JP2001344978A - 半導体メモリ集積回路 - Google Patents
半導体メモリ集積回路Info
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Abstract
段数を減らして高速化を図った半導体メモリ集積回路を
提供する。 【解決手段】 アドレスバッファ8はラッチ回路を有
し、クロックバッファ4から得られる内部クロックCK
1により制御される。ワード線選択を行うデコード回路
部は、プリデコーダ6とそのデコード出力を更にデコー
ドするロウデコーダ7とから構成される。プリデコーダ
6はラッチ機能を持たず、ロウデコーダ7はラッチ回路
を有する。パルス発生回路5は、クロックCK1に基づ
いてタイミングパルスPULSE,PULSENを発生
し、ロウデコーダ7はこのタイミングパルスPULS
E,PULSENにより活性化制御がなされる。
Description
の半導体メモリ集積回路に係り、特にアドレスデコード
回路の改良に関する。
体メモリ集積回路のブロック構成を示している。外部ク
ロックCLKはクロックバッファ1により取り込まれ
て、内部クロックCK1,CK2が発生される。アドレ
ス信号は、クロックCK1に同期してアドレスバッファ
8に取り込まれ、そのうちロウアドレスはプリデコーダ
6及びロウデコーダ7により段階的にデコードされてメ
モリセルアレイ1のワード線WLが選択される。
ァ4から得られる内部クロックCK2と、内部クロック
CK1に基づいてパルス発生回路5で作られるタイミン
グパルスPULSEとが供給されている。タイミングパ
ルスPULSEは、ロウデコーダ7へのプリデコード出
力PD1の転送タイミングを調整するために用いられる
ものである。
デコードされ、そのデコード出力によりカラムゲート3
が選択駆動されてメモリセルアレイ1のビット線が選択
される。ワード線WLとビット線BLにより選択される
メモリセルMCのデータはビット線BLに読み出されて
センスアンプ2により検知増幅され、データバッファ1
0を介して取り出される。
イ1は例えば、図15に示すように、複数のメモリセク
ション1−1〜1−nに分けられている。そしてこれら
のメモリセクション1−1〜1−nにまたがってメイン
ワード線MWLが配設され、各セクション毎に配設され
たワード線WLは、セクション選択信号SSL1〜SS
Lnにより選択的にメインワード線MWLに接続される
ようになっている。
線選択系)の具体的な構成例を示している。アドレスバ
ッファ8は、クロックCK1により取り込まれるアドレ
スデータを一時保持するための、インバータINV4,
INV5により構成されたラッチ回路(マスターラッ
チ)を有する。プリデコーダ6は、複数のメインワード
線MWLをグループ分けして選択するために、メインワ
ード線MWLの束の中の1本を選択するプリデコード部
6aとメインワード線MWLの束を選択するためのプリ
デコード部6bとを有する。
ドレスバッファ8から供給される内部アドレスA0をク
ロックCK2によりデコードするNANDゲートNAN
D1,NAND3を有する。またそのデコード出力を一
時保持するために、インバータ(INV9,INV1
0),(INV13,INV14)により構成されたラ
ッチ回路(スレーブラッチ)を有する。プリデコード部
6aにおいてラッチされたデコード出力は、パルス発生
回路5により作られるタイミングパルスPULSEによ
り活性化されるNANDゲートNAND2により取り出
されて、出力PD1としてロウデコーダ7に送られる。
他のプリデコーダ部6bのラッチデータは、タイミング
パルスによる調整を受けずに、インバータINV15,
INV16を介して出力PD2としてロウデコーダ7に
送られる。
たアドレスがプリデコーダ6でデコードされるまでの論
理段数(遅延)を考慮してタイミングパルスPULSE
を発生する。具体的に図16の例では、奇数段のインバ
ータINV24−INV26とNANDゲートNAND
5の部分が内部クロックCK1の立ち上がりエッジを検
出するエッジ検出回路51を構成している。また偶数段
のインバータINV28−INV31とNORゲートN
OR1の部分はパルス幅を決定するパルス幅設定回路5
2を構成している。これによりパルス発生回路5は、ク
ロックCK1の立ち上がりに同期して、インバータIN
V28−INV31の遅延により決まるパルス幅のタイ
ミングパルスPULSEを発生する。
2を更にデコードするNANDゲートNAND4と、そ
