出力トランジスタ３８は、負荷４３に対して
電流を流し出すように動作（ソース動作）する。

【００２８】上記充放電回路３６において、電源線３９
と４０との間には定電流回路４４（第１の定電流回路に
相当）、スイッチ回路４５および定電流回路４６（第２
の定電流回路に相当）が直列に接続されている。定電流
回路４４とスイッチ回路４５との共通接続点は充放電回
路３６の出力端子であって、当該出力端子と電源線４０
との間にコンデンサ４７が接続されている。スイッチ回
路４５は、例えばアナログスイッチにより構成され、端
子４８を介して外部から与えられる切替信号Ｓａに従っ
てオンオフ動作を行うようになっている。

【００２９】駆動回路３７は、ＰＮＰ型のトランジスタ
４９、ＮＰＮ型のトランジスタ５０およびＰＮＰ型トラ
ンジスタ５１からなる３段構成の増幅回路である。各ト
ランジスタ４９〜５１のコレクタは、直接または逆電流
遮断用のダイオード５２を介して電源線３９または４０
に接続されており、全てエミッタフォロアの接続形態と
なっている。１段目のトランジスタ４９のベースは、駆
動回路３７の入力端子であって、上記充放電回路３６の
出力端子に接続されている。また、そのエミッタは、抵
抗５３を介して電源線３９に接続されるとともに２段目
のトランジスタ５０のベースに接続されている。さら
に、トランジスタ５０のエミッタは、抵抗５４を介して
電源線４０に接続されるとともに３段目のトランジスタ
５１のベースに接続されている。トランジスタ５１のエ
ミッタは、駆動回路３７の出力端子であって、上記出力
トランジスタ３８のベースに接続されている。

【００３０】トランジスタ４９のエミッタと電源線４０
との間には、トランジスタ５５（変換用トランジスタに
相当）と抵抗５６（変換用抵抗に相当）とからなる電圧
検出回路３２が接続されている。ここで、トランジスタ
５５のベースはトランジスタ４９のエミッタに接続さ
れ、トランジスタ５５のエミッタは抵抗５６を介して電
源線４０に接続されている。抵抗５６は、温度変化率の
小さいクロムシリコン（ＣｒＳｉ）から構成されてい
る。

【００３１】電源線３９と駆動回路３７の出力端子（ト
ランジスタ５１のエミッタ）との間には上記可変電流回
路３３が接続されている。この可変電流回路３３は、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタ５７、５８からなるカレントミラ
ー回路であって、その入力側のトランジスタ５７は電源
線３９とトランジスタ５５のコレクタとの間に接続さ
れ、その出力側のトランジスタ５８は電源線３９と駆動
回路３７の出力端子との間に接続されている。

【００３２】次に、本実施形態の動作について図２およ
び図３も参照しながら説明する。上記構成を持つ台形波
出力回路３１から出力される台形波電圧は、車室内に設
置されたスイッチの状態を検出するためのバイアス回
路、あるいは車内ＬＡＮを構築する場合の通信信号出力
回路などで用いられる。

【００３３】図２は、上記バイアス回路の電気的構成を
示している。スイッチ５９ａ〜５９ｄの各一端子は、そ
れぞれ抵抗６０ａ〜６０ｄにより台形波出力回路３１の
出力端子４２にプルアップされており、電子制御装置
（ＥＣＵ）内に具備されたＣＰＵ６１の入力ポート６１
ａ〜６１ｄは、それぞれ上記各一端子に接続されてい
る。図１に示す負荷４３は、これらスイッチ５９ａ〜５
９ｄおよび抵抗６０ａ〜６０ｄから構成される回路を代
表したものである。

【００３４】この場合、消費電流を低減するため、台形
波出力回路３１は、ＣＰＵ６１がスイッチ５９ａ〜５９
ｄの状態を読み込む時だけ、切替信号Ｓａに従って台形
波電圧を出力するようになっている。台形波電圧は、立
ち上がりおよび立ち下がりのスルーレートが小さいので
誘導放射が抑えられ、矩形波電圧を用いた場合に比べラ
ジオノイズを低減することができるためである。

