JPH09289772A - 無停電性スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】スイッチングレギュレータ停電化には、回路基
板の付加と言った簡単な改造で対応でき、しかも新商品
として、同等の容量であれば共通の回路基板をそのまま
使用できる無停電性スイッチングレギュレータを実現す
ること。 【解決手段】スイッチングレギュレータ部における第１
高周波トランスへの一次側入力からの分岐路が、このス
イッチングレギュレータ部とは別の第２の高周波トラン
スの一方側の巻線に接続されて充放電一次側回路が構成
され、第２の高周波トランスの他方側の巻線には少なく
とも蓄電池が接続されて充放電二次側回路が構成される
とともに、スイッチングレギュレータ部から第２の高周
波トランスを介した蓄電池への充電電流と、蓄電池から
第２の高周波トランスを介したスイッチングレギュレー
タ部への放電電流の２種類の電流が分岐路に流れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無停電性のスイッ
チングレギュレータにあって、低コスト化と省スペース
化が可能で、しかも既存のＡＣ／ＤＣスイッチングレギ
ュレータを無停電性のものに簡単に改造できる構成を実
現する技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】各種のＯＡ機器やセキュリティシステム
のような直流負荷への電力供給には、一般に、商用交流
を入力、安定化直流を出力とするＡＣ／ＤＣスイッチン
グレギュレータが使用されている。これは、一次側にお
いて交流入力を整流した後に高速のスイッチング素子で
チョッピングし、高周波トランスを介して二次側に出力
して平滑化し、安定した直流出力を得るものである。こ
れは、商用交流が整流回路によって整流された後、一次
側の平滑コンデンサに充電され、スイッチング素子の高
速チョッピング動作によってチョッピングされ、高周波
トランスを介して、二次側に出力される。高周波トラン
スから二次側に出力された高周波電流は、整流ダイオー
ド、転流ダイオード、チョークコイルよりなる二次側回
路によって安定した直流電力となって、負荷に供給され
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】そして、最近のＯＡ化
や情報化の進展を受け、情報の保全を目的として無停電
性スイッチングレギュレータの需要が、急速に高まりつ
つある。ところが、この従来のスイッチングレギュレー
タは、その回路構成から明らかなように、停電によって
商用交流が断となた時には負荷に対して電力を供給する
ことはできない。すなわち、無停電性を有していない。
そこで、このスイッチングレギュレータを無停電性にす
るに当たっては、一般に商用交流の無停電化が図られ
る。つまり、交流の無停電電源（ＵＰＳ）を介して交流
電力を供給する、という構成が取られている。このよう
なＵＰＳの利用は、全く別個の機器が必要となることか
ら、そのコストが高くなったり、多くのスペースが必要
となり、ユーザー側の負担が大きい。また、交流のＵＰ
Ｓは蓄電池を充電するために一旦直流に変換し、再び交
流に変換するためにその効率も低く、かつ商用電源とス
イッチングレギュレータの間に直列に入ることになる。
従って、ＵＰＳの効率×使用中のスイッチングレギュレ
ータの効率から決まるトータル効率と負荷の容量により
ＵＰＳの容量を設定しなければならないことから、ＵＰ
Ｓが大型化してしまう。このことも、やはり大幅なコス
トアップ要因となってしまう。ここで、昨今のＯＡシス
テムの低価格化の流れの中で、無停電性スイッチングレ
ギュレータとしても一層の低価格化が望まれていること
は、言うまでもないことである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】このような現状により、
無停電性スイッチングレギュレータのメーカーとして
は、顧客が使用中の従来のスイッチングレギュレータの
無停電化には、例えば回路基板の付加と言った簡単な改
造で対応でき、しかも新商品として、同等の容量であれ
ば共通の回路基板をそのまま使用できる、と言う構成
が、コストダウンの見地からは望ましい。

【０００５】そこで本発明者は鋭意検討し、顧客および
メーカーのどちらにも理想的な、上記要望を満足できる
無停電性スイッチングレギュレータを案出した。このよ
うな本発明の無停電性スイッチングレギュレータは、第
１の高周波トランスを介して交流入力側となる一次側回
路と、直流出力側となる二次側回路とが構成されたスイ
ッチングレギュレータ部における第１の高周波トランス
への一次側入力からの分岐路が、このスイッチングレギ
ュレータ部とは別の第２の高周波トランスの一方側の巻
線に接続されて充放電一次側回路が構成され、第２の高
周波トランスの他方側の巻線には少なくとも蓄電池が接
続されて充放電二次側回路が構成されるとともに、スイ
ッチングレギュレータ部から第２の高周波トランスを介
した蓄電池への充電電流と、蓄電池から第２の高周波ト
ランスを介したスイッチングレギュレータ部への放電電
流の２種類の電流が分岐路に流れるようにしたものであ
る。

【０００６】ここでより