の出力により制御されてプリデコード出力PD1をメイ
ンワード線MWLに転送するための転送ゲートトランジ
スタM1,M2を有する。即ちプリデコード出力PD2
が成立(オール“1”)したロウデコーダでは、NAN
DゲートNAND4の出力が“L”となり、これにより
転送ゲートトランジスタM1,M2がオンとなってプリ
デコード出力PD1がメインワード線MWLに供給され
る。
回路のタイミングを、外部クロックCLKからワード線
活性化までについて示している。タイミングパルスPU
LSEは前述のように、プリデコード出力PD1,PD
2が確定するタイミングを挟んで一定のパルス幅を持つ
ように発生される。これによりプリデコード出力PD
1,PD2が更にロウデコーダ7でデコードされて、メ
インワード線MWLの選択、更にワード線WLの選択が
行われる。なおロウデコーダ7において、転送ゲートト
ランジスタM1,M2の後に挿入した3個のインバータ
INV18−INV20は波形成形のためである。転送
ゲートトランジスタM1,M2では“H”レベル減衰が
あり、これを1個のインバータのみでは十分に信号レベ
ルを補償できないためである。また、メインワード線M
WLが選択された後に更に、セクション選択信号SSL
がにより活性化されるNORゲートNOR2により、ワ
ード線WLが選択されることになる。
クロック同期式によるアドレスデコード回路において、
高速化を実現するには、アドレスバッファ8からプリデ
コーダ6までの論理段数で決まる遅延をできるだけ小さ
くし、またパルス発生回路5が発生するタイミングパル
スPULSEの立ち上がりをできるだけ速くすることが
好ましい。しかし、これらの部分は既に必要最小限の論
理段数で構成されており、各論理段の遅延を小さくでき
ない限り、大幅な高速化は難しい。
ているのは、むしろ、タイミングパルスPULSEの発
生タイミング以降のワード線WLが選択されるまでの論
理段数である。即ち図16では、タイミングパルスPU
LSE発生からワード線WLの選択までの論理段数は、
転送ゲートトランジスタ(M1,M2)を1論理段と考
えれば、7論理段(NAND2、INV11、(M1,
M2)、INV18−20、NOR2)あることにな
り、これにより、ワード線活性化までに大きな遅延が生
じている。図17には、タイミングパルスPULSEの
立ち上がりから選択ワード線WLの活性化までの遅れを
τ2として示している。
ウ系ビット数が2倍になれば、ロウデコーダの数が2倍
になり、1つのプリデコーダ当たりの負荷が2倍にな
る。これにより、プリデコーダ出力PD1,PD2の遅
延が大きくなる。この遅延を小さくするには、プリデコ
ーダの出力バッファ段、即ち図16におけるインバータ
INV11,INV16のサイズを大きくすることが考
えられる。しかし、大きな負荷となるロウデコーダの入
力波形の改善には限りがあり、また出力バッファサイズ
を大きくすることにより消費電力が増大するという別の
問題が生じる。
もので、クロック入力からワード線活性化までの論理段
数を減らして高速化を図った半導体メモリ集積回路を提
供することを目的としている。
モリ集積回路は、メモリセルアレイと、クロックを取り
込んで内部クロックを発生するクロックバッファと、こ
のクロックバッファから発生される内部クロックにより
アドレス信号を取り込むアドレスバッファと、このアド
レスバッファから出力される内部アドレス信号をデコー
ドして前記メモリセルアレイのワード線を選択するため
の、第1段デコーダ及びこの第1段デコーダの出力を更
にデコードして選択ワード線を活性化する第2段デコー
ダを含むアドレスデコード回路と、前記クロックバッフ
ァから出力される内部クロックに基づいて前記アドレス
デコード回路のうち第2段デコーダの活性化タイミング
を制御するタイミングパルスを発生するパルス発生回路
とを有することを特徴とする。
の第1段デコーダはクロックによるタイミング制御がさ
れず、第2段デコーダについてタイミング制御されるよ
うにしている。これにより、クロック入力から選択ワー
ド線活性化までの論理遅延を従来方式より小さくするこ
とができ、高速化が図られる。
ッファは、取り込まれたアドレス信号を一時保持する第
1のラッチ回路を有し、アドレスデコード回路のうち第
1段デコーダはラッチ機能を持たず、第2段デコーダが
前記第1段デコーダから転送されたデコード出力を一時
保持する第2のラッチ回路を有するものとする。
の第2段デコーダは例えば、第1段デコーダから転送さ