【００３５】図３は、スイッチ回路４５のオンオフ状
態、コンデンサ４７の端子電圧Ｖｃ（すなわち充放電回
路３６の出力電圧）の波形、出力端子４２における出力
電圧Ｖｏの波形および可変電流回路３３が流し出す電流
Ｉｃの波形を示している。この図３において、時刻ｔ１
に切替信号ＳａがＬレベルになると、スイッチ回路４５
がオフとなり、コンデンサ４７の端子電圧Ｖｃは、定電
流回路４４から出力される一定の電流Ｉａにより一定の
スルーレートで上昇する。図示しないが、定電流回路４
４の出力部はカレントミラー回路から構成されており、
端子電圧Ｖｃは，ほぼ電源電圧ＶＢに到達するまで上昇
し、到達した時刻ｔ３以降はその電圧ＶＢを維持する。

【００３６】一方、時刻ｔ４において切替信号ＳａがＨ
レベルになると、スイッチ回路４５がオンとなり、コン
デンサ４７の端子電圧Ｖｃは、定電流回路４６の電流Ｉ
ｂと定電流回路４４の電流Ｉａとの差の電流（Ｉｂ−Ｉ
ａ）により一定のスルーレートで下降する。定電流回路
４６の出力部もカレントミラー回路から構成されてお
り、端子電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに到達するまで下降し、到
達した時刻ｔ６以降はその電圧０Ｖを維持する。

【００３７】このコンデンサ４７の端子電圧Ｖｃは、ト
ランジスタ４９のベースに与えられ、ベース・エミッタ
間電圧ＶＦだけレベルシフトされてエミッタに出力され
る。ここで、エミッタフォロア回路を構成するトランジ
スタ４９は、入力インピーダンスが高く出力インピーダ
ンスが低いためバッファ回路として機能する。その結
果、トランジスタ４９は、台形波形を持つ端子電圧Ｖｃ
を、そのままの波形で次段のトランジスタ５０に伝送す
ることができる。

【００３８】そのトランジスタ５０およびその後段のト
ランジスタ５１もエミッタフォロア回路であり、バッフ
ァ回路として動作してレベルシフトと電流増幅とを行
う。これにより、トランジスタ５１のエミッタ電圧はコ
ンデンサ４７の端子電圧Ｖｃに対し電圧ＶＦだけ高くな
る。この電圧は、さらに出力トランジスタ３８のベース
・エミッタ間で電圧ＶＦだけ低下するので、結局、出力
電圧Ｖｏはコンデンサ４７の端子電圧Ｖｃに等しくな
る。

【００３９】ただし、トランジスタ５８と３８とにはバ
イアス電圧が必要となるため、出力電圧Ｖｏの最大値Ｖ
ｏ(max) は、（電源電圧ＶＢ−トランジスタ５８のＶCE
−出力トランジスタ３８のＶBE）となる。従って、図３
に示すように、出力電圧Ｖｏは、時刻ｔ１以降上記最大
値Ｖｏ(max) に到達する時刻ｔ２までの期間コンデンサ
４７の端子電圧Ｖｃと等しく上昇し、時刻ｔ２以降は上
記最大値Ｖｏ(max) を維持する。時刻ｔ４以降について
も、出力電圧Ｖｏは、コンデンサ４７の端子電圧Ｖｃが
上記最大値Ｖｏ(max) に低下する時刻ｔ５までの期間上
記最大値Ｖｏ(max) を維持し、それ以降は端子電圧Ｖｃ
と等しく下降する。

【００４０】さて、負荷４３は抵抗負荷であるため、出
力トランジスタ３８には出力電圧Ｖｏに比例したコレク
タ電流が流れる。出力トランジスタ３８を十分に駆動す
るには、このコレクタ電流を直流電流増幅率ｈFEで除し
ただけのベース電流が必要となる。そこで、台形波出力
回路３１では、このベース電流を以下のようにして生成
している。

【００４１】すなわち、トランジスタ４９のエミッタ電
圧は（Ｖｃ＋ＶＦ）であって、トランジスタ５５のエミ
ッタ電圧は端子電圧Ｖｃとなる。電圧検出回路３２は電
圧−電流変換回路であり、トランジスタ５５には（Ｖｃ
／Ｒａ）（Ｒａは抵抗５６の抵抗値）のコレクタ電流が
流れる。このコレクタ電流は可変電流回路３３を構成す
るカレントミラー回路に流れ、その結果、図３に示すよ
うにトランジスタ５８にはコンデンサ４７の端子電圧Ｖ
ｃすなわち出力電圧Ｖｏに比例した台形波電流が流れる
ことになる。この電流Ｉｃの大部分は出力トランジスタ
３８のベース電流となるので、負荷４３の抵抗値と上記
直流電流増幅率ｈFEとに応じて抵抗値Ｒａを一旦設定す
れば、駆動回路３７は、出力電圧Ｖｏの大きさにかかわ
らず、出力トランジスタ３８に対して負荷４３を駆動す
るのに必要且つ十分なベース電流を供給することができ
る。なお、従来構成（図１１に示す台形波出力回路１に
おいて抵抗１９に替えて定電流回路を用いたもの）の場
合には、上記電流Ｉｃに相当する電流は図３において一
点鎖線で示すようになり、出力電圧Ｖｏの大きさにかか
わらず一定となる。

