CN114244150B - 一种开关变换器及其检测电路 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及电源技术领域，尤其是一种开关变换器及其检测电路，其包括开关变换器本体，开关变换器本体包括稳压电路和检测电路，稳压电路的输入端接入交流电；触发子电路的输入端与稳压电路的输出端连接，触发子电路的输出端与切换子电路的输入端连接，切换子电路的输出端分别与两组光耦子电路的输入端连接，稳压电路包括稳压芯片，两组光耦子电路的输出端均与稳压芯片的反馈引脚连接；本申请具有降低开关变换器的维护成本的优点。

Description

一种开关变换器及其检测电路
技术领域
本申请涉及电源技术领域，尤其是涉及一种开关变换器及其检测电路。
背景技术
开关模式电源（Switch Mode Power Supply，简称SMPS），又称交换式电源、开关变换器，是一种高频化电能转换装置，是电源供应器的一种。其功能是将一个位准的电压，透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。开关电源的输入多半是交流电源（例如市电）或是直流电源，而输出多半是需要直流电源的设备，例如个人电脑，而开关电源就进行两者之间电压及电流的转换。
相关技术中，开关变换器内部通常设置有稳压电路和检测电路，检测电路，检测电路通常采用光耦反馈的形式，对稳压电路输出的电压进行检测，并将检测出的电压信息通过光耦这一元器件反馈到稳压电路内的稳压芯片的反馈引脚处，再由稳压芯片对稳压电路输出的电压进行调控。
针对上述相关技术，发明人认为存在以下问题：当光耦使用久时，可能会出现光衰现象，进而影响光耦传递信号的效果，又由于光耦的体积大，将光耦独立从检测电路中拆出较为困难，因此，现有的手段通常是将这个检测电路进行更换，在此过程中，部分仍能正常工作的元器件也需要被替除，从而间接造成了开关变换器的维护成本的增加。
发明内容
为了降低开关变换器的维护成本，本申请提供一种开关变换器及其检测电路。
本申请提供的一种开关变换器及其检测电路采用如下的技术方案：
一种开关变换器及其检测电路，包括开关变换器本体，所述开关变换器本体包括稳压电路和检测电路，所述稳压电路的输入端接入交流电；
所述触发子电路的输入端与所述稳压电路的输出端连接，所述触发子电路的输出端与所述切换子电路的输入端连接，所述切换子电路的输出端分别与两组所述光耦子电路的输入端连接，所述稳压电路包括稳压芯片，两组所述光耦子电路的输出端均与所述稳压芯片的反馈引脚连接。
通过采用上述技术方案，当稳压电路输出的电压值有误时，由于触发子电路的输入端与稳压电路的输出端连接，因此，稳压电路输出的电压流入触发子电路，触发子电路通电后，电流从触发子电路流入切换子电路，并从切换子电路的其中一个选择输出端流入到其中一组光耦子电路，最后由该组光耦子电路流入至稳压芯片的反馈引脚处，由稳压芯片对稳压电路输出的电压进行调控，在此过程中，由于切换子电路可以选择电流的流出的通道，且光耦子电路设置有两组，可通过切换子电路实现两组光耦子电路间歇交替工作，减少了单组光耦子电路因持续使用时间过长而出现光衰的情况发生，间接延长了检测电路的使用寿命。与相关技术相比，上述操作减少了因需要更换光耦而更换整个检测电路的必要性，进而降低了开关变换器的维护成本。
优选的，所述切换子电路包括两组开关三极管、第一控制三极管以及第二控制三极管，所述开关三极管的基极接入PWM波，两组所述开关三极管的集电极分别与所述第一控制三极管的基极和所述第二控制三极管的基极连接，所述第一控制三极管的发射极与其中一组所述光耦子电路的输入端连接，所述第二控制三极管的发射极与另一组所述光耦子电路的输入端连接。