れる複数個のデコード出力がそれぞれゲートに入力され
る、複数個直列接続されたデコード用トランジスタ列
と、このデコード用トランジスタ列と第2のラッチ回路
の入力ノードとの間に設けられてタイミングパルスによ
り駆動されるスイッチング用トランジスタとを有するも
のとする。
は、一定パルス幅の第1のタイミングパルスと、クロッ
クの周期に応じてパルス幅が変化する第2のタイミング
パルスとを発生するものとすることができる。この場
合、アドレスデコーダ回路の第2段デコーダは、第1段
デコーダから転送される複数個のデコード出力がそれぞ
れゲートに入力される、複数個直列接続されて一端が第
1の電源端子に接続されたデコード用トランジスタ列
と、このデコード用トランジスタ列の他端と第2のラッ
チ回路の入力ノードとの間に設けられて第2のタイミン
グパルスにより駆動される第1のスイッチング用トラン
ジスタと、第2のラッチ回路の入力ノードと第2の電源
端子の間に設けられて第1のタイミングパルスにより第
1のスイッチングトランジスタと相補的にオンオフ駆動
される第2のスイッチング用トランジスタとを備えて構
成される。
回路は、一定パルス幅の一種のタイミングパルスのみを
発生するものとすることができる。この場合、アドレス
デコード回路の第2段デコーダは、第1段デコーダから
転送される複数個のデコード出力がそれぞれゲートに入
力される、複数個直列接続されて一端が第1の電源端子
に接続されたデコード用トランジスタ列と、このデコー
ド用トランジスタ列の他端と第2のラッチ回路の入力ノ
ードとの間に設けられてタイミングパルスにより駆動さ
れる第1のスイッチング用トランジスタと、第2のラッ
チ回路の入力ノードと第2の電源端子の間に設けられて
タイミングパルスにより第1のスイッチングトランジス
タと相補的にオンオフ駆動される第2のスイッチング用
トランジスタとを備えて構成される。
列は、NMOSトランジスタ列により構成することもで
きるし、PMOSトランジスタ列により構成することも
できる。前者の場合、第1のスイッチング用トランジス
タはNMOSトランジスタとなり、第2のスイッチング
用トランジスタはPMOSトランジスタとなる。後者の
場合、第1のスイッチング用トランジスタはPMOSト
ランジスタとなり、第2のスイッチング用トランジスタ
はNMOSトランジスタとなる。
グ用トランジスタと第2のラッチ回路の入力ノードの間
に不良アドレスの置換を行うためのヒューズが挿入され
ているものとすることができる。また、複数個のデコー
ド用トランジスタ列の間で一部のトランジスタを共有と
することもできる。
の実施の形態を説明する。 [実施の形態1]図1は、この発明の実施の形態による
半導体メモリ集積回路のロウ系に着目したブロック構成
を示している。基本的なメモリ構成は従来と同様であ
り、メモリセルアレイ1は、スタティック型メモリセル
MCを配列形成したもので、図15に示したように複数
セクションに分けられているものとする。アドレスバッ
ファ8に取り込まれたロウアドレスを段階的にデコード
してワード線WLを選択的に活性化するために、第1段
デコーダであるプリデコーダ6と、そのデコード出力を
更にデコードする第2段デコーダであるロウデコーダ7
が設けられている。
LKを取り込み、内部クロックCK1によりアドレスバ
ッファ8が同期制御される。パルス発生回路5は、この
実施の形態の場合、クロックCK1に基づいて二種のタ
イミングパルスPULSE,PULSENを発生する。
これらのタイミングパルスPULSE,PULSEN
は、後に詳細に説明するが、外部クロックCLKが低速
の場合には同じタイミングとパルス幅を有し、外部クロ
ックCLKが高速になると、一方のパルスPULSEが
外部クロックCLKの周期に応じてパルス幅が狭くなる
ものである。
グパルスPULSE,PULSENは、共にロウデコー
ダ7に供給される。従来と異なり、プリデコーダ6に
は、クロックやタイミングパルスは供給されない。即ち
この実施の形態の場合、アドレスバッファ8とロウデコ
ーダ7がラッチ回路を内蔵して、それぞれマスターラッ
チとスレーブラッチを構成する。プリデコーダ6はラッ
チ機能を持たず、デコードのみを行うように構成されて
いる。
ている。アドレスバッファ8は、クロックCK1により
活性化されるクロックト・インバータINV2によりア
ドレス取り込みが行われる。入力されたアドレスは、イ
ンバータINV4,INV5の逆並列接続によるラッチ
回路(マスターラッチ)に保持される。アドレスバッフ
