JP2001218455A - 無停電性スイッチングレギュレータ - Google Patents

無停電性スイッチングレギュレータ

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＲＣＣ方式のスイッチング回路を有効利用す
ることによって、電源効率を高めながらも、小型化及び
コストの低減化を図ることができる無停電性スイッチン
グレギュレータを提供する点にある。 【解決手段】 商用交流電源１が正常時には、交流側Ｒ
ＣＣ方式のスイッチング回路２１を優先して作動させて
二次側駆動回路２５に電力を供給し、商用交流電源１が
停電時には、直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路６９
を作動させて二次側駆動回路２５に電力を供給し、前記
２つのスイッチング回路を高速で切り替えることを特徴
とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源が正
常な時には、交流側ＲＣＣ（リンギングチョークコンバ
ータ）方式のスイッチング回路によりコンピュータボー
ド等の負荷を駆動するための二次側駆動回路を駆動し、
停電時等の不測の事態が発生した場合には、直流側ＲＣ
Ｃ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチン
グ回路に自動的に切り替わって二次側駆動回路を駆動す
る無停電性スイッチングレギュレータにおいて、前記交
流側ＲＣＣスイッチング回路と直流側ＲＣＣスイッチン
グ回路と二次側駆動回路を接続する高周波トランスの鉄
芯と磁気回路を共有することによって、一次側のスイッ
チング素子と三次側スイッチング素子を切替方式スイッ
チング動作を行い二次側駆動回路に直流出力を供給させ
るように構成してなる無停電性スイッチングレギュレー
タに関する。尚、本発明は、商用交流電源のみでも使用
できること、更に外部直流電源のみでも、使用すること
ができ、車載用としても利用でき、更に商用交流電源と
外部直流電源のダブル入力による無停電・無停止化を可
能にする等、特に多様なコンピュータ用の無停電性スイ
ッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】パソコンに使用されるＯＳがＷＩＮＤＯ
ＷＳ９５，９８，ＮＴ及びＬｉｎｕｘ等において、ＯＳ
作動中にＡＣ入力電源を誤っていきなり断にしたり、停
電等が生じるとハードディスクの記録破壊及び最悪時は
ＯＳを壊すことがあり、又再立上げに専門家の手が必要
となり、停電対策の必要が近年強く要望されるようにな
ってきている。この対策としては、図１３に示すよう
に、ＵＰＳ（無停電電源装置）をコンピュータに内蔵す
るＡＣ／ＤＣスイッチング電源の前に直列的に接続する
のが一般的であるが、やはりコスト的な要望により、安
価なＵＰＳを用いることが多く、信頼性の低い物が直列
的に商用電源とコンピュータの間に接続されるため、逆
に信頼性低下となる欠点や、余分な場所を必要とする
点、又価格も割高になる欠点を有している。次に別の方
法として、従来からある内蔵スイッチング電源側で多く
用いられている図１４に示す方法がある。これは、商用
交流電源をＡＣ／ＤＣスイッチング電源でフロート運転
される電池を充電し、この負荷側に多出力を出すＤＣ／
ＤＣコンバータを一体の構造にまとめて内蔵型無停電性
スイッチングレギュレータとして、ＰＯＳ（販売時点処
理装置）システムとして多く使用され、最近では、ＰＯ
Ｓシステムのパソコン化が進み、この要求が強くなって
いる。又、別途用途としては電子交換機としてＰＢＸ装
置にも多く使用されると共に、これ等もパソコン化が進
み、無停電性スイッチングレギュレータが使用されてい
る。図１４に示す方式の特長は、回路がシンプルである
が、欠点として効率が５０〜５５％と悪く、大型化、高
コスト、省エネルギーの社会環境要請に反する問題があ
る。効率が悪いのは、ＡＣ／ＤＣ変換スイッチング電源
とＤＣ／ＤＣコンバータが直列に接続しているため、総
合効率が各々の電源の効率を乗じたものになるためであ
る。例えば、７０％効率のＡＣ／ＤＣ変換スイッチング
電源と８０％効率のＤＣ／ＤＣコンバータとを直列に接
続する場合に、２つの効率の数値を掛け合わせることに
より５６％の効率となり、この装置で大きな出力を得る
ためには、装置が大型化する欠点がある。更に電池が負
荷となるコンピュータボードのＧＮＤ端と接続されてい
るため、複数のコンピュータの電池を共有し外部に別に
設置し、バッテリマネージメントを含めた保守を容易に
することに重大な欠点を有している。その他、本願発明
者は、中容量の１５０Ｗ〜４００Ｗの無停性スイッチン
グ電源を既に商品化しているが、この他励式フォーワー
ドコンバータと云う中容量方式で小容量の４０Ｗ〜１０
０Ｗクラスのものを作ると、回路が複雑で部品点数も多
く小型化とコスト低減に難がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】近年、パソコンにおい
て小形、低容量化が進み、マイクロＡＴＸ仕様、ＳＦＸ
仕様及びパネルコンピュータ等で同装置用電源仕様が発
表され、パッケージの小型化が要求されている。そのケ
ースサイズは、幅１００ｍｍ、高さ（厚み）６３．５ｍ
ｍ、奥行１２５ｍｍの中に約１００Ｗの連続出力が取り
出せることが必要であり、又多出力の中で、５Ｖ、３．
３Ｖの低電圧出力は７０〜８０Ｗ容量が必要であるが、
通常のＲＣＣ方式スイッチング電源の効率が６０％前後
であるため、低電圧出力では、４０〜５０Ｗが限界であ
るのが一般的である。
【０００４】そこで、本発明が前述の状況に鑑み、解決
しようとするところは、ＲＣＣ方式のスイッチング回路
を有効利用することによって、電源効率を高めながら
も、小型化及びコストの低減化を図ることができる無停
電性スイッチングレギュレータを提供する点にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の無停電性スイッ
チングレギュレータは、前述の課題解決のために、入力
源としての商用交流電源からの交流電圧を整流して直流
変換を行った後、平滑化した直流電圧を入力として動作
するスイッチング素子を備えた交流側ＲＣＣ方式のスイ
ッチング回路を、高周波トランスの一次側巻線に接続
し、前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路への前記
商用交流電源からの入力電圧が設定電圧以下に低下した
ことを検出する入力電圧検出回路を設け、コンピュータ
ボード等の負荷を駆動するための二次側駆動回路を前記
高周波トランスの二次側巻線に接続し、前記交流側ＲＣ
Ｃ方式のスイッチング回路及び二次側駆動回路と電気的
に完全に絶縁され、かつ、電池又は外部直流電源等を入
力源として動作するスイッチング素子を備えた直流側Ｒ
ＣＣ方式のスイッチング回路を前記高周波トランスの三
次側巻線に接続し、前記入力電圧検出回路からの検出情
報に基づいて、前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回
路及び直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路の動作切り
替えを高速で行うための高速切替手段を備えさせ、前記
商用交流電源からの入力電圧が設定電圧以上であること
を前記入力電圧検出回路が検出している場合には、該入
力電圧検出回路からの出力指令で、前記交流側ＲＣＣ方
式のスイッチング回路を優先して作動させることにより
前記二次側駆動回路に電力を供給すると共に前記直流側
ＲＣＣ方式のスイッチング回路の作動を停止させ、前記
商用交流電源からの入力電圧が設定電圧よりも低下して
いることを前記入力電圧検出回路が検出した場合には、
該入力電圧検出回路からの反転出力指令で、前記交流側
ＲＣＣ方式のスイッチング回路の動作を停止させると共
に前記直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路を作動させ
ることにより前記二次側駆動回路に電力を供給すること
を特徴としている。前述した決められたケースサイズ１
００×６３．５×１２５のマイクロＡＴＸ用電源サイズ
に所要の例えば１００Ｗ程度の出力を得るため、又、Ｏ
ＳにＬＩＮＡＸ等を使用したワンボックスサーバ用及び
パネルコンピュータ用無停電性スイッチング電源として