通过采用上述技术方案，当接入至两组开关三极管的PWM波为高电平时，其中一组开关三极管导通，此时第一控制三极管导通，第二控制三极管截止，以使其中一个光耦子电路的输入端和输出端能够接入至触发子电路，触发子电路的电流能够流入至其中一个光耦子电路内。同理，当接入至两组开关三极管的PWM波为低电平时，另一组开关三极管导通，此时第二控制三极管导通，第一控制三极管截止，以使另一个光耦子电路的输入端和输出端能够接入至触发子电路，触发子电路的电流能够流入至另一个光耦子电路内。综上，上述操作实现了检测电路中的两组光耦子电路的工作状态的转换。
优选的，所述切换子电路还包括两个基极限流电阻，两个所述基极限流电阻的一端分别与两组所述开关三极管的基极连接，两个所述基极限流电阻的另一端接入PWM波。
通过采用上述技术方案，基极限流电阻用于限制流入两组开关三极管的基极的电流，以减少两组开关三极管因流入的电流过大而受损的情况发生，间接提高了该检测电路的使用寿命。
优选的，所述切换子电路还包括两个PWM基准电阻，两个所述PWM基准电阻的一端分别与两组所述开关三极管的集电极连接，两个所述PWM基准电阻的另一端分别与所述第一控制三极管的基极以及所述第二控制三极管的基极连接。
通过采用上述技术方案，两个PWM基准电阻提供了PWM电压基准，可通过改变两个PWM基准电阻的阻值，进而改变PWM电压基准，使得检测电路能够工作在PWM信号波形比较陡直的位置，间接提高了该检测电路的适用性。
优选的，与所述第二控制三极管连接的其中一组所述开关三极管的数量设置为两个，两个所述开关三极管并联，其中一个所述开关三极管的基极接入PWM波，该所述开关三极管的集电极与另一个所述开关三极管的基极连接，另一个所述开关三极管的集电极与所述第二控制三极管的基极连接。
通过采用上述技术方案，两个开关三极管并联，其中一个开关三极管控制另一个开关三极管的导通和截止，且另一个开关三极管控制第二控制三极管的导通和截止，采用分级控制的方式，间接提高了该检测电路的控制精度。
优选的，所述稳压电路包括防雷击浪涌子电路，所述防雷击浪涌子电路包括热敏电阻、保险丝以及压敏电阻，所述热敏电阻的一端接入零线，所述保险丝的一端接火线，所述压敏电阻跨接于火线与零线之间。
通过采用上述技术方案，热敏电阻能够减少电路开机瞬间由于容性负载充电而产生的瞬间浪涌电流；当电路中的电流过大时，保险丝能产生较多的热，便于保险丝迅速熔断，从而起到保护电路的作用；当电路出现异常瞬时过电压 压敏电阻并达到其导通电压时，泄放由异常瞬时过电压导致的瞬时过电流，综上，防雷击浪涌子电路能够对稳压电路起到保护作用。
优选的，所述稳压电路还包括整流子电路和初级滤波子电路，所述整流子电路的输入端与所述防雷击浪涌子电路的输出端连接，所述初级滤波子电路的输入端与所述整流子电路的输出端连接，所述初级滤波子电路设置为π型滤波电路。
通过采用上述技术方案，由于初级滤波子电路的输入端与整流子电路的输出端连接，且初级滤波子电路设置为π型滤波电路。当电流流过初级滤波子电路时，初级滤波子电路能够去除电流中不需要的谐波，减小电流的脉动，使电流更加平滑，间接提高稳压电路的输出质量。
优选的，所述稳压电路还包括变压器和差模抑制子电路，所述变压器的初级与所述稳压芯片的控制引脚连接，所述差模抑制子电路包括差模抑制电容，所述差模抑制电容跨接于所述变压器的初级与次级之间。
通过采用上述技术方案，变压器用于将高电压转换为低电压，同时，差模抑制电容跨接于变压器的初级与次级之间，以滤除初级和次级耦合产生的共模扰乱，提高稳压电路的工作稳定性。
优选的，所述稳压电路还包括次级滤波子电路，所述次级滤波子电路的输入端与所述变压器的次级连接，所述次级滤波子电路设置为RC滤波电路。
通过采用上述技术方案，次级滤波子电路用于滤除由输入端引入的干扰噪声，同时消除因外接输入点动作时产生的抖动引起的不良影响。