ァ8から出力される内部アドレスA0は、プリデコーダ
6に転送される。プリデコーダ6は、デコードゲートで
あるNANDゲートNAND1と、その出力段に3段設
けられたインバータINV8−10により構成され、前
述のようにラッチ回路は内蔵しない。
されるロウデコーダ7は、パルス発生回路5から供給さ
れるタイミングパルスPULSE,PULSENにより
制御されて、プリデコーダ6のデコード出力PDをデコ
ードするものであるが、インバータINV11,INV
12を逆並列接続したラッチ回路(スレーブラッチ)を
有する。ラッチ回路の入力ノードN1と電源端子VDD
の間にはPMOSトランジスタM1が接続されている。
このPMOSトランジスタM1のゲートはタイミングパ
ルスPULSEにより駆動される。ラッチ回路の入力ノ
ードN1と接地端子VSSの間には、タイミングパルス
PULSENにより制御されるNMOSトランジスタM
2を介して、デコードゲートとなる所定数のNMOSト
ランジスタ列M3〜M5が直列接続されている。ロウデ
コーダ7のラッチ回路出力は1段のインバータINV1
3を介してメモリセルアレイ1のメインワード線MWL
に接続されている。
ち上がりエッジを検出するエッジ検出回路51と、この
エッジ検出回路51の出力に基づいて所定パルス幅のタ
イミングパルスPULSEを発生するパルス幅設定回路
52を有する。奇数段のインバータINV16−INV
18とNANDゲートNAND2の部分がッジ検出回路
51を構成している。また偶数段のインバータINV2
0−INV23とNORゲートNOR1の部分がパルス
幅設定回路52を構成している。これによりパルス発生
回路5は、クロックCK1の立ち上がりに同期して、イ
ンバータINV20−INV23の遅延により決まるパ
ルス幅の第1のタイミングパルスPULSEを発生す
る。
路52のNORゲートNOR1の出力と、クロックCK
1をインバータINV25により反転した信号との論理
をとるNORゲートNOR2を有する。このNORゲー
トNOR2の出力が第2のタイミングパルスPULSE
Nとなる。第1のタイミングパルスPULSEは、パル
ス幅が偶数段のインバータチェーンINV20−23に
より一義的に決まる。これに対して第2のタイミングパ
ルスPULSENは、クロックCK1の立ち下がりによ
ってもパレス幅が制限される。即ち、クロックCK1の
“H”レベル幅がある程度大きいときは、第2のタイミ
ングパルスPULSENは、第1のタイミングパルスP
ULSEと同じ幅を持ち、クロックCK1の“H”レベ
ル幅が小さい(周期が短い)高速クロックの場合には第
2のタイミングパルスPULSENの立ち下がりがクロ
ックCK1の立ち下がりで規定されるものとなる。
からワード線選択まで動作を図3のタイミング図を参照
して説明する。外部アドレスAddressが入力され
ると、その後立ち上がる内部クロックCK1によりアド
レスバッファ8に取り込まれる。アドレスバッファ8か
ら出力される内部アドレスA0は、プリデコーダ6によ
りデコードされて、プリデコード出力PDが得られる。
クロックCK1の立ち上がりからこのアドレスデコード
出力PDが得られるまでには、各論理段の転送遅延があ
る。
ード出力PDが得られるタイミングより僅かに前に立ち
上がり、一定幅T1を持つように設計されている。図3
では外部クロックCLKの幅(“H”レベル幅)T0に
対して、タイミングパルスPULSEの幅T1が小さい
場合を示している。この場合、第2のタイミングパルス
PULSENは、第1のタイミングパルスPULSEと
同じ立ち上がりタイミングで且つ同じパルス幅を有す
る。
E,PULSENが“H”になると、ロウデコーダ7の
PMOSトランジスタM1がオフ、NMOSトランジス
タM2がオンになる。プリデコーダ出力PDがオール
“1”(=“H”)となるロウデコーダ7では、デコー
ドゲートであるNMOSトランジスタM3,M4,M5
が全てオンになり、ラッチ回路のノードN1が“L”に
引き下げられる。これが“選択状態”であり、選択メイ
ンワード線MWLが“L”となる。そして、セクション
選択信号SSLが“L”(選択)であるセクションにつ
いて、ワード線WLが“H”の活性状態となる。
までの遅延を考える。タイミングパルスPULSEの立
ち上がりタイミングは、従来方式と同様にアドレスバッ
ファ及びプリデコーダの論理段の遅延によりほぼ決定さ
れる。従って遅延が問題になるのは、このタイミングパ
ルスPULSEが立ち上がった後の遅れである。この実