も可能な限り小型化要求に応えるため、回路方式をＲＣ
Ｃ方式とし、そのＲＣＣ方式の２回路、つまり交流側Ｒ
ＣＣ方式のスイッチング回路と直流側ＲＣＣ方式のスイ
ッチング回路を独立でそれぞれ制御し、それら２つの回
路及び二次側駆動回路を高周波トランスを介して共通に
する本発明の方式を基本として用いる。そして、単一の
入力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記２つの
回路を切り替える構成にすることによって、回路の簡素
化を図ることができる。又、動作切り替えを高速で行う
ための高速切替手段を備えさせることによって、二次側
出力に落ち込みを発生させることがない。このように構
成することによって、小型化を図ることができながら
も、商用交流入力は勿論のこと、電池入力（外部直列入
力も含む）時でも効率を７０％強にすることができる。
【０００６】前記二次側駆動回路への直流出力を定電圧
制御するための基準電圧内蔵の比較増幅用素子を設け、
この比較増幅用素子の出力端に２つのフォトカプラーの
フォトダイオード側を直列又はバランス抵抗を介して並
列に接続し、前記２つのフォトカプラーのフォトトラン
ジスタそれぞれを前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチング
回路と直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路とに配置
し、前記２つのフォトトランジスタのコレクタ端子それ
ぞれを前記各スイッチング回路を制御するために用いる
ＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック入力端子に接続し、
前記２つのフォトトランジスタのエミッタ端子それぞれ
を前記ＰＷＭ制御用ＩＣのグランド端子に接続し、前記
２つのフォトトランジスタのコレクタ端に対してコレク
タ端を、かつ、エミッタ端に対してエミッタ端をそれぞ
れ接続した（多少のインピーダンスを持たせて接続する
場合も含める）トランジスタの２つを設け、前記２つの
トランジスタのベース端子に前記入力電圧検出回路から
の出力指令を互いに反転させた状態で伝達できるように
該２つのベース端子と該入力電圧検出回路とを接続し、
前記ＰＷＭ制御用ＩＣとしてＲＣＣ部分共振型制御用Ｉ
Ｃ又は該ＩＣとほぼ同等の機能を有するＩＣ又は該ＩＣ
とほぼ同等の機能を有する制御回路を用いている。商用
交流電源からの入力電圧が設定電圧以上の時には、入力
電圧検出回路の出力指令で直流側ＲＣＣ方式のスイッチ
ング回路のＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子に接
続したトランジスタをＯＮ状態にし、該ＰＷＭ制御用Ｉ
Ｃのフィードバック信号となる一方のホトトランジスタ
を短絡することにより、フィードバック電流をバイパス
させ、ＰＷＭ制御用ＩＣの発振を停止させて、直流側Ｒ
ＣＣ方式のスイッチング回路からの二次側駆動回路への
電力供給を停止させる。これとは逆に、交流側ＲＣＣ方
式のスイッチング回路のＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバ
ック端子に接続したトランジスタには、入力電圧検出回
路からＯＦＦ指令が与えられているため、該トランジス
タと並列接続されているホトトランジスタは能動状態の
ままにあり、該ＰＷＭ制御用ＩＣの出力が発振状態にな
ることから、交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路がス
イッチング動作し、該スイッチング回路から二次側駆動
回路へ電力を供給するのである。又、前記商用交流電源
からの入力電圧が設定電圧よりも低下すると、前記入力
電圧検出回路の出力が反転し、交流側ＲＣＣ方式のスイ
ッチング回路のＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子
をコントロールするホトトランジスタを制御用トランジ
スタがＯＮ状態になることで停止させると共に直流側Ｒ
ＣＣ方式のスイッチング回路のＰＷＭ制御用ＩＣのフィ
ードバック端子に接続されたトランジスタをＯＦＦ状態
にさせ、該端子に接続されたホトトランジスタを能動状
態にすることにより、該ＰＷＭ制御用ＩＣの出力が発振
状態になり、直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路がス
イッチング動作し、該スイッチング回路から二次側駆動
回路へ電力を供給するのである。又、前記ＲＣＣ方式の
効率を挙げる手段として、ＰＷＭ制御用ＩＣにＲＣＣ部
分共振型制御用ＩＣ又は該ＩＣとほぼ同等の機能を有す
るＩＣ又は該ＩＣとほぼ同等の機能を有する制御回路を
用いることによって、スイッチング時の損失を軽減する
と共にスイッチングノイズを軽減し、ＥＭＩ対策を容易
にすることができる。
【０００７】前記高速切替手段を、前記交流側ＲＣＣ方
式のスイッチング回路の入力電圧検出回路に備えたホト
ダイオードと直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路に備
えたホトトランジスタとにより両スイッチング回路を光
結合するためのホトカプラー等からなる高速絶縁反転増
幅器と、前記ホトトランジスタのコレクタ−エミッタ間
に設けたクランプ用ツェナーダイオードとから構成する
ことによって、ホトカプラーを超高速のもので構成する
ことなく、高速応答性を実現することができる。又、前
記ホトトランジスタのエミッタ端にトランジスタをダー
リントン接続し、このトランジスタのコレクター側に直
列にダイオードを順方向接続し、このダイオードのカソ
ード側を前記ＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子に
接続することによって、ダイオードの順方向電圧を利用
して、ＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子をグラン
ド（ＧＮＤ）電位に深く引き込み過ぎないようにするこ
とができ、前記高速応答性を更に図ることができる。
【０００８】前記直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路
に使用するＰＷＭ制御用ＩＣに電圧を供給するための２
つの供給回路を設け、前記一方の供給回路に前記電池又
は外部直流電源等からの直流電圧を起動回路を通して起
動用コンデンサに充電電流が流れる間のみ閉じる第１の
電子スイッチを備え、前記第１の電子スイッチから直流
電圧の供給を受けて前記高周波トランスが発振状態にな
った後に前記三次側巻線の誘起電圧を整流して作る補助
電圧を前記直流側のＰＷＭ制御用ＩＣに供給するための
第２の電子スイッチを前記他方の供給回路に備え、前記
商用交流電源の入力電圧が設定電圧よりも低下したこと
を前記入力電圧検出回路が検出すると、コンピュータの
終了指令を出力してシャットダウン処理を行うためのシ
ャットダウン処理手段と、前記シャットダウン処理手段
による処理が終了した後、前記ホトカプラーからの指令
により前記第２の電子スイッチをＯＦＦに切り替えると
共に前記直流側スイッチング素子をＯＦＦにするスイッ
チオフ手段とを設けている。上記のようにシャットダウ
ン処理後において、直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回
路のスイッチング動作を停止させて二次側への電力供給
を停止させることができると共に、直流側ＲＣＣ方式の
スイッチング回路を遮断して無駄な放電による暗電流を
数μＡ程度に抑えることができるパワースイッチの役割
を直流側のスイッチング素子に兼用構成することができ
る。
【０００９】前記一次側巻線の巻き終わり端又は前記三
次側巻線の巻き終わり端のいずれか一方に共振用コンデ
ンサを接続し、前記二次側駆動回路に高分子半導体コン
デンサ又は高分子半導体コンデンサとほぼ同等の等価直
列抵抗の低いコンデンサ及び低電圧大電流出力を作るＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路に２つのＦＥＴをトーテンポー
ル状に接続した同期整流回路を設けている。ＲＣＣ方式
において二次側駆動回路に設ける平滑コンデンサとして
電解コンデンサを使用した場合には、５Ｖ１０Ａが限界
で、同コンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ）が問題で発