优选的，所述稳压电路还包括纹波改善子电路，所述纹波改善子电路的输入端与所述次级滤波子电路的输出端连接。
通过采用上述技术方案，电流进入纹波改善子电路内进行存储，待电流稳定后再由纹波改善子电路的输出端进行输出，以提高稳压电路的输出稳定性。
综上所述，本申请包括以下至少一种有益技术效果：
1. 当其中一组光耦子电路因使用时间过长而出现光衰现象，导致该组光耦子电路传递信号的能力下降时，可通过切换子电路将电流引入到另一组光耦子电路处，同时，关闭出现光衰的光耦子电路。与相关技术相比，上述操作减少了因需要更换光耦而更换整个检测电路的必要性，进而降低了开关变换器的维护成本；
2. 基极限流电阻用于限制流入两组开关三极管的基极的电流，以减少两组开关三极管因流入的电流过大而受损的情况发生，间接提高了该检测电路的使用寿命；
3. 两个PWM基准电阻提供了PWM电压基准，可通过改变两个PWM基准电阻的阻值，进而改变PWM电压基准，使得检测电路能够工作在PWM信号波形比较陡直的位置，间接提高了该检测电路的适用性。
附图说明
图1是本申请实施例的整体的电路原理图。
图2是本申请实施例中稳压电路的电路原理图。
图3是本申请实施例中检测电路的电路原理图。
附图标记说明：1、开关变换器本体；11、稳压电路；111、防雷击浪涌子电路；112、整流子电路；113、初级滤波子电路；114、变压器；115、稳压芯片；116、差模抑制子电路；117、次级滤波子电路；118、纹波改善子电路；12、检测电路；121、触发子电路；122、切换子电路；123、光耦子电路。
具体实施方式
以下结合附图1-图3对本申请作进一步详细说明。
本申请实施例公开一种开关变换器及其检测电路。参照图1，一种开关变换器及其检测电路包括开关变换器本体1，开关变换器本体1包括稳压电路11和检测电路12，稳压电路11的输入端接入交流电，并将交流电转换成直流电，检测电路12用于检测稳压电路11输出的直流电是否正常。
对应的，下面结合本申请实施例的电路原理图，对稳压电路11和检测电路12内的各个元器件的连接关系进行描述，具体如下：
参照图2和图3，稳压电路11包括防雷击浪涌子电路111，防雷击浪涌子电路111包括热敏电阻、保险丝以及压敏电阻，热敏电阻、保险丝以及压敏电阻分别对应图2中的热敏电阻RT、保险丝FR以及压敏电阻RV，热敏电阻RT的一端接入零线N，保险丝FR的一端接火线L，压敏电阻RT的两端分别与热敏电阻RT的另一端以及保险丝FR的另一端电连接，且压敏电阻RV跨接于火线L与零线N之间。
由于开关变换器本体1需要通过火线L和零线N接入到市电设备，热敏电阻RT能够减少电路开机瞬间由于容性负载充电而产生的瞬间浪涌电流，当电路中的电流过大时，保险丝FR能产生较多的热，便于保险丝FR迅速熔断，从而起到保护电路的作用；当电路出现异常瞬时过电压 且压敏电阻RV并达到其导通电压时，泄放由异常瞬时过电压导致的瞬时过电流，同时 把异常瞬态过压钳制在一个安全水平之内，从而保护后级电路免遭异常瞬时过电压的损坏。综上，防雷击浪涌子电路111能够对稳压电路11起到保护作用。
此外，稳压电路11还包括整流子电路112，整流子电路112对应设置为图2中的整流桥RS，整流桥RS的两个输入端分别与压敏电阻RV的两端电连接，在本实施例中，整流桥RS对应采用现有技术中常规的整流电路，其作用在于将稳压电路11接入的交流电稳定转换为直流电，在此不做过多赘述。
进一步的，稳压电路11还包括初级滤波子电路113，在本实施例中，初级滤波子电路113采用π型滤波电路，初级滤波子电路113由图2中的电容EC1、电容EC2以及电感L组成，电容EC1和电容EC2并联，电容EC1和电容EC2均跨接于火线L和零线N之间，电容EC1的两端与整流桥RS的两个输出端电连接，而电感L接入至火线L且位于电容EC1和电容EC2之间。由电容EC1、电容EC2以及电感L组成的π型滤波电路能够去除该稳压电路11中不需要的谐波,并减小电流的脉动,使电流更加平滑，间接提高稳压电路11的输出质量。