施の形態の場合、タイミングパルスPULSEの立ち上
がりから選択ワード線WLの活性化までの遅れの原因と
なる論理段は、ロウデコーダ7のスイッチング段(M
1,M2)、インバータINV11,INV12による
ラッチ回路、インバータINV3、及びNORゲートN
OR3の4論理段である。これは、図16で説明した従
来方式の場合の7論理段のほぼ半分である。
ダ7では、3個のインバータINV18−20が波形成
形のために設けられていたが、この実施の形態ではロウ
デコーダ7はラッチ回路を持ち、これが十分な“H”レ
ベル出力を出すことができるため、波形成形の処理は必
要がなく、従ってその出力段には1段のインバータIN
V13しか挿入されていない。このため、タイミングパ
ルスPULSEの立ち上がりから選択ワード線WLの活
性化までの遅れはτ1は、図17に示した従来方式での
遅れτ2に比べて小さくなる。これにより、クロック入
力からワード線活性化までの高速化が図られる。
ロックの高速化に応じて、第2のタイミングパルスPU
LSENのパルス幅が変調される結果、高速化が図られ
る。この点を具体的に説明する。まず従来方式では、タ
イミングパルスPULSEの幅がメインワード線MW
L、従ってワード線WLの活性状態の幅に対応してお
り、これは外部クロックCLKの幅に依らない。この実
施の形態の場合も、外部クロックCLKの幅がT0と大
きい場合は、従来と同様であり、タイミングパルスPU
LSE,PULSENの幅によりメインワード線MWL
及びワード線WLの活性状態幅が決定されている。
化して、その幅が図3に破線で示したように小さくなっ
たとする。このとき、パルス発生回路5では、NORゲ
ートNOR2へのクロック入力の立ち下がりタイミング
が早まる結果、第2のタイミングパルスPULSENの
立ち下がり早くなり、パルス幅がT2と小さくなる。タ
イミングパルスPULSE,PULSENが同じであっ
たときは、ロウデコーダ7では、PMOSトランジスタ
M1とNMOSトランジスタM2が同時に、一方はオ
ン、他方はオフに遷移した。
ULSENの立ち下がりが早くなると、第1のタイミン
グパルスPULSEの“H”によりPMOSトランジス
タM1がオフで、第2のタイミングパルスPULSEN
が“L”でNMOSトランジスタM2がオフの状態が発
生する。この状態は、ラッチ回路の入力ノードN1をフ
ローティング状態、即ちロウデコーダ7を非活性状態に
する。但し、ラッチ回路はそれ以前のデータを保持しメ
インワード線MWL及びワード線WLは擬似的に活性状
態を保つ。そして、その後タイミングパルスPULSE
が立ち下がって、PMOSトランジスタM1がオンする
ことにより、メインワード線MWLおよびワード線WL
は非活性状態になる。即ちこの実施の形態の場合、外部
クロックCLKの高速化に対応してタイミングパルスP
ULSENが変調され、ロウデコーダ7を実質的に非活
性状態にするタイミングが早められる。従って、高速ク
ロックに対応して高速アクセスが可能になる。
成のNANDゲートが用いられているのに対して、この
実施の形態では入力ゲート部がNMOSトランジスタの
ゲートのみであるから、プリデコーダ6の負荷容量が小
さい。従って負荷容量による遅延が小さく、その分高速
化が可能となっている。また、従来の方式では、プリデ
コーダに二種のデコード部が必要であったのに対し、こ
の実施の形態ではプリデコーダは一種のデコード部のみ
で構成されている。ロウデコーダ7についても従来は転
送ゲート部とNANDゲートの組み合わせが用いられて
いたのに対し、この実施の形態では直列接続されたNM
OSトランジスタのデコード部とこれを活性化するスイ
ッチング部のみで構成される。従って従来に比べて、回
路は簡単でチップ面積の縮小が可能であり、また回路調
整も容易である。
き込み動作を読み出し動作に対して数クロック遅らせて
実行するレイトライトという方式が用いられる場合があ
る。この場合、リードアドレスとライトアドレスの切り
換えをラッチ回路内蔵のプリデコーダで制御しようとす
ると、プリデコーダの構成は複雑なものとなる。これに
対してこの実施の形態の場合、プリデコーダはラッチ回
路を持たず、ロジック回路のみであるため、リードアド
レスとライトアドレスの切り換えは容易である。
の立ち上がりエッジを基準としてタイミングパルスPU
LSE,PULSENを発生させる例を示したが、立ち
下がりエッジを基準とする方式とすることも可能であ
り、また両エッジをタイミング基準として利用する方式