熱が大きく熱処理及び期待寿命として５〜７年が不可能
であるため、前記平滑コンデンサに高分子半導体コンデ
ンサ又は高分子半導体コンデンサとほぼ同等の等価直列
抵抗の低いコンデンサ（同一サイズの電解コンデンサの
等価直列抵抗（ＥＳＲ）は１：５と高分子半導体コンデ
ンサの方が極めて低く、又、許容リップル電流を比較す
ると、５：１となる許容電流が取れる）を採用して、効
率改善を図ると共に小型化を可能にしている。前記一次
側巻線の巻き終わり端又は三次側巻線の巻き終わり端の
いずれか一方に共振用コンデンサを接続することによっ
て、回路の簡素化を図ることができる。これは、磁気回
路を構成する一次側巻線と三次側巻線とが等価並列状態
で繋がっていることから、一方に設けるだけで他方にも
同一作用を付与することができるためである。更に、二
次側の主出力を例えば＋１２Ｖとし、その電圧からチョ
ッパー方式で作るＤＣ／ＤＣコンバータ回路で２つの電
圧、例えば５Ｖ及び３．３Ｖを作る方式として、トーテ
ンポール状に接続した２つのＦＥＴを整流素子として用
いる同期整流回路を用いて効率アップを図ることができ
る。
【００１０】前記高周波トランスを、鉄芯と、その鉄心
に前記二次側巻線の全巻き数のほぼ半分の巻き数で構成
された内側二次側巻線と、この内側二次側巻線の外側に
層間絶縁体を介して巻き付けた三次側巻線と、この三次
側巻線の外側に層間絶縁体を介して巻き付けた高圧巻線
である一次側巻線と、この一次側巻線の外側に前記二次
側巻線の全巻き数から前記内側二次側巻線の巻き数を差
し引いた残りの巻き数で構成された外側二次側巻線とか
らなり、前記内側二次側巻線、三次側巻線、外側二次側
巻線を平板銅板で構成し、これら内側二次側巻線、三次
側巻線、外側二次側巻線の巻き幅と丸線でなる前記一次
側巻線の巻き幅とを同一にしている。上記のように高周
波トランスの二次側の配線インダクタンス及び高周波ト
ランスの各巻線のリードインダクタンスを可能な限り小
さくするために、二次側巻線及び三次側巻線に平板銅板
を用いると共に、二次側巻線を内側二次側巻線と外側二
次側巻線とに分割し、それらの配置を工夫すると共に太
く短くすることで寄生インダクタンスを減らし、スイッ
チング素子であるＦＥＴがターンオフ時のクロスボード
（ドレイン電流と電圧が重なる領域）する範囲及び量を
減らし効率の改善及びノイズの低減を図ることができる
のである。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、効率改善を施している無
停電性スイッチングレギュレータの概略回路図を示し、
主要部品以外は省略して描いている。図１に示す二次側
出力は、例えば＋１２Ｖ、−１２Ｖ、＋５Ｖの３つの出
力を示しているが、図４では、５つの出力を取り出せる
構成としており、これら出力の個数は何個に設定しても
構わない。前記無停電性スイッチングレギュレータは、
商用交流電源１からの交流電圧を整流して直流変換を行
った後、平滑化した直流電圧を入力として動作し、か
つ、高周波トランス２２の一次側巻線Ｎ１を介して接続
される交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路（以下ＡＣ
側ＲＣＣ回路と称する）２１と、前記高周波トランス２
２の二次側巻線Ｎ２を介して接続され、かつ、負荷の一
例であるコンピュータ（ＣＰＵ）ボード５８を駆動する
ための二次側駆動回路２５と、前記高周波トランス２２
の三次側巻線Ｎ３を介して接続され、かつ、電池２６を
入力源として動作する直流側ＲＣＣ方式のスイッチング
回路（以下電池側ＲＣＣ回路と称する）６９を主要構成
回路として備えている。
【００１２】前記商用交流電源１が印加されると、整流
ブリッジ４を通し全波整流された整流電圧を平滑コンデ
ンサ５で平滑し、ＶＩＮなる直流入力電圧を得る。この
直流入力電圧ＶＩＮを入力としてＡＣ側ＲＣＣ回路２１
をスイッチング動作させる。ＡＣ側ＲＣＣ回路２１は、
後の項で詳細説明するが、ＡＣ入力電圧が正常レベルに
ある時は、電池側ＲＣＣ回路６９より優先してスイッチ
ング動作し、高周波トランス２２を介して二次側に出力
として電力を供給するものであるが、効率改善を行うた
めに採用したＲＣＣ部分共振回路を、前記ＡＣ側ＲＣＣ
回路２１によるＡＣ動作の時は、一次側巻線Ｎ１と第１
の共振用コンデンサ１１０及び二次側巻線Ｎ２と第３の
共振用コンデンサ１１３により構成して、効率改善のた
めの制御を行なう。又、停電等によりＡＣ入力電圧が所
定レベルよりも低下又は無い場合は、電池側ＲＣＣ回路
６９により高周波トランス２２を介して二次側に出力と
して電力を供給するものであるが、この場合もＡＣ側と
同様に、効率改善を行うために採用したＲＣＣ部分共振
回路を、三次側巻線Ｎ３と第２の共振用コンデンサ１１
１及び二次側巻線Ｎ２と第３の共振用コンデンサ１１３
により構成して、効率改善のための制御を行なうように
しているが、前記一次側巻線Ｎ１と三次側巻線Ｎ３等価
並列状態で繋がっていることから、いずれか一方の共振
用コンデンサ１１０又は１１１を省略して実施すること
ができる。この制御は、ＰＷＭ制御ＩＣ１４にＲＣＣ部
分共振用ＩＣとしてＡＮ８０２７又はＡＮ８０３７（松
下製）を用いて行っており、図９に、ドレイン電流ＩＤ
１とトランス２２の１次巻線Ｎ１の電圧Ｅ１と２次巻線
Ｎ２の電圧Ｅ２と２次側電流Ｉ２の関係を表している。
電圧共振の状態は、図１０に示し、ドレイン電流ＩＤ１
は、スイッチング素子の一例であるＦＥＴ（トランジス
タでもよい）１５のＯＮ時に、Ｎ１巻線に励磁電流とし
て三角波状に流れ、ピーク点でＦＥＴ１５をＯＦＦにす
ると、電流は破線で示すように斜めに減少して行く。こ
れは、高周波トランス２２の二次側巻線Ｎ２の寄生イン
ダクタンス及びリーケージインダクタンスによる遅れ電
流によるもので、これは実線で示すようにより垂直に下
がる方が、ＦＥＴ１５のＯＦＦ時回復電圧ＶＤＳ１５と
クロスオーバーする面積、即ちＯＦＦ時スイッチング損
失を減らすことができる。一般的にスイッチング電源の
損失では、この損失が最も多いとされている。本願発明
の効率改善として、高周波トランス２２の構成を工夫し
てあり、高周波トランス２２の巻線及び構造を図８に示
している。つまり、前述の寄生インダクタンス（即ちト
ランス巻線長によるインダクタンス）及びリーケージイ
ンダクタンスを少なくして主巻線の結合を良くするため
に、一次側巻線Ｎ１と三次側巻線Ｎ３を二次側巻線Ｎ２
の巻き数のほぼ１／２に分割（本発明では、並列巻きに
よる１／２分割とした。）した内側二次側巻線Ｎ２１と
外側二次側巻線Ｎ２２とで、サンドイッチ状に挟み込ん
だ構造とし、かつ、巻線Ｎ２，Ｎ３は低圧大電流となる
ことから平板銅板を使用してインダクタンスを減らすこ
とで、図１０のＩＤ１のＯＦＦ時電流を実線に近づける
ことができたのである。図８に示す１６は、鉄芯、１７
は、ボビン、１８は、絶縁テープである。又、ＮＡ、Ｎ
Ｂは、スイッチング帰還用の補助巻線、ＮＣは、充電回
路２４用の巻線である。更に、第１の共振用コンデンサ
１１０を、図１の通り接続することによりＦＥＴ１５の
ＯＦＦ時回復電圧ＶＤＳ１５は、図１０の通り傾斜を持
って上るため、ＩＤ１とＶＤＳ１５がクロスオーバする
面積が減る。即ち、ＯＦＦ時損失を著しく減じることが
できた。更に、ＦＥＴ１５のＯＮ時は、ＰＷＭ制御ＩＣ
１４により高周波トランス２２のリセット点Ｒを検出
し、第１の共振用コンデンサ１１０と一次側巻線Ｎ１の
インダクタンスで共振する振動電圧がゼロクロスポイン
トでＦＥＴ１５をターンオンさせドレイン電流ＩＤ１を
リセット点Ｒから所定時間ｔｄ経過後において０から立
上げるため、ＦＥＴ１５のターンオン時損失はゼロに近
いものとなり、高効率を実現した。尚、前記二次側巻線
Ｎ２の整流用ダイオード４８に並列に接続された第３の
共振用コンデンサ１１３の容量及び二次側巻線Ｎ２のイ
ンダクタンス及びリーケージインダクタンスは、全て１
次側巻線Ｎ１側に巻線比を持って換算される。
【００１３】前記商用交流入力電圧が停電の時は回路ブ
ロックで表す前記電池側ＲＣＣ回路６９がＡＣ側ＲＣＣ
回路２１に替って動作する。この時の動作はＡＣ側ＲＣ
Ｃ回路２１時と同じ原理で動作するものであり、入力電
圧ＶＩＮ値の違いによるドレイン電圧ＶＤＳ４１及びド
レイン電流ＩＤ３の値が変わるもので波形は、図１０で
示したものとほぼ相似となるため、説明は省略する。次
に、図９を用いてＡＣ入力正常運転から停電により電池