【００４２】以上述べたように、本実施形態によれば、
駆動回路３７に電圧検出回路３２と可変電流回路３３と
を備え、出力トランジスタ３８に対しコンデンサ４７の
端子電圧Ｖｃにほぼ比例したベース電流つまり負荷４３
を駆動するのに必要且つ十分なベース電流を供給するよ
うに構成したので、駆動回路３７に無駄な電流が流れる
ことがなくなる。これにより、台形波出力回路３１の消
費電流（消費電力）を低減でき、電源となるバッテリの
容量低下やＩＣの温度上昇を抑えることができる。この
効果は、出力電圧Ｖｏのデューティ比が小さい（出力電
圧Ｖｏが０Ｖ付近の値となる時間比率が大きい）ほど大
きくなる。

【００４３】また、台形波出力回路３１は、出力電圧Ｖ
ｏとして最大値Ｖｏ(max) （＝ＶＢ−ＶCE−ＶBE）まで
出力することができるので、図１２に示す従来構成に比
べてより高い電圧まで出力可能となる。従って、ＣＰＵ
６１は、より低いバッテリ電圧に対しても、スイッチ５
９ａ〜５９ｄのオンオフ状態を正しく読み込むことがで
きるようになる。

【００４４】さらに、電圧検出回路３２の抵抗５６を温
度変化率の小さいクロムシリコンから構成したので、当
該ＩＣの温度が変化した場合であっても、ベース電流が
不足して出力電圧Ｖｏが低下したり、ベース電流が過剰
に流れて消費電流が必要以上に増大するといったことが
なくなる。

【００４５】（第２の実施形態）次に、本発明を台形波
出力回路に適用した第２の実施形態について、図４およ
び図５を参照しながら説明する。なお、台形波出力回路
の電気的構成を示す図４において、図１と同一構成部分
には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分に
ついて説明する。

【００４６】図４に示す台形波出力回路６２は、図１に
示す台形波出力回路３１に対し、駆動回路６３の構成が
一部異なっている。すなわち、駆動回路６３において、
電圧検出回路３２の入力端子（トランジスタ５５のベー
ス）とトランジスタ４９のエミッタとの間に、図示極性
のダイオード６４（オフセット電圧発生回路に相当）が
接続されている。

【００４７】図５は、第１の実施形態で説明した図３に
相当するものである。ダイオード６４を追加すると、ト
ランジスタ５５のエミッタ電圧はＶＦだけ高くなり（Ｖ
ｃ＋ＶＦ）となる。その結果、図５に示すように、端子
電圧Ｖｃが０Ｖの場合であっても、トランジスタ５５、
５７、５８には（ＶＦ／Ｒａ）だけのオフセット電流が
流れ続ける。この場合、電圧ＶＦ（約０．７Ｖ）は電源
電圧ＶＢ（バッテリ電圧：１２Ｖ〜１６Ｖ）に比べて充
分に小さいので、上記電圧ＶＦに基づいて流れるオフセ
ット電流も充分に小さくなり、消費電流の増加分はわず
かとなる。

【００４８】ダイオード６４を付加しない台形波出力回
路３１にあっては、トランジスタ５５のエミッタ電圧は
コンデンサ４７の端子電圧Ｖｃと等しくなる。この場
合、例えば製造プロセス上のばらつき等によりトランジ
スタ５５のベース・エミッタ間電圧ＶＦがトランジスタ
４９のベース・エミッタ間電圧ＶＦよりも大きいと、端
子電圧Ｖｃが０Ｖ付近においてトランジスタ５５、５
７、５８および出力トランジスタ３８のベースに電流が
流れず、出力電圧Ｖｏに歪みが生じてしまう。

【００４９】これに対し、本実施形態の台形波出力回路
６２にあっては、ダイオード６４によりトランジスタ５
５のベース電圧が電圧ＶＦだけ高く設定され、トランジ
スタ５５、５７、５８には常にオフセット電流が流れて
いる。従って、端子電圧Ｖｃが０Ｖ付近であっても出力
トランジスタ３８にベース電流を供給可能となり、出力
電圧Ｖｏに歪みが生じることがなくなる。