の場合もこの発明は有効である。
よる半導体メモリ集積回路の要部構成を、図2に対応さ
せて示している。図2と異なる点は、パルス発生回路5
が従来と同様に、一種のタイミングパルスPULSEの
みを発生するようにしている点である。このタイミング
パルスPULSEは、ロウデコーダ7の活性化用のPM
OSトランジスタM1とNMOSトランジスタM2のゲ
ートに共通に入力される。
グパルスPULSE,PULSENは、外部クロックC
LKのパルス幅が大きい場合には同じものとなる。従っ
て、外部クロックCLKの周期が大きいシステムのみを
対象とする場合には、この実施の形態のように一つのタ
イミングパルスPULSEのみで動作可能である。これ
により、信号配線数を減らすことができ、回路はより簡
単なものとなる。
の他の構成例である。先の実施の形態に対応させれば、
PMOSトランジスタ列M1−M3がプリデコード出力
PDが入るデコードゲートである。但し、プリデコード
出力PDがオール“0”(=“L”)で選択状態とな
る。PMOSトランジスタM4には、タイミングパルス
PULSEの反転信号/PULSE、NMOSトランジ
スタM5にはタイミングパルスPULSENの反転信号
/PULSENが入る。これにより、先の実施の形態の
ロウデコーダと同じ機能が得られる。但し、タイミング
パルスが一種のPULSEのみである図4の回路方式の
場合には、/PULSENは/PULSEとなる。
の更に他の構成例である。これは実施の形態1のロウデ
コーダ7と基本的に同じであり、PMOSトランジスタ
M1とNMOSトランジスタM2の間にヒューズFus
e1を挿入している点が異なる。半導体メモリでは通
常、冗長回路方式が採用され、不良ロウに対応するロウ
デコーダは他に置き換えられるから非活性状態に保つこ
とが必要になる。ヒューズFuse1を切断すれば、こ
のロウデコーダ7は常時非活性状態になる。
の更に他の構成例である。これは、図5のロウデコーダ
7を基本として、図6と同様に、冗長回路方式のために
トランジスタM4とM5の間にヒューズFuse1を挿
入したものである。この場合も、ヒューズFuse1を
切断すれば、このロウデコーダ7は常時非活性状態にな
る。
のロウデコーダ7を示しているが、実際には複数のメイ
ンワード線MWLに対応して複数のロウデコーダが用い
られる。図8は、複数個配置されるロウデコーダ7−
1,7−2,〜,7−nの好ましい関係を示している。
各ロウデコーダの基本構成は、図2及び図4と同じであ
る。第1のタイミングパルスPULSEは各ロウデコー
ダ7−1,7−2,…のPMOSトランジスタM1−
1,M1−2,…に共通に入り、第2のタイミングパル
スPULSENは同様に各ロウデコーダ7−1,7−
2,…のNMOSトランジスタM2−1,M2−2,…
に共通に入る。
トランジスタM3−1,M3−2,…のゲートにそれぞ
れ入る。他の二つのプリデコード出力PDが入るNMO
SトランジスタM4,M5は、複数のロウデコーダ7−
1,7−2,…で共有とされている。ここで、ロウデコ
ーダのデコードトランジスタ共有の趣旨は、次の通りで
ある。例えば3ビットa0,a1,a2をデコードする
8個のロウデコーダを考える。このとき、a0,a1,
a2=0,0,0が成立条件となるロウデコーダ(即
ち、実際の入力がオール“1”となる)と、a0,a
1,a2=1,0,0が成立条件となるロウデコーダと
では、上位2ビットa1,a2の部分のゲートを共有で
きることになる。この様に、ロウデコーダの一部共有化
を行うことにより、回路面積を小さくすることができ
る。
旨で、図5に示すロウデコーダ構成の場合に、複数個の
ロウデコーダ7−1,7−2,…でデコードトランジス
タM1,M2を共有化した例である。これにより、回路
面積を小さくできるという効果が得られる。
に示すロウデコーダ構成の場合に、複数個のロウデコー
ダ7−1,7−2,…でデコードトランジスタM4,M
5を共有化した例である。これにより、回路面積を小さ
くできるという効果が得られる。
に示すロウデコーダ構成の場合に、複数個のロウデコー
ダ7−1,7−2,…でデコードトランジスタM1,M
2を共有化した例である。これにより、回路面積を小さ
くできるという効果が得られる。
明したように、ロウデコーダ7のプリデコード出力が入
るゲート部は、直列接続されたNMOSトランジスタの
みである。この場合、ロウデコーダ7に設けられるデー
タラッチ回路が確実に動作するためには、条件が必要と
なる。この条件を具体的に、図6の構成のロウデコーダ