側ＲＣＣ回路６９運転に切替える時、理想的には、図９
の高周波トランス２２の電圧Ｅ２と二次側巻線電流Ｉ２
がゼロになり完全リセットしてから電池側ＲＣＣ回路６
９のスイッチング素子の一例であるＦＥＴ（トランジス
タでもよい）４１がＯＮとなりＩＤ３が流れるのが最も
良いが、ＡＣ側ＲＣＣ回路２１内にある入力電圧検出回
路８及び高速絶縁反転増幅器９に応答遅れが生じるため
電池側ＲＣＣ回路６９動作への切替に遅れ時間を生じ、
へたをすると出力電圧に落ち込みを生じる。この応答性
改善策を、図２を用いて説明する。
【００１４】商用交流入力電圧は、平滑コンデンサ５の
両端電圧ＶＩＮを分圧検出抵抗５９及び６０で所定の値
に分圧された後、コンパレータ７９の検出電圧として反
転入力（−）へ入力される。前記コンパレータ７９の同
相入力端（＋）には、ＡＣ側補助電源ＶＣＣ１４からの
電圧をそれの基準電圧を作るツェナーダイオード７１の
電流制限抵抗７２を介してツェナーダイオード７１に供
給し、この供給電圧から分圧抵抗７３とヒステリシス特
性を持たせるための正帰還抵抗７４とで基準電圧を作り
供給される。商用交流入力電源１が正常時は、コンパレ
ータ７９の出力は「Ｌ」状態、即ちＯＮ状態にあり、一
次−三次間を接続する絶縁用ホトカプラー８０のホトダ
イオードは点灯して、ホトトランジスター８０はＯＮ状
態にある。このＡＣ側ＲＣＣ回路２１の制御用ＩＣ１４
のフィードバック端子ＦＢに制限抵抗８１を介して接続
されるトランジスター１０のベースには、レベルシフト
用ツェナーダイオード７７のアノード側が接続されてい
る。そして、前記コンパレータ７９が「Ｌ」のため、ト
ランジスター１０のベース電流はカットオフ状態にあり
トランジスター１０がＯＦＦとなり、二次側定電圧制御
用フォトカプラー１１が能動状態となり、制御ＩＣ１４
のＯＵＴ端が発振してＦＥＴ１５がスイッチング動作
し、図９に示すＩＤ１なる三角波電流が流れ、前記二次
側駆動回路２５に電力を供給する。
【００１５】この時、ホトカプラ８０のトランジスター
側はＯＮ状態となるため、電池側ＲＣＣ回路用補助電源
ＶＣＣ３９の電圧を抵抗８３を経由しホトトランジスタ
ー８０を通して、トランジスター３５のベースに供給し
て、トランジスター３５をＯＮ状態にする。前記電池側
ＲＣＣ回路制御用ＩＣ３９のフィードバック端子ＦＢ
に、フィードバック電流を制限する抵抗８６、順方向に
接続されたレベルシフト用ダイオード８７を介して発振
切替用トランジスター３５のコレクタが接続されてお
り、前記フィードバック端子ＦＢは、トランジスター３
５がＯＮ状態になるため、ダイオード８７のＶＦ電圧に
引張られる。この電圧状態では、制御ＩＣ３９は発振動
作せずＦＥＴ４１はＯＦＦ状態にある。
【００１６】ここで、クランプ用ツェナーダイオード８
４とダイオード８７の役割を説明するが、結論から云う
とＡＣ側ＲＣＣ回路２１運転から電池側ＲＣＣ回路６９
運転の切替時間を早くするためのものである。ホトカプ
ラーの応答速度の遅いのはホトトランジスター８０のコ
レクタ−エミッタ間に破線で示した等価の浮遊キャパシ
ティ１２３が存在するためで、クランプ用ツェナー８４
がなければ、切替時、即ちホトトランジスター８０がＯ
ＦＦとなった時ＶＣＣ３９電圧が抵抗８３を経由しスト
レージキャパシティ１２３を通してトランジスター３５
にベース電流を流し続ける時間が長くなるが、低いツェ
ナー電圧８４でホトトランジスター８０のコレクターを
クランプすればＯＦＦするのが早くなる。
【００１７】前記ダイオード８７も応答を早くするため
にあるわけだが、もしダイオード８７が無ければトラン
ジスター３５は深くＯＮ領域に入っており、ＯＦＦにし
た時トランジスター３５のコレクタ電位回復もやはり遅
くなるためである。この様なことをしないで超高速ホト
カプラーを使う方法も当然あるが、安全規格取得品及び
コスト面から本発明ではこの様な方式を採用した。
【００１８】次に、商用交流電源１が停電になると、平
滑コンデンサ５の両端電圧ＶＩＮが低下するため、コン
パレータＩＣ７９の反転入力端（−）の電位は、基準電
圧が加わる同相端（＋）より低下するため、コンパレー
タ７９の出力は「Ｈ」状態となり、ホトカプラー８０の
ホトダイオードに流れる電流が遮断される。従って、レ
ベルシフト用ツェナー７７のカソードの電位が上昇し、
ツェナーダイオード７７のツェナー電圧を超えるため、
抵抗７６を通してＶＣＣ１４からの電流がツェナーダイ
オード７７を通り、トランジスター１０のベース電流と
してＯＮにする充分な電流が流れる。このため、二次側
定電圧制御用ホトカプラー１１のホトトランジスターの
コレクターを「Ｌ」に引っ張ることから、ＡＣ側ＲＣＣ
回路制御用ＩＣ１４のＦＢ端子も“Ｌ”になり、同ＩＣ
１４の出力端ＯＵＴは、発振を停止し、ＦＥＴ１５はカ
ットオフとなって、二次側への出力供給は停止する。こ
の時、同時にホトトランジスター８０は、ＯＦＦとなる
がストレージキャパシティ１２３をバイパスし、その容
量分に応じた時間遅れ抵抗８３を通し、トランジスター
３５に流れ続けるため、同トランジスター３５をＯＦＦ
するのが少し遅れる。しかし、クランプ用ツェナーダイ
オード８４により、低いツェナー電圧にホトトランジス
ター８０のエミッターコレクター間をクランプすれば、
ストレージキャパシティ１２３をチャージアップする時
間は短くなる。即ち、切替時間となるトランジスター３
５をＯＦＦにする遅れ時間は短くなるわけである。
【００１９】前記トランジスター３５がＯＦＦになると
直ちに電池側の二次側制御用ホトカプラー３６が能動状
態になるとともに、電池側ＲＣＣ制御用ＩＣ３９のフィ
ードバック端子ＦＢは、能動状態となり、その出力端Ｏ
ＵＴには、発振出力が得られ、ＦＥＴ４１のゲートを駆
動し、スイッチング動作をすることにより、ＡＣ側ＲＣ
Ｃ回路２１に代わり、電池側ＲＣＣ回路６９から２次側
駆動回路２５に二次出力を供給する。この時生ずる切替
時間Ｔ１は、図９に示す状態でＴ１に含む、Ｔ２を限り
なく０に近づけるべく、調整をホトカプラー８０の選定
とツェナー電圧８４及び抵抗８３，８５の定数の選定に
より行っていることを特長としている。又、ＡＣ電圧が
低下状態から上昇復活する際、入力電圧検出回路にヒス
テリシス性がなければ、ＡＣ電圧の脈動で切替が頻繁に
生じ不安定の原因となる。そのヒステリシス性は、図２
のコンパレータ７９の出力端と同相端（＋）に入ってい
る抵抗７４により作っている。又、このヒステリシス性
は、電池側ＲＣＣ回路運転時も、即ち商用交流電源１が
停電の時、ＦＥＴ４１のドレイン電流ＩＤ３による一次
側巻線Ｎ１への誘起電圧Ｅ１１が生じ、この電圧によっ
てＩＣ１なる電流が平滑コンデンサ５を充電する様を、
図６及び図１２を用いて説明する。
【００２０】前記誘起電圧Ｅ１１は、図６に示す矢印の
極性で発生し、その電圧によりＩＣ１なる電流が平滑コ
ンデンサ５を充電電流として流れ、リターン電流は、過
電流検出抵抗６２を経由し、ＦＥＴ１５の内蔵ダイオー
ド１２４の順方向を通り、逆流素子ダイオード１７に並
列に接続された帰還抵抗６３を通って流れる。その結
果、平滑コンデンサ５の両端電圧ＶＩＮは、図１２の通
りとなる。停電時は、ＶＩＮが低下し、ＶＩＮＬのＡ点
で電池側ＲＣＣ回路６９運転となり、Ｅ１１なる誘起起
電圧迄平滑コンデンサ５の両端電圧が上昇する。もし入
力電圧検出回路８に於てヒステリシス性がなければ、こ
の誘起電圧Ｅ１１により電池側ＲＣＣ回路６９運転から
即ＡＣ即ＲＣＣ回路２１運転に逆戻りして停電状態にな
るため、再度ＶＩＮＬ迄低下し切替が繰り返すバタツキ
現象が生じる。これを防止するためヒステリシス性が必
要であり、復帰電圧は、Ｅ１１より高いＤ点のＶＩＮＨ
点を設定する必要があり、図２において抵抗７３及び７
４でその値を決定している。
【００２１】又、帰還抵抗６３による平滑コンデンサ５
の持ち上げ効果は、仮に図１２に於てＢ点で電池が抜け
るような両停電（ＡＣ停電と電池断停電）が発生するよ
うな事故がまれであるが生じた場合、バッテリー低下異
常信号ＢＬがほぼＢ点で出るため、ＣＰＵボード入力電
圧となる二次側ＤＣ出力電圧が非安定領域に入るＥ点迄
低下する迄の保持時間としてＴ４なる時間を、電解コン
デンサで構成された平滑コンデンサ５により１０ミリ秒
程度を嫁げるため、ＣＰＵボートのメモリーへの待避処
理時間を確保することができる。次に、動作説明を各入
力状態に於ける動作を、順を追って説明する。
【００２２】最初に、商用交流電源１及び電池２６が共
に正常の場合を、図５を参考にして説明する。まず、電