【００５０】（第３の実施形態）図６は、本発明の第３
の実施形態である台形波出力回路６５の電気的構成図
で、図１と同一構成部分には同一符号を付して示してい
る。この図６において、駆動回路６６のトランジスタ４
９のベースと電源線４０との間には電圧検出回路６７が
接続されている。この電圧検出回路６７は、十分に高い
入力インピーダンスを持つ電圧−電流変換回路から構成
され、可変電流回路３３に対し端子電圧Ｖｃに比例した
電流を流すようになっている。

【００５１】この電圧検出回路６７は、コンデンサ４７
の端子電圧Ｖｃを直接検出するので、より正確な電圧検
出が可能となり、出力トランジスタ３８のベース電流の
制御すなわち消費電流の低減制御を精度良く実行するこ
とができる。なお、本実施形態ではコンデンサ４７の両
端子間に電圧検出回路６７が接続されるので、コンデン
サ４７の充電電荷への影響を低減するために、コンデン
サ４７の静電容量を増やしたり、定電流回路４４、４６
の電流値Ｉａ、Ｉｂを大きく設定することが好ましい。

【００５２】（第４の実施形態）図７は、本発明の第４
の実施形態である台形波出力回路６８の電気的構成図
で、図１と同一構成部分には同一符号を付して示してい
る。この図７において、駆動回路６９の２段目のトラン
ジスタ５０のエミッタと電源線４０との間に電圧検出回
路３２が接続されている。この場合、バッファ回路とし
て機能するトランジスタ５０の出力インピーダンスは低
いので、台形波出力回路３１で用いた電圧検出回路３２
をそのまま用いることができる。トランジスタ５０のエ
ミッタ電圧は、コンデンサ４７の端子電圧Ｖｃに等しい
ので、本実施形態によっても第１の実施形態と同様の作
用および効果を得ることができる。

【００５３】（第５の実施形態）上述の第１ないし第４
の実施形態では駆動回路を３段のエミッタフォロア回路
により構成したが、駆動回路の段数はこの限りでない。
図８は、本発明の第５の実施形態である台形波出力回路
７０の電気的構成図であって、図１と同一構成部分には
同一符号を付して示している。この図８において、駆動
回路７１は、トランジスタ４９からなる１段のエミッタ
フォロア回路により構成されている。トランジスタ４９
のエミッタは、出力トランジスタ３８のベースに接続さ
れており、そのトランジスタ４９のエミッタと電源線３
９、４０との間にはそれぞれ電圧検出回路３２、可変電
流回路３３が接続されている。

【００５４】本実施形態の駆動回路７１によっても、出
力トランジスタ３８に対しコンデンサ４７の端子電圧Ｖ
ｃに比例したベース電流を流すことができ、第１の実施
形態と同様の効果を得ることができる。ただし、駆動回
路７１にあっては、電圧検出回路３２の入力端子（トラ
ンジスタ５５のベース）が、当該電圧検出回路３２の出
力電流により動作する可変電流回路３３によりバイアス
されるので、トランジスタ５５のベースと電源線３９と
の間に起動抵抗７２（起動回路に相当）が接続されてい
る。この起動抵抗７２は高い抵抗値を持つので、起動抵
抗７２を付加したことによる消費電流の増加はほとんど
ない。これにより、端子電圧Ｖｃが０Ｖ付近であっても
トランジスタ４９、５５、５７、５８が常にオン動作状
態にバイアスされ、起動失敗や起動遅延を防止すること
ができる。また、出力電圧Ｖｏの波形歪みを低減するこ
とができる。

【００５５】（第６の実施形態）図９は、本発明の第６
の実施形態である台形波出力回路７３の電気的構成図
で、図４または図８と同一構成部分には同一符号を付し
て示している。この台形波出力回路７３の駆動回路７４
には、図８に示す起動抵抗７２に替えて、図４に示す台
形波出力回路６２と同様の抵抗５３およびダイオード６
４（オフセット電圧発生回路）が付加されている。

【００５６】このダイオード６４の動作は、第２の実施
形態で説明した通りであって、トランジスタ４９、５
５、５７、５８には常にオフセット電流が流れ続ける。
従って、起動失敗や起動遅延の発生を防止できるととも
に、出力電圧Ｖｏの波形歪みを低減することができる。