を例にとって説明する。
て、インバータINV1,INV2によるラッチ回路部
を具体化して示している。このロウデコーダ7は、非選
択時、PMOSトランジスタM1がオン、NMOSトラ
ンジスタM2がオフであり、ノードAは“H”の状態に
ある。タイミングパルスPULSE=“H”,PULS
EN=“H”が入って、PMOSトランジスタM1がオ
フ、NMOSトランジスタM2がオンになり、更にプリ
デコード出力PDがオール“H”の選択状態になると、
NMOSトランジスタM2−M5がオンとなって、ノー
ドAの電位は引き下げられる。このとき、図12に破線
Bで示すように、インバータINV2のPMOSトラン
ジスタM8を介し、ヒューズFuse1、NMOSトラ
ンジスタM2−M5に電流が流れる。
MOSトランジスタM6とNMOSトランジスタM7に
より構成されたインバータINV1がオフになるには、
ノードAの電位がインバータINV1の回路しきい値以
下にまで低下することが必須条件となる。このインバー
タINV1の回路しき値は、NMOSトランジスタM7
とPMOSトランジスタM6のゲートしきい値がほぼ等
しい場合には、ほぼVDD/2である。
1の等価抵抗及び、NMOSトランジスタM2−M5の
各等価抵抗を合計した等価抵抗をrTとし、インバータ
INV2のPMOSトランジスタM8の負荷抵抗をrM
8とする。図13に示すように、NMOSトランジスタ
M2−M5の部分全体の等価静特性曲線rTと、負荷曲
線rM8の交点電圧VLが、ノードAの低レベル電圧に
なる。従って、この交点電圧VLが、インバータINV
1の回路しきい値以下であることが、ロウデコーダ選択
状態でラッチ回路を反転させるに必要な条件ということ
になる。
ジスタM2−M5、ヒューズFuse1及びインバータ
INV2のPMOSトランジスタM8のサイズを設計す
ることが必要である。もし、PMOSトランジスタM8
の抵抗が相対的に大きく、その負荷曲線rM8が図13
の破線で示すような状態では、低レベル側安定点がVD
D/2以下にならず、ラッチ回路は反転できない。従っ
て、図13に斜線で示した範囲内に低レベル側安定点が
来るように、回路設計することが必要となる。
反転させるために、PMOSトランジスタM1とインバ
ータINV2のNMOSトランジスタM9の間にも必要
である。また図5,図7に示すロウデコーダの場合に
も、同様の条件が必要となる。
ロック入力からワード線活性化までの論理段数を少なく
して高速化を図った半導体メモリ集積回路を得ることが
できる。
ウ系のブロック構成を示す。
す図である。
す図である。
す図である。
す図である。
す図である。
示す図である。
示す図である。
説明するための等価回路図である。
説明するための特性図である。
である。
示す図である。
る。
ミング図である。
ルス発生回路、6…プリデコーダ、7…ロウデコーダ、
8…アドレスバッファ。
8)
LKを取り込み、内部クロックCK1によりアドレスバ
ッファ8が同期制御される。パルス発生回路5は、この
実施の形態の場合、クロックCK1に基づいて二種のタ
イミングパルスPULSE,PULSENを発生する。
これらのタイミングパルスPULSE,PULSEN
は、後に詳細に説明するが、外部クロックCLKが低速
の場合には同じタイミングとパルス幅を有し、外部クロ
ックCLKが高速になると、一方のパルスPULSEN
が外部クロックCLKの周期に応じてパルス幅が狭くな
るものである。
ード出力PDが得られるタイミングより僅かに後に立ち
上がり、一定幅T1を持つように設計されている。図3
では外部クロックCLKの幅(“H”レベル幅)T0に
対して、タイミングパルスPULSEの幅T1が小さい
場合を示している。この場合、第2のタイミングパルス
PULSENは、第1のタイミングパルスPULSEと
同じ立ち上がりタイミングで且つ同じパルス幅を有す
る。
の他の構成例である。先の実施の形態に対応させれば、
PMOSトランジスタ列M1−M3がプリデコード出力
PDが入るデコードゲートである。但し、プリデコード
出力PDがオール“0”(=“L”)で選択状態とな
る。PMOSトランジスタM4には、タイミングパルス
PULSENの反転信号/PULSEN、NMOSトラ
ンジスタM5にはタイミングパルスPULSEの反転信
号/PULSEが入る。これにより、先の実施の形態の
ロウデコーダと同じ機能が得られる。但し、タイミング
パルスが一種のPULSEのみである図4の回路方式の
場合には、/PULSENは/PULSEとなる。