源スイッチ２を投入すると、入力電圧検出回路８の出力
が「Ｌ」になり、反転高速絶縁アンプ９の出力が「Ｈ」
になる。この反転高速絶縁アンプ９の出力「Ｈ」が充電
回路２４のＣＮＴ端２４Ａに入力されると、充電停止命
令を解除し、高周波トランス２２の巻線ＮＣに誘起した
電圧ＥＣによって充電電流ＩＣを電池２６に流し、電池
２６を充電する。前記電池２６が充電されて正常な状態
にある時は、ＢＡＴ・ＬＯＷ検出回路２３及び放電終止
検出回路３３の出力がいずれも正常な「Ｌ」レベルにあ
るため、絶縁出力として内部ホトカプラ出力を二次側に
あるマイコン５３のＩ／Ｏポートに伝達し、マイコン５
３でタイミングをコントロールした後、バッファアンプ
５６を経由してＣＰＵボード５８にＢＬ信号「Ｌ」を供
給する。前記反転高速絶縁アンプ９の出力「Ｈ」によ
り、トランジスタ３５をＯＮにする結果、ホトカプラ３
６のコレクタ端が「Ｌ」に引っ張られるため、制御不能
となる。又、電池側ＰＷＭ制御ＩＣ３９のフィードバッ
ク端子ＦＢが「Ｌ」になるため、電池側ＰＷＭ制御ＩＣ
３９のＯＵＴ端は、停止状態となり、ＦＥＴ４１はＯＦ
Ｆ状態となる。起動回路３０は、電源スイッチ２を投入
後、電池２６の電圧を受け、コンデンサ３２を充電する
間能動状態となり、第１の電子スイッチとしてのＦＥＴ
３７をＯＮさせ、電池側ＰＷＭ制御ＩＣ３９にＶＣＣ電
圧を供給する。ホールド回路３４は、ゲートが「Ｈ」で
あれば、ＶＣＣ電圧を受け、ＦＥＴ３７のゲートに負電
圧を与えてＦＥＴ３７をＯＮ状態に保持させる。前記入
力電圧検出回路８からの出力「Ｌ」により、トランジス
タ１０がＯＦＦとなり、ＰＷＭ制御ＩＣ１４のフィード
バック端子ＦＢは能動状態にある。又、前記電源スイッ
チ２の投入後、起動回路１３が、コンデンサ１２を充電
する間ＰＷＭ制御ＩＣ１４にＶＣＣ電圧を供給する。次
に、前記ＰＷＭ制御ＩＣ１４のＯＵＴ端子に発振出力を
発生させ、ＦＥＴ１５のゲートをドライブし、ドライブ
電流ＩＤ１が高周波トランス２２の一次側巻線Ｎ１を通
してＦＥＴ１５のＯＮ期間だけ励磁電流として流れ、鉄
芯内に磁気エネルギーを貯える。前記ＦＥＴ１５がター
ンオフすると、鉄芯に貯えられた磁気エネルギーが、フ
ライバック電圧として二次側巻線Ｎ２にＥ２なる電圧を
誘起し、整流ダイオード４８の順方向を通し、二次側平
滑コンデンサ４９を充電し、主出力となる電圧（例えば
＋１２Ｖ）を作る。前記主出力（例えば１２Ｖ）を定電
圧制御するため、該主出力を分圧検出抵抗６６，６７で
分圧し、シャントレギュレータ（基準電圧内蔵の比較増
幅用素子）５１のゲートにある基準電圧と比較して、ホ
トカプラ１１，３６のホトダイオードに電流を流し、絶
縁されたホトトランジスタ側にフィードバック信号を出
力する。しかし、ホトカプラ３６が不能状態にあるた
め、制御は能動状態にあるホトカプラ１１のコレクタ電
位をＰＷＭ制御ＩＣ１４のフィードバック端子ＦＢに加
え、ＦＥＴ１５のＯＮ−ＯＦＦ制御を行うのである。図
４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路５０には、図１に示
すように、２つのＦＥＴ１１５，１１６がトーテンポー
ル状に接続された同期整流制御ＩＣ又は回路１１４を備
えさせて、効率改善を図るようにしている。そして、前
述のように図４では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路５０
は、前記主出力（例えば１２Ｖ）を入力とし、ＣＰＵボ
ード５８に必要な電圧、例えば＋５Ｖ、＋３．３Ｖ、−
１２Ｖ、−５Ｖの４種類の電圧を作り、ＣＰＵボード５
８へ電力を供給し、図１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路５０からの出力電圧を２種類作るようにしている。前
記＋５Ｖ出力が正常値に立ち上がったことをＰＧ検出遅
延回路５２で検出し、一定時間遅延後にバッファ５４を
介してＰＧ出力「Ｈ」をＣＰＵボード５８へ送ることに
よりＣＰＵを立ち上げ可能とする。前記商用交流電源１
が所定の安定レベルにあるかを検出する前記交流電圧レ
ベル検出絶縁アンプ６の絶縁出力は、マイコン５３でコ
ントロールした後、ＡＰＦ信号（正常信号）「Ｌ」をＣ
ＰＵボード５８に出力する。この時、シャットダウン命
令信号は、非シャットダウンを表す「Ｈ」信号状態にあ
る。前記シャットダウン命令信号が「Ｈ」の時は、マイ
コン５３を経由し、コントロールした結果、ホトカプラ
４６はＯＮ状態にあり、第２の電子スイッチとしてのシ
ャットダウン用ＦＥＴ４０をＯＮさせ、高周波トランス
２２の巻線ＮＢ、整流ダイオード４５を通し、ＰＷＭ制
御ＩＣ３９へＶＣＣ電圧を供給する。尚、前記ＰＷＭ制
御ＩＣ３９のＶＣＣ電圧の供給は、制限抵抗３８がある
ため、ＦＥＴ３７経由よりＦＥＴ４０経由の方が電位的
に優位にある。
【００２３】次に、商用交流電源１が停電（商用交流電
源１からの電圧が何らかのトラブル等で設定電圧よりも
低下している状態も含む）からシャットダウン処理を行
うシャットダウン手段及びシャットダウン後に電子スイ
ッチ、つまり前記ＦＥＴ４０をオフに切り替えるスイッ
チオフ手段を、図６を参考にして説明する。停電が発生
すると、交流電圧レベルをチェックしている前記交流電
圧レベル検出絶縁アンプ６が停電と判断し、絶縁された
「Ｈ」出力をマイコン５３のＩ／Ｏポートに入力しコン
トロールした結果をバッファアンプ５５を介してＡＰＦ
信号として「Ｈ」信号（停電信号）をＣＰＵボード５８
に入力する。前記ＣＰＵボード５８側では、シャットダ
ウンソフトで設定された停電確認時間内にＡＰＦ信号の
「Ｈ」の状態が解除にならなければ、終了処理に移り、
その作業終了後シャットダウン命令信号ＳＨＤ「Ｌ」を
ＣＰＵボード５８から本発明の無停電性スイッチングレ
ギュレータのシャットダウン入力端子「ＳＨＤ」に与え
る。前記シャットダウン命令信号ＳＨＤ「Ｌ」は、バッ
ファアンプ５７を経由しマイコン５３でコントロールさ
れて、ホトカプラ４６に出力され、該ホトカプラ４６を
ＯＦＦにし、ＦＥＴ４０のゲート入力を断にすることに
より、ＰＷＭ制御ＩＣ３９のＶＣＣ供給が断たれて、Ｐ
ＷＭ制御ＩＣ３９のＯＵＴ端の発振が停止する。その結
果、ＦＥＴ（電池側スイッチング素子）４１がカットオ
フし、全直流出力が停止し、電池側ＲＣＣ回路６９は停
止状態になり、電池２６の過放電を防止することができ
る。尚、商用交流電源１が復旧すれば、ＡＣ側ＲＣＣ回
路２１が再起動して前述のように二次側駆動回路２５に
直流電圧を出力するのである。前記停電発生によりヒス
テリシス特性を持った前記入力電圧検出回路８での整流
電圧が所定値以下になると、入力電圧検出回路８から
「Ｈ」信号を出力し、この「Ｈ」信号によりトランジス
タ１０がＯＮになり、定電圧制御フィードバック用ホト
カプラ１１が能動状態から不能状態に替わる。そして、
ＰＷＭ制御ＩＣ１４のフィードバック端子ＦＢに入力さ
れる信号が「Ｌ」レベルとなり、該ＰＷＭ制御ＩＣ１４
のＯＵＴ端は、発振を停止し、ＦＥＴ（ＡＣ側スイッチ
ング素子）１５は、カットオフする。又、前記入力電圧
検出回路８の「Ｈ」信号により反転高速絶縁アンプ９の
絶縁側出力が「Ｌ」になる。前記反転高速絶縁アンプ９
の「Ｌ」信号が放電回路３１に入力されることにより、
放電スイッチ用ＦＥＴ９６がＯＦＦ状態から閉じた状態
になるが、電位的に放電できない待機状態になる。尚、
電源スイッチ２を断にすれば、放電が行われる。又、前
記入力電圧検出回路８の「Ｈ」信号により充電回路２４
のＣＮＴ端２４Ａが「Ｌ」になるため、充電回路２４が
内部でＯＦＦ状態（断）になる。又、前記入力電圧検出
回路８の「Ｈ」信号によりホールド回路３４のゲート入
力が「Ｌ」となるため、ホールド状態が解除され、ＦＥ
Ｔ３７をＯＦＦにし、電池２６からのＰＷＭ制御ＩＣ３
９へのＶＣＣ電圧の供給が停止される。このとき、前記
ＶＣＣ電圧の供給は、ＦＥＴ４０を介したＥＢ電圧によ
るもののみとなる。又、前記入力電圧検出回路８の
「Ｈ」信号によりトランジスタ３５のベースが「Ｌ」と
なるため、トランジスタ３５はＯＦＦになり、＋１２Ｖ
出力の定電圧制御フィードバック用ホトカプラ３６が能
動になる。そして、ＰＷＭ制御ＩＣ３９へのＶＣＣ電圧
は、ＦＥＴ４０を通して供給状態にあるため、ＰＷＭ制
御ＩＣ３９のＯＵＴ端には、発振出力が与えられ、ＩＤ
３なるドレイン電流が電池２６から高周波トランス２２
の三次巻線Ｎ３を通して流れ、一次側巻線Ｎ１に替わり