此外，稳压电路11还包括变压器114和稳压芯片115，变压器114对应设置为电路原理图中的变压器T1，而稳压芯片115则对应图2中的芯片U1，在本实施例中，芯片U1采用的型号为PN8145T，变压器T1的初级高压和初级地分别与芯片U1的两个控制引脚SW电连接。变压器T1用于将稳压电路11接入的高电压转换为低电压，并通过自身的次级输出，而芯片U1则用于控制变压器T1的输出压值。
进一步的，稳压电路11还包括差模抑制子电路116，差模抑制子电路116包括差模抑制电容，在本实施例中，差模抑制电容对应图2中的电容C5，电容C5跨接于变压器T1的初级高压和变压器T1的次级地之间，以滤除初级和次级耦合产生的共模扰乱，提高稳压电路11的工作稳定性。
参照图2，此外，稳压电路11还包括次级滤波子电路117和纹波改善子电路118，在本实施例中，次级滤波子电路117设置为RC滤波电路，次级滤波子电路117对应由图2中的电阻R10和电容C7组成，电阻R10和电容C7串联，电阻R10的一端与变压器T1的次级高压电连接，当次级滤波子电路117用于滤除由输入端引入的干扰噪声，同时消除因外接输入点动作时产生的抖动引起的不良影响。
对应的，在本实施例中，纹波改善子电路118对应由图2中的电容EC4和电容EC5，电容EC4和电容EC5并联，且电容EC4和电容EC5均跨接于变压器T1的次级高压和次级地之间，变压器T1输出的电流经过次级滤波子电路117后存储到电容EC4和电容EC5内，待电流稳定后再由电容EC4和电容EC5进行输出，进而改善了该稳压电路11的输出纹波，提高稳压电路11的输出稳定性。
对应的，为进一步提高稳压电路11的输出稳定性和输出精度，则需要用到检测电路12，具体的，检测电路12包括触发子电路121、切换子电路122以及两组光耦子电路123，触发子电路121用于实时检测稳压电路11的输出的电压压值，切换子电路122用于实现两组光耦子电路123之间的切换使用，而光耦子电路123则用于将触发子电路121反馈的电流输送至稳压芯片115处。
具体的，触发子电路121对应由图3中的电阻R5、电阻R6、电阻R3、电阻R4以及可控精密稳压源U2组成，在本实施例中，可控精密稳压源采用的型号为TL341，电阻R5和电阻R6串联，电阻R5的一端与电容EC5的一端电连接，且接入至稳压电路11的高压端，电阻R6的另一端接地，电阻R3和电阻R4串联，电阻R3的一端与电阻R5接入稳压电路11的高压端的一端电连接，电阻R4的一端与可控精密稳压源U2的阴极电连接，可控精密稳压源U2的参考级接入电阻R5和电阻R6之间，可控精密稳压源U2的阳极接地。
当稳压电路11的输出电压增高时，电阻R5和电阻R6分压到可控精密稳压源U2的参考级的电压增大，进而使得流过可控精密稳压源U2的电流增大。
对应的，切换子电路122包括两组开关三极管、第一控制三极管以及第二控制三极管，其中一组开关三极管对应设置为图3中的三极管Q0，另一组开关三极管对应设置为图3中的三极管Q1和三极管Q2，三极管Q0和三极管Q1的基极接入PWM波，在本实施例中，接入的PWM波频率可根据开关变换器的实际使用需求进行调整，在此不做过多赘述。三极管Q0的集电极、三极管Q1的集电极以及三极管Q2的集电极均接地。
此外，切换子电路还包括基极限流电阻，基极限流电阻对应设置为图3中的电阻R7和电阻R8，电阻R7的一端接入PWM波，电阻R7的另一端与三极管Q0的基极电连接，电阻R8的一端接入PWM波，电阻R8的另一端与三极管Q1的基极电连接。