Claims (9)
- 【請求項1】 メモリセルアレイと、 クロックを取り込んで内部クロックを発生するクロック
バッファと、 このクロックバッファから発生される内部クロックによ
りアドレス信号を取り込むアドレスバッファと、 このアドレスバッファから出力される内部アドレス信号
をデコードして前記メモリセルアレイのワード線を選択
するための、第1段デコーダ及びこの第1段デコーダの
出力を更にデコードして選択ワード線を活性化する第2
段デコーダを含むアドレスデコード回路と、 前記クロックバッファから出力される内部クロックに基
づいて前記アドレスデコード回路のうち第2段デコーダ
の活性化タイミングを制御するタイミングパルスを発生
するパルス発生回路とを有することを特徴とする半導体
メモリ集積回路。 - 【請求項2】 前記アドレスバッファは、取り込まれた
アドレス信号を一時保持する第1のラッチ回路を有し、
前記アドレスデコード回路のうち第2段デコーダは前記
第1段デコーダから転送されたデコード出力を一時保持
する第2のラッチ回路を有することを特徴とする請求項
1記載の半導体メモリ集積回路。 - 【請求項3】 前記第2段デコーダは、 前記第1段デコーダから転送される複数個のデコード出
力がそれぞれゲートに入力される、複数個直列接続され
たデコード用トランジスタ列と、 このデコード用トランジスタ列と前記第2のラッチ回路
の入力ノードとの間に設けられて前記タイミングパルス
により駆動されるスイッチング用トランジスタとを有す
ることを特徴とする請求項2記載の半導体メモリ集積回
路。 - 【請求項4】 前記パルス発生回路は、一定パルス幅の
第1のタイミングパルスと、クロックの周期に応じてパ
ルス幅が変化する第2のタイミングパルスとを発生する
ものであり、 前記第2段デコーダは、 前記第1段デコーダから転送される複数個のデコード出
力がそれぞれゲートに入力される、複数個直列接続され
て一端が第1の電源端子に接続されたデコード用トラン
ジスタ列と、 このデコード用トランジスタ列の他端と前記第2のラッ
チ回路の入力ノードとの間に設けられて前記第2のタイ
ミングパルスにより駆動される第1のスイッチング用ト
ランジスタと、 前記第2のラッチ回路の入力ノードと第2の電源端子の
間に設けられて前記第1のタイミングパルスにより前記
第1のスイッチングトランジスタと相補的にオンオフ駆
動される第2のスイッチング用トランジスタとを有する
ことを特徴とする請求項2記載の半導体メモリ集積回
路。 - 【請求項5】 前記パルス発生回路は、一定パルス幅の
タイミングパルスを発生するものであり、 前記第2段デコーダは、 前記第1段デコーダから転送される複数個のデコード出
力がそれぞれゲートに入力される、複数個直列接続され
て一端が第1の電源端子に接続されたデコード用トラン
ジスタ列と、 このデコード用トランジスタ列の他端と前記第2のラッ
チ回路の入力ノードとの間に設けられて前記タイミング
パルスにより駆動される第1のスイッチング用トランジ
スタと、 前記第2のラッチ回路の入力ノードと第2の電源端子の
間に設けられて前記タイミングパルスにより前記第1の
スイッチングトランジスタと相補的にオンオフ駆動され
る第2のスイッチング用トランジスタとを有することを
特徴とする請求項2記載の半導体メモリ集積回路。 - 【請求項6】 前記デコード用トランジスタ列は、NM
OSトランジスタ列であり、前記第1のスイッチング用
トランジスタはNMOSトランジスタであり、前記第2
のスイッチング用トランジスタはPMOSトランジスタ
であることを特徴とする請求項4又は5記載の半導体メ
モリ集積回路。 - 【請求項7】 前記デコード用トランジスタ列は、PM
OSトランジスタ列であり、前記第1のスイッチング用
トランジスタはPMOSトランジスタであり、前記第2
のスイッチング用トランジスタはNMOSトランジスタ
であることを特徴とする請求項4又は5記載の半導体メ
モリ集積回路。 - 【請求項8】 前記第1のスイッチング用トランジスタ
と前記第2のラッチ回路の入力ノードの間に不良アドレ
スの置換を行うためのヒューズが挿入されていることを
特徴とする請求項4又は5記載の半導体メモリ集積回
路。 - 【請求項9】 複数個のデコード用トランジスタ列の間
で一部のトランジスタが共有されていることを特徴とす
る請求項3記載の半導体メモリ集積回路。
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