電池側ＲＣＣ回路６９のスイッチング動作により二次側
巻線Ｎ２にＥ２１なるフライバック電圧を誘起し、＋１
２Ｖの出力をえることができる。前記ＩＤ３なる励磁電
流により高周波トランス２２の一次側巻線Ｎ１にＥ１１
なる電圧が誘起され、この電圧によって入力側平滑コン
デンサ５にＩＣ１なる充電電流が流れて、Ｅ１１なる電
圧まで持ち上げる。これは、万一電池２６の断事故等が
発生した場合に、ＢＬ信号に対する二次側直流出力の保
持時間を稼ぐことにより、バックアップ処理を助けるた
めのものである。前記＋１２Ｖの出力を定電圧制御する
ために、シャントレギュレータ５１で比較増幅された出
力を不能状態となったホトカプラ１１に替わり、能動状
態にあるホトカプラ３６を介してＰＷＭ制御ＩＣ３９の
フィードバック端子ＦＢへ入力することでＦＥＴ４１の
ＯＮ時間及びＯＦＦ時間を制御して、定電圧を行うので
ある。前記＋１２Ｖの出力を引き続き得ることによりＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路５０は、ＡＣ側ＲＣＣ回路２１
運転時と同様に安定した出力をＣＰＵボード５８に出力
し、シャットダウン命令がＣＰＵボード５８から出力さ
れるまでは正常動作を続けることになる。
【００２４】商用交流電源１が停電（商用交流電源１か
らの電圧が何らかのトラブル等で設定電圧よりも低下し
ている状態を含む）又は商用交流電源１が無い状態の
時、電池側ＲＣＣ回路６９（図示していないが、外部直
流電源でもよい）の起動及び停止の動作を、図３を用い
て説明する。電池２６を直流入力とし、電源スイッチ２
７をＯＮにすることによって、抵抗１０５、ツェナーダ
イオード１０６、抵抗１０８の順に通り起動用コンデン
サ３２に充電電流が流れる。この充電電流による抵抗１
０５の電圧降下が電子スイッチ用ＰチャンネルＦＥＴ３
７のゲートに負電圧を印加することによってＦＥＴ３７
をＯＮにする。図に示すゲート、ソース間に入るツェナ
ーダイオード１０４はゲート電圧抑制用として働く。Ｆ
ＥＴ３７がＯＮすることによって電池側ＲＣＣ回路制御
用ＩＣ３９のＶＣＣ電圧（以下ＶＣＣ３９）を電流制限
抵抗３８を通して得る。この電圧を得ることによって抵
抗９９を通し、ツェナーダイオード１００を通して流れ
る電流が、抵抗１０１にＮチャンネルＦＥＴ１０２のゲ
ートに正電圧バイアスを与えＦＥＴ１０２をＯＮにす
る。その結果、電池２６の＋極から抵抗１０５、抵抗１
０３、ＦＥＴ１０２の順に通ってＦＥＴ３７のゲートに
負バイアスをかけ続けるホールド回路として動作する。
このホールド回路用ＦＥＴ１０２は、商用交流電源１か
らの交流入力がある時は、ＡＣ入力電圧検出回路８の出
力指示によりホトトランジスター８０がＯＮとなること
から、トランジスター３５もＯＮとなる。その結果、Ｎ
チャンネルＦＥＴ９６のゲートをソースに対してショー
トするため、ＦＥＴ９６はＯＦＦとなり、ダイオード９
８からの引込みが生じないことから、ホールド回路はリ
セットされずにホールドする。しかし商用交流電源１が
停電状態にある時は、ホトカプラー８０はＯＦＦ状態と
なり、トランジスター３５をＯＦＦにし、制御用ＩＣ３
９のフィードバック端子は、能動状態となり、出力ＯＵ
Ｔ端に発振出力を得る。そして、電池側スイッチング用
ＦＥＴ４１のゲートには、抵抗８８を通し発振電圧が加
えられるため、ＦＥＴ４１は電池２６を入力としたＩＤ
３なるスイッチング電流が３次巻線Ｎ３を流れ、二次側
に直流出力を供給する。これと同時にＮＢ巻線には、励
磁電流ＩＤ３によるＯＦＦ時フライバック電圧ＥＢを得
る。この電圧ＥＢにより、電流ダイオード４５により整
流し、ツェナーダイオード９３を通し、抵抗９２を通し
電子スイッチとなるＰチャンネルＦＥＴ４０のゲート端
には、ツェナーダイオード９３の電圧で抑制される負電
圧が印加されることによりＦＥＴ４０はＯＮとなり、制
御ＩＣ３９にＶＣＣ３９をＮＢ巻線よりのエネルギーで
代替供給を受ける。この条件は、シャットダウン命令用
ホトカプラー４６がＯＦＦ、即ちコンピュータからのシ
ャットダウン命令がないことである。ＦＥＴ４０のＯＮ
を受けて得るＶＣＣ３９は起動回路３０を得てＦＥＴ３
７から得るＶＣＣバイアス供給より制限抵抗３８がある
ため、強く優位にある。起動回路３２が動作し続ける時
間は補助巻線ＮＢが電圧を発生する迄の時間、ＩＣ３９
にＶＣＣ３９電圧を供給する必要があり、起動用コンデ
ンサ３２の容量で決めている。説明は少し戻るが、商用
交流電源１の停電時は、ホトトランジスター８０がＯＦ
Ｆであるため、トランジスター３５もＯＦＦであり、Ｐ
ＷＭ制御ＩＣ３９のフィードバック端子ＦＢから得られ
る電圧がダイオード８７を通し（又は図３の破線で示す
ＶＣＣ３９から抵抗１０７を通しダイオード８７のカソ
ード端に接続する回路を追加してもよい）、Ｎチャンネ
ルＦＥＴ９６のゲートに正電圧を与え、ＦＥＴ９６をＯ
Ｎにするためツェナーダイオード１００のカソード端
は、ダイオード９８の順方向を通し抵抗９９からの電流
をＦＥＴ９６を通し引き込むため「Ｌ」となる。このた
め、ツェナーダイオード１００を流れる電流は遮断さ
れ、ホールド回路３４を構成するＦＥＴ１０２はＯＦＦ
となり、ホールド回路３４は動作しない。従って、起動
用コンデンサ３２がチャージアップすると、第１の電子
スイッチ用ＦＥＴ３７はＯＦＦとなり、ＶＣＣ３９の供
給は巻線ＮＢからのＥＢ電圧供給のみとなる。又、この
時放電抵抗９７と放電スイッチ用ＦＥＴ９６がＯＮ状態
にあり、いつでも放電ＯＫの状態で待つ構成となってい
る。この状態で負荷となるＣＰＵボード５８からシャッ
トダウン命令入力端ＳＨＤへ「Ｈ」信号を入力すると、
図４に示すバッファアンプ５７を通してマイコン５３で
信号を処理され、ホトカプラー４６をＯＦＦからＯＮに
することにより、図３に示す電子スイッチ用ＦＥＴ４０
のゲート・ソース間をホトトランジスター４６が短絡す
るため、制御ＩＣ３９のＶＣＣ３９電圧供給が断たれ、
ＦＥＴ（電池側スイッチング素子）４１が停止し、全出
力が停止する。再起動はスイッチ２７を一度ＯＦＦにす
ると、ほぼ瞬時に起動用コンデンサの充電された電圧が
放電されるため、スイッチ２７を再投入することによっ
てなされる。
【００２５】次に、電池２６が繰り返し停電の発生等で
充分に充電されていない不足充電状態時に、商用交流電
源１の停電が再発生し、ＣＰＵ５８がシャットダウン処
理中に図１１に示す通り、ＥＢＬ１低下点へ低下し、バ
ッテリ電圧低下異常信号ＢＬが、絶縁型ＢＡＴ・ＬＯＷ
検出回路２３から「Ｈ」信号が出力されると、図７の矢
印Ｂに示す通りマイコン５３のＩ／Ｏポートに入力され
て処理された後、バッファアンプ５６を経由しＢＬ端子
に「Ｈ」信号を出力し、ＣＰＵボード５８に非常信号と
して与えられ、緊急終了処理を命ずる。その後、電池２
６の電圧が図１１に示す通り、ＥＢＬ２迄低下すると、
図７の放電検出回路３３で放電終止と判断し過放電を防
止するため「Ｈ」信号を出力し、矢印Ｃに示す通りマイ
コン５３のＩ／Ｏポートに入力処理し、ホトカプラ４６
をＯＮにさせ、電子スイッチ用ＦＥＴ４０のゲート・ソ
ースを短絡して、電子スイッチ用ＦＥＴ４０をＯＦＦに
し、制御ＩＣ３９へのＶＣＣ３９供給を断ち、スイッチ
ング用ＦＥＴ４１をＯＦＦさせて放電を停止させる。こ
の時の電池２６の放電カットオフ電流を数μＡ程度に抑
えることができ、スイッチング用ＦＥＴ４１を回路遮断
用の電力スイッチと、スイッチング動作用の２つの目的
を持たせていることを特長としている。又、商用交流電
源の低下、停電をＣＰＵボード５８へ知らせる信号とし
てＡＰＦ信号があるが、これの検出回路として整流ブリ
ッジ３及び絶縁アンプ６を本実施例では示しているが、
交流電圧を整流平滑後に入力電圧検出回路８と、高速絶
縁反転増幅器９が同様な働きをしているため、この回路
を用いて即ち、反転増幅器９の出力から矢印Ａを出し、
マイコンのＩ／Ｏポートに入れる方法も本発明に含め
る。
【００２６】
【発明の効果】請求項１によれば、ＲＣＣ方式の２回路
を単一の入力電圧検出回路からの検出情報によりそれぞ
れ制御し、それら２つの回路及び二次側駆動回路を高周
波トランスを介して共通にする方式を用いることによっ
て、効率を７０％強にすることができるから、パソコン
及び各種サーバに於て益々小型を要求されるマイクロＡ
ＴＸ仕様又はＳＦＸ仕様とも云われる装置の電源の大き
さに１００Ｗのスイッチング機能を備えさせることがで
きたのである。そして、入力電圧検出回路からの検出情
報に基づいて前記２つの回路の動作切り替えを高速で行