【００５７】（第７の実施形態）図１０は、本発明の第
７の実施形態である台形波出力回路７５の電気的構成図
で、図１と同一構成部分には同一符号を付して示してい
る。この図１０において、駆動回路７６は、コンデンサ
４７の端子電圧Ｖｃを検出するための電圧検出回路７７
を備えている。

【００５８】この電圧検出回路７７は、電圧−電流変換
回路であって、コンパレータ７８（比較回路に相当）、
オープンコレクタの形態を持つＮＰＮ型のトランジスタ
７９（変換用トランジスタに相当）および抵抗８０〜８
３から構成されている。コンパレータ７８の非反転入力
端子は充放電回路３６の出力端子に接続され、反転入力
端子は基準電圧Ｖｒを生成する図示しない基準電圧発生
回路に接続されている。また、コンパレータ７８の出力
端子は、抵抗８０を介してトランジスタ７９のベースに
接続され、そのベースと電源線３９、４０との間にはそ
れぞれバイアス設定用の抵抗８１、８２が接続されてい
る。トランジスタ７９のエミッタは抵抗８３（変換用抵
抗に相当）を介して電源線４０に接続され、そのコレク
タは可変電流回路３３を構成するトランジスタ５７のコ
レクタに接続されている。

【００５９】上記構成において、端子電圧Ｖｃが基準電
圧Ｖｒよりも低い場合、コンパレータ７８はＬレベルの
電圧を出力し、トランジスタ７９のベースには比較的低
い一定電圧Ｖ１が与えられる。一方、端子電圧Ｖｃが基
準電圧Ｖｒよりも高い場合、コンパレータ７８はＨレベ
ルの電圧を出力し、トランジスタ７９のベースには比較
的高い一定電圧Ｖ２（＞Ｖ１）が与えられる。トランジ
スタ７９のエミッタ電圧はベース電圧よりもＶＦだけ低
くなり、トランジスタ７９にはこのエミッタ電圧に比例
したコレクタ電流が流れる。このコレクタ電流は、可変
電流回路３３を介して出力トランジスタ３８のベース電
流となる。

【００６０】この台形波出力回路７５によれば、出力ト
ランジスタ３８のベース電流は、端子電圧Ｖｃつまり出
力電圧Ｖｏの大きさに応じて２段階に変化する。これに
より、出力電圧Ｖｏが低下した時に無駄に流れるベース
電流が減少し、従来構成の台形波出力回路１（図１１参
照）に比べ消費電流を低減することができる。

【００６１】（その他の実施形態）なお、本発明は上記
し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではな
く、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
上記各実施形態では台形波電圧を出力するように構成し
たが、コンデンサ４７の充放電により、台形波電圧以外
の電圧を出力するようにしても良い。各駆動回路は、エ
ミッタフォロア回路に限定されず、他の回路構成であっ
ても良い。この場合、各電圧検出回路は、コンデンサ４
７の端子電圧Ｖｃに応じた電圧が現れるノードに接続す
れば良い。各台形波出力回路において、電源線３９、４
０に対する接続形態を逆にし、且つ各トランジスタのタ
イプをＰＮＰ型とＮＰＮ型との間で替えることにより、
ＰＮＰ型の出力トランジスタが負荷４３に対しロウサイ
ド側に位置するように構成しても良い。この場合、出力
トランジスタは、電流吸い込み動作（シンク動作）とな
る。

【００６２】第１の実施形態において、トランジスタ５
１のエミッタ電圧を検出するように電圧検出回路３２を
設けても良い。この場合、第２または第５の実施形態で
示したように、ダイオード６４または起動抵抗７２を付
加することが好ましい。第７の実施形態において、出力
電圧Ｖｏの大きさに応じて出力トランジスタ３８のベー
ス電流を２段階に変化させたが、複数のコンパレータを
備えることにより、さらに多段階に変化させるように構
成しても良い。また、比較回路はコンパレータに限られ
ない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す台形波出力回路
の電気的構成図