具体的，基极限流电阻用于限制流入三极管Q0的基极和三极管Q1的基极的电流，以减少三极管Q0和三极管Q1因流入的电流过大而受损的情况发生，间接提高了该检测电路的使用寿命。
对应的，第一控制三极管和第二控制三极管对应设置为图3中的三极管Q3和三极管Q4，三极管Q0的集电极与三极管Q3的基极电连接，三极管Q1的集电极与电阻R3的一端电连接，三极管Q2的基极与三极管Q1的集电极电连接，三极管Q1的集电极与三极管Q4的基极电连接，而三极管Q3的集电极和三极管Q4的集电极均接入至电阻R3和电阻R4之间。
当接入至三极管Q0的基极和三极管Q1的基极的PWM波为高电平时，三极管Q0和三极管Q1导通，对应的，三极管Q3导通，三极管Q2被三极管Q1短路，三极管Q2截止，因此，三极管Q4截止。同理，当接入至三极管Q0的基极和三极管Q1的基极的PWM波为高电平时，三极管Q0和三极管Q1截止，对应的，三极管Q3截止， 三极管Q2导通，因此，三极管Q4导通。
进一步的，切换子电路还包括两个PWM基准电阻，两个PWM基准电阻分别对应设置为图3中的电阻R9和电阻R11，电阻R9的两端分别与三极管Q3的基极以及三极管Q0的集电极电连接，而电阻R11的一端与电阻R3的一端电连接，电阻R11的另一端与三极管Q1的集电极电连接。
两个PWM基准电阻提供了PWM电压基准，可通过改变两个PWM基准电阻的阻值，进而改变PWM电压基准，使得检测电路能够工作在PWM信号波形比较陡直的位置，间接提高了该检测电路的适用性。
对应的，其中一组光耦电路对应由图3中的发光器U3A和受光器U3B组成，另一组光耦电路则对应由图3中的发光器U4A和受光器U4B组成。发光器U3A的阴极和发光器U4A的阴极均接入至电阻R3和电阻R4之间。同时，发光器U3A的阳极与三极管Q3的集电极电连接，而发光器U4A的阳极则与三极管Q4的集电极电连接。
同时，芯片U1的COMP引脚接入有电阻R10，受光器U3B和受光器U4B均与电阻R10串联，同时，受光器U3B的漏极和受光器U4B的漏极均接入芯片U1的COMP引脚。
对应的，当三极管Q3导通，三极管Q4截止时，发光器U3A有电流流入，发光器U3A传递光信号至受光器U3B处，以使电阻R11两端电压增大，送入芯片U1的COMP引脚的电压也随之增大，芯片U1控制输出开关管PWM，降低输出电压。同理，当三极管Q3截止，三极管Q4导通时，发光器U4A有电流流入，发光器U4A传递光信号至受光器U4B处，以使电阻R11两端电压增大，送入芯片U1的COMP引脚的电压也随之增大，芯片U1控制输出开关管PWM，降低输出电压。因此，可通过控制三极管Q3和三极管Q4之间的导通或截止，以使两组光耦子电路123间歇性交替工作。
本申请实施例一种开关变换器及其检测电路的实施原理为：当稳压电路11输出的电压值有误时，由于触发子电路121的输入端与稳压电路11的输出端连接，因此，稳压电路11输出的电压流入触发子电路121，触发子电路121通电后，电流从触发子电路121流入切换子电路122，并从切换子电路122的其中一个选择输出端流入到其中一组光耦子电路123，最后由该组光耦子电路123流入至稳压芯片115的反馈引脚处，由稳压芯片115对稳压电路11输出的电压进行调控，在此过程中，由于切换子电路122可以选择电流的流出的通道，且光耦子电路123设置有两组，可通过切换子电路122实现两组光耦子电路123间歇交替工作，减少了单组光耦子电路123因持续使用时间过长而出现光衰的情况发生，间接延长了检测电路12的使用寿命。与相关技术相比，上述操作减少了因需要更换光耦而更换整个检测电路12的必要性，进而降低了开关变换器的维护成本。