うための高速切替手段を備えさせることによって、二次
側出力に落ち込みを発生させることがなく、信頼性の高
い無停電性スイッチングレギュレータを提供することが
できる。又、商用電源で動く入力口と、ＡＣ側ＲＣＣコ
ンバータ回路と、それと全く絶縁された電池又は外部直
流電源で動く入力口と、それに対応した電池側ＲＣＣコ
ンバータ回路を持つ構造は、入力の２重化、多重化を可
能とするもので、２つの入力が同時に事故及び停電の可
能性の確立は極めて低く、２４時間３６５日稼働を必要
とするネットワーク社会のサーバ等に絶対安全を提供す
る新しいパワーソリューションである。今後、燃料電池
発電、太陽電池発電も含め商用と異なる電源を２つ用い
る事を可能とし、すでに実用化段階に入った価値ある発
明である。従って、現在、広く用いられているＵＰＳと
称される無停電装置を必要としない省エネルギー、省資
源、省スペースを実現する効果がある。
【００２７】請求項２によれば、商用交流電源からの入
力電圧が設定電圧以上の時には、入力電圧検出回路の出
力指令で交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路から二次
側駆動回路へ直流出力を供給し、商用交流電源からの入
力電圧が設定電圧よりも低下した時には、入力電圧検出
回路の反転出力指令で直流側ＲＣＣ方式のスイッチング
回路から二次側駆動回路へ直流出力を供給する構成と
し、二次側駆動回路へ供給された直流出力を比較増幅用
素子にて定電圧制御することができる。しかも、前記Ｒ
ＣＣ方式の効率を挙げる手段として、ＰＷＭ制御用ＩＣ
にＲＣＣ部分共振型制御用ＩＣ又は該ＩＣとほぼ同等の
機能を有するＩＣ又は該ＩＣとほぼ同等の機能を有する
制御回路を用いることによって、スイッチングとスイッ
チングノイズを軽減しＥＭＩ対策を容易にすることがで
きる利点がある。
【００２８】請求項３によれば、高速切替手段を、交流
側ＲＣＣ方式のスイッチング回路に備えたホトダイオー
ドと直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路に備えたホト
トランジスタとにより両スイッチング回路を光結合する
ためのホトカプラー等からなる高速絶縁反転増幅器と、
ホトトランジスタのコレクタ−エミッタ間に設けたクラ
ンプ用ツェナーダイオードとから構成することによっ
て、ホトカプラーを超高速のもので構成することなく、
高速応答性を安価に実現することができる。又、ホトト
ランジスタのエミッタ端にトランジスタをダーリントン
接続し、このトランジスタのコレクター側に直列にダイ
オードを順方向接続し、このダイオードのカソード側を
前記ＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子に接続する
ことによって、ダイオードの順方向電圧を利用して、Ｐ
ＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子をグランド（ＧＮ
Ｄ）電位に深く引き込み過ぎないようにすることがで
き、前記高速応答性を更にアップさせることができる利
点がある。
【００２９】請求項４によれば、商用交流電源の入力電
圧が設定電圧よりも低下したことを入力電圧検出回路が
検出すると、コンピュータの終了指令を出力してシャッ
トダウン処理を行うためのシャットダウン処理手段と、
前記シャットダウン処理手段による処理が終了した後、
前記ホトカプラーからの指令により前記第２の電子スイ
ッチをＯＦＦに切り替えると共に前記直流側スイッチン
グ素子をＯＦＦにするスイッチオフ手段とを設けること
によって、シャットダウン処理後において、直流側ＲＣ
Ｃ方式のスイッチング回路のスイッチング動作を停止さ
せて二次側への電力供給を停止させることができると共
に、直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路を遮断して無
駄な放電による暗電流を数μＡ程度に抑えることができ
るパワースイッチの役割を直流側のスイッチング素子に
兼用構成することができ、遮断容量の大きい機械式リレ
ーを用いることが不用になり、回路の簡素化によるコス
トの低減化及び電源の小型化を図ることができる。
【００３０】請求項５によれば、一次側巻線の巻き終わ
り端又は前記三次側巻線の巻き終わり端のいずれか一方
に共振用コンデンサを接続し、二次側駆動回路に高分子
半導体コンデンサ又は高分子半導体コンデンサとほぼ同
等の等価直列抵抗の低いコンデンサ及び低電圧大電流出
力を作るＤＣ／ＤＣコンバータ回路に２つのＦＥＴをト
ーテンポール状に接続した同期整流回路を設けることに
よって、効率改善を図ると共に回路の簡素化による小型
化を実現することができる。
【００３１】請求項６によれば、高周波トランスの構成
を工夫することによって、寄生インダクタンスを減ら
し、スイッチング素子であるＦＥＴがターンオフ時のク
ロスボード（ドレイン電流と電圧が重なる領域）する範
囲及び量を減らし効率の改善及びノイズの低減を図るこ
とができる省エネルギー及び使用面等において有用なス
イッチングレギュレータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】高効率化を図った要部を示す概略回路図。
【図２】入力電圧検出回路とＡＣ側、電池側ＲＣＣ回路
駆動の切替を説明する概略回路図。
【図３】電池側ＲＣＣ回路制御部を示す回路図。
【図４】本発明の全体構成を示す回路図。
【図５】図４の回路図にＡＣ電源正常時・電池正常時の
各部の電圧・電流・信号の状態を記載した図。
【図６】図４の回路図にＡＣ電源停電からシャットダウ
ン処理時の各部の電圧・電流・信号の状態を記載した
図。
【図７】図４の回路図にＡＣ電源停電時からシャットダ
ウンせず放電進行時の各部の電圧・電流・信号の状態を
記載した図。
【図８】高効率化を実現するための高周波トランスの巻
線構造を示す断面図。
【図９】高周波トランスに１次電流と２次電流波形と２
次直流出力電流の関係を示す説明図。
【図１０】スイッチング素子のＯＮ時電流波形とＯＦＦ
時電圧波形の関係を示す説明図。
【図１１】電池の放電と信号を表すグラフ。
【図１２】ＡＣ側の平滑コンデンサの両端電圧（ＶＩ
Ｎ）の状態を表すグラフ。
【図１３】従来の無停電システムとなるＵＰＳを用いた
構成を示すブロック図。
【図１４】従来の無停電機能内蔵化スイッチング電源の
構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１ 商用交流電源 ２ 電源スイッチ 3,4 整流ブリッジ ５ 平滑コンデンサ ６ 交流電圧レベル検出絶縁アンプ ８ 入力電圧検出回路 ９ 反転高速絶縁アンプ 10 トランジスタ 11 ホトカプラ 12 コンデンサ 13 起動回路 14ＰＷＭ制御ＩＣ 15 ＦＥＴ（ＡＣ側スイッチング素子） 16 鉄芯 17 ボビン 18 絶縁テープ 21 交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路 22高周波トランス 23 ＢＡＴ・ＬＯＷ検出回路 24 充電回路 24A ＣＮＴ端 25 二次側駆動回路 26 電池 27 電源スイッチ 30 起動回路 31 放電回路 32起動用コンデンサ 33 放電終止検出回路 34 ホールド回路 35 トランジスタ 36ホトカプラ 37 ＦＥＴ（第１の電子スイッチ） 38 電流制限抵抗 39 ＰＷＭ制御ＩＣ 40ＦＥＴ（第２の電子スイッチ） 41 ＦＥＴ（電池側スイッチング素子） 45 ダイオード 46 ホトカプラ 48 整流ダイオード 49 コンデンサ 50ＤＣ／ＤＣコンバータ回路 51シャントレギュレータ 52＋５Ｖ検出・遅延回路 53 マイコン 54〜57 バッファアンプ 58 ＣＰＵボード 59,60 分圧抵抗 62 過電流検出抵抗 63 帰還抵抗 69直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路（電池側ＲＣＣ
回路） 71ツェナーダイオード 72 電流制限抵抗 73 分圧抵抗 74 正帰還抵抗 76 抵抗 77 ツェナーダイオード 79 コンパレータ 80 ホトカプラ 81 制限抵抗 83 抵抗 84ツェナーダイオード 85,86 抵抗 87 ダイオード 88 抵抗 92 抵抗 93 ツェナーダイオード 96 ＦＥＴ 97 放電抵抗 98 ダイオード 99 抵抗 100ツェナーダイオード 101抵抗 102 ＦＥＴ 103抵抗 104ツェナーダイオード 105抵抗 106ツェナーダイオード 107,108 抵抗 110第１の共振用コンデンサ 111第２の共振用コンデンサ 113第３の共振用コンデンサ 114 同期整流制御ＩＣ又は回路 115,116 ＦＥＴ 123ホトトランジスタのストレージキャパシティ

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力源としての商用交流電源からの交流
    電圧を整流して直流変換を行った後、平滑化した直流電
    圧を入力として動作するスイッチング素子を備えた交流
    側ＲＣＣ方式のスイッチング回路を、高周波トランスの
    一次側巻線に接続し、前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチ
    ング回路への前記商用交流電源からの入力電圧が設定電
    圧以下に低下したことを検出する入力電圧検出回路を設
    け、コンピュータボード等の負荷を駆動するための二次
    側駆動回路を前記高周波トランスの二次側巻線に接続
    し、前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路及び二次
    側駆動回路と電気的に完全に絶縁され、かつ、電池又は
    外部直流電源等を入力源として動作するスイッチング素
    子を備えた直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路を前記
    高周波トランスの三次側巻線に接続し、前記入力電圧検
    出回路からの検出情報に基づいて、前記交流側ＲＣＣ方
    式のスイッチング回路及び直流側ＲＣＣ方式のスイッチ
    ング回路の動作切り替えを高速で行うための高速切替手
    段を備えさせ、前記商用交流電源からの入力電圧が設定
    電圧以上であることを前記入力電圧検出回路が検出して
    いる場合には、該入力電圧検出回路からの出力指令で、
    前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路を優先して作
    動させることにより前記二次側駆動回路に電力を供給す
    ると共に前記直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路の作
    動を停止させ、前記商用交流電源からの入力電圧が設定
    電圧よりも低下していることを前記入力電圧検出回路が
    検出した場合には、該入力電圧検出回路からの反転出力
    指令で、前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路の動
    作を停止させると共に前記直流側ＲＣＣ方式のスイッチ
    ング回路を作動させることにより前記二次側駆動回路に
    電力を供給することを特徴とする無停電性スイッチング
    レギュレータ。
  2. 【請求項２】 前記二次側駆動回路への直流出力を定電
    圧制御するための基準電圧内蔵の比較増幅用素子を設
    け、この比較増幅用素子の出力端に２つのフォトカプラ
    ーのフォトダイオード側を直列又はバランス抵抗を介し
    て並列に接続し、前記２つのフォトカプラーのフォトト
    ランジスタそれぞれを前記交流側ＲＣＣ方式のスイッチ
    ング回路と直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路とに配
    置し、前記２つのフォトトランジスタのコレクタ端子そ
    れぞれを前記各スイッチング回路を制御するために用い
    るＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック入力端子に接続
    し、前記２つのフォトトランジスタのエミッタ端子それ
    ぞれを前記ＰＷＭ制御用ＩＣのグランド端子に接続し、
    前記２つのフォトトランジスタのコレクタ端に対してコ
    レクタ端を、かつ、エミッタ端に対してエミッタ端をそ
    れぞれ接続したトランジスタの２つを設け、前記２つの
    トランジスタのベース端子に前記入力電圧検出回路から
    の出力指令を互いに反転させた状態で伝達できるように
    該２つのベース端子と該入力電圧検出回路とを接続し、
    前記ＰＷＭ制御用ＩＣとしてＲＣＣ部分共振型制御用Ｉ
    Ｃ又は該ＩＣとほぼ同等の機能を有するＩＣ又は該ＩＣ
    とほぼ同等の機能を有する制御回路を用いてなる請求項
    １記載の無停電性スイッチングレギュレータ。
  3. 【請求項３】 前記高速切替手段が、前記交流側ＲＣＣ
    方式のスイッチング回路の入力電圧検出回路に備えたホ
    トダイオードと直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回路に
    備えたホトトランジスタとにより両スイッチング回路を
    光結合するためのホトカプラー等からなる高速絶縁反転
    増幅器と、前記ホトトランジスタのコレクタ−エミッタ
    間に設けたクランプ用ツェナーダイオードとを備え、前
    記ホトトランジスタのエミッタ端にトランジスタをダー
    リントン接続し、このトランジスタのコレクター側に直
    列にダイオードを順方向接続し、このダイオードのカソ
    ード側を前記ＰＷＭ制御用ＩＣのフィードバック端子に
    接続してなる請求項１又は２記載の無停電性スイッチン
    グレギュレータ。
  4. 【請求項４】 前記直流側ＲＣＣ方式のスイッチング回
    路に使用するＰＷＭ制御用ＩＣに電圧を供給するための
    ２つの供給回路を設け、前記一方の供給回路に前記電池
    又は外部直流電源等からの直流電圧を起動回路を通して
    起動用コンデンサに充電電流が流れる間のみ閉じる第１
    の電子スイッチを備え、前記第１の電子スイッチから直
    流電圧の供給を受けて前記高周波トランスが発振状態に
    なった後に前記三次側巻線の誘起電圧を整流して作る補
    助電圧を前記直流側のＰＷＭ制御用ＩＣに供給するため
    の第２の電子スイッチを前記他方の供給回路に備え、前
    記商用交流電源の入力電圧が設定電圧よりも低下したこ
    とを前記入力電圧検出回路が検出すると、コンピュータ
    の終了指令を出力してシャットダウン処理を行うための
    シャットダウン処理手段と、前記シャットダウン処理手
    段による処理が終了した後、前記ホトカプラーからの指
    令により前記第２の電子スイッチをＯＦＦに切り替える
    と共に前記直流側スイッチング素子をＯＦＦにするスイ
    ッチオフ手段とを設けたことを特徴とする請求項１記載
    の無停電性スイッチングレギュレータ。
  5. 【請求項５】 前記一次側巻線の巻き終わり端又は前記
    三次側巻線の巻き終わり端のいずれか一方に共振用コン
    デンサを接続し、前記二次側駆動回路に高分子半導体コ
    ンデンサ又は高分子半導体コンデンサとほぼ同等の等価
    直列抵抗の低いコンデンサ及び低電圧大電流出力を作る
    ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に２つのＦＥＴをトーテンポ
    ール状に接続した同期整流回路を設けてなる請求項１記
    載の無停電性スイッチングレギュレータ。
  6. 【請求項６】 前記高周波トランスを、鉄芯と、その鉄
    心に前記二次側巻線の全巻き数のほぼ半分の巻き数で構
    成された内側二次側巻線と、この内側二次側巻線の外側
    に層間絶縁体を介して巻き付けた三次側巻線と、この三
    次側巻線の外側に層間絶縁体を介して巻き付けた高圧巻
    線である一次側巻線と、この一次側巻線の外側に前記二
    次側巻線の全巻き数から前記内側二次側巻線の巻き数を
    差し引いた残りの巻き数で構成された外側二次側巻線と
    からなり、前記内側二次側巻線、三次側巻線、外側二次
    側巻線を平板銅板で構成し、これら内側二次側巻線、三
    次側巻線、外側二次側巻線の巻き幅と丸線でなる前記一
    次側巻線の巻き幅とを同一にしてなる請求項１記載の無
    停電性スイッチングレギュレータ。
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