【図２】スイッチ状態を検出するためのバイアス回路の
電気的構成図

【図３】台形波電圧を生成する場合における各部の電圧
波形を示す図

【図４】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図

【図５】図３相当図

【図６】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図

【図７】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図

【図８】本発明の第５の実施形態を示す図１相当図

【図９】本発明の第６の実施形態を示す図１相当図

【図１０】本発明の第７の実施形態を示す図１相当図

【図１１】従来構成を示す図１相当図

【図１２】他の従来構成を示す図１相当図

【符号の説明】

３１、６２、６５、６８、７０、７３、７５は台形波出
力回路（出力回路）、３２、６７、７７は電圧検出回
路、３３は可変電流回路、３６は充放電回路、３７、６
３、６６、６９、７１、７４、７６は駆動回路、３８は
出力トランジスタ、３９、４０は電源線、４３は負荷、
４４は定電流回路（第１の定電流回路）、４６は定電流
回路（第２の定電流回路）、４７はコンデンサ、５５、
７９はトランジスタ（変換用トランジスタ）、５６、８
３は抵抗（変換用抵抗）、６４はダイオード（オフセッ
ト電圧発生回路）、７２は起動抵抗（起動回路）、７８
はコンパレータ（比較回路）である。

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 コンデンサを有しこのコンデンサに対し
   て充放電を行う充放電回路と、 負荷に対して直列に接続された出力トランジスタと、 この出力トランジスタが前記負荷に対して前記コンデン
   サの充電電圧に応じた電圧を出力するように、前記コン
   デンサの充電電圧に基づいて前記出力トランジスタを駆
   動する駆動回路とを備え、 前記駆動回路は、 前記コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出回路と、 この電圧検出回路により検出された前記コンデンサの充
   電電圧に応じたベース電流を前記出力トランジスタに対
   して出力する可変電流回路とを備えて構成されているこ
   とを特徴とする出力回路。
2. 【請求項２】 前記電圧検出回路は、前記コンデンサの
   端子電圧を直接検出するように構成されていることを特
   徴とする請求項１記載の出力回路。
3. 【請求項３】 前記駆動回路は、前記コンデンサの端子
   電圧を入力としエミッタフォロアの形態で１段または多
   段に接続された１または複数のトランジスタから構成さ
   れ、 前記電圧検出回路は、前記トランジスタのエミッタ端子
   の電圧を検出するように構成されていることを特徴とす
   る請求項１記載の出力回路。
4. 【請求項４】 前記電圧検出回路は、検出電圧に応じた
   電流を出力する電圧−電流変換回路から構成され、 前記可変電流回路は、前記出力トランジスタに対して前
   記電圧−電流変換回路の出力電流に応じたベース電流を
   出力するように構成されていることを特徴とする請求項
   １ないし３の何れかに記載の出力回路。
5. 【請求項５】 前記充放電回路および前記駆動回路は、
   一対の電源線間に接続されており、 前記電圧−電流変換回路は、オープンコレクタの形態を
   持つ変換用トランジスタと、この変換用トランジスタの
   エミッタと前記電源線との間に接続された変換用抵抗と
   から構成され、 前記可変電流回路は、カレントミラー回路から構成され
   ていることを特徴とする請求項４記載の出力回路。
6. 【請求項６】 前記変換用抵抗は、ＩＣ化された場合に
   クロムシリコンから構成されていることを特徴とする請
   求項５記載の出力回路。
7. 【請求項７】 前記電圧−電流変換回路の入力端子と前
   記電源線との間に起動回路が接続されていることを特徴
   とする請求項５または６記載の出力回路。
8. 【請求項８】 前記電圧−電流変換回路の入力端子と電
   圧検出点との間に、オフセット電圧発生回路が接続され
   ていることを特徴とする請求項５または６記載の出力回
   路。
9. 【請求項９】 前記電圧検出回路は、検出電圧と基準電
   圧との比較結果に基づいた電流を出力する電圧−電流変
   換回路から構成され、 前記可変電流回路は、前記出力トランジスタに対して前
   記電圧−電流変換回路の出力電流に応じたベース電流を
   出力するように構成されていることを特徴とする請求項
   １ないし３の何れかに記載の出力回路。
10. 【請求項１０】 前記充放電回路および前記駆動回路
    は、一対の電源線間に接続されており、 前記電圧−電流変換回路は、前記検出電圧と前記基準電
    圧とを比較する比較回路、この比較回路の出力端子に接
    続されたオープンコレクタの形態を持つ変換用トランジ
    スタおよびこの変換用トランジスタのエミッタと前記電
    源線との間に接続された変換用抵抗から構成され、 前記可変電流回路は、カレントミラー回路から構成され
    ていることを特徴とする請求項９記載の出力回路。
11. 【請求項１１】 前記充放電回路は、前記コンデンサを
    充電するための第１の定電流回路と前記コンデンサを放
    電するための第２の定電流回路とを備えていることを特
    徴とする請求項１ないし１０の何れかに記載の出力回
    路。