以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，故：凡依本申请的结构、形状、原理所做的等效变化，均应涵盖于本申请的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种开关变换器及其检测电路，其特征在于：包括开关变换器本体(1)，所述开关变换器本体(1)包括稳压电路(11)和检测电路(12)，所述稳压电路(11)的输入端接入交流电；所述检测电路(12)包括触发子电路(121)、切换子电路(122)以及两组光耦子电路(123)，所述触发子电路的输入端与所述稳压电路的输出端连接，所述触发子电路的输出端与所述切换子电路的输入端连接，所述切换子电路的输出端分别与两组所述光耦子电路的输入端连接，所述稳压电路包括稳压芯片，两组所述光耦子电路的输出端均与所述稳压芯片的反馈引脚连接；所述切换子电路(122)包括两组开关三极管、第一控制三极管以及第二控制三极管，所述开关三极管的基极接入PWM波，两组所述开关三极管的集电极分别与所述第一控制三极管的基极和所述第二控制三极管的基极连接，所述第一控制三极管的发射极与其中一组所述光耦子电路(123)的输入端连接，所述第二控制三极管的发射极与另一组所述光耦子电路(123)的输入端连接；所述切换子电路(122)还包括两个基极限流电阻，两个所述基极限流电阻的一端分别与两组所述开关三极管的基极连接，两个所述基极限流电阻的另一端接入PWM波；所述切换子电路(122)还包括两个PWM基准电阻，两个所述PWM基准电阻的一端分别与两组所述开关三极管的集电极连接，两个所述PWM基准电阻的另一端分别与所述第一控制三极管的基极以及所述第二控制三极管的基极连接，与所述第二控制三极管连接的其中一组所述开关三极管的数量设置为两个，两个所述开关三极管并联，其中一个所述开关三极管的基极接入PWM波，该所述开关三极管的集电极与另一个所述开关三极管的基极连接，另一个所述开关三极管的集电极与所述第二控制三极管的基极连接，可通过所述切换子电路(122)实现两组所述光耦子电路(123)间歇交替工作。
2.根据权利要求1所述的一种开关变换器及其检测电路，其特征在于：所述稳压电路(11)包括防雷击浪涌子电路(111)，所述防雷击浪涌子电路(111)包括热敏电阻、保险丝以及压敏电阻，所述热敏电阻的一端接入零线，所述保险丝的一端接火线，所述压敏电阻跨接于火线与零线之间。
3.根据权利要求2所述的一种开关变换器及其检测电路，其特征在于：所述稳压电路(11)还包括整流子电路(112)和初级滤波子电路(113)，所述整流子电路(112)的输入端与所述防雷击浪涌子电路(111)的输出端连接，所述初级滤波子电路(113)的输入端与所述整流子电路(112)的输出端连接，所述初级滤波子电路(113)设置为π型滤波电路。
4.根据权利要求2所述的一种开关变换器及其检测电路，其特征在于：所述稳压电路(11)还包括变压器(114)和差模抑制子电路(116)，所述变压器(114)的初级与所述稳压芯片(115)的控制引脚连接，所述差模抑制子电路(116)包括差模抑制电容，所述差模抑制电容跨接于所述变压器(114)的初级与次级之间。
5.根据权利要求4所述的一种开关变换器及其检测电路，其特征在于：所述稳压电路(11)还包括次级滤波子电路(117)，所述次级滤波子电路(117)的输入端与所述变压器(114)的次级连接，所述次级滤波子电路(117)设置为RC滤波电路。
6.根据权利要求5所述的一种开关变换器及其检测电路，其特征在于：所述稳压电路(11)还包括纹波改善子电路(118)，所述纹波改善子电路(118)的输入端与所述次级滤波子电路(117)的输出端连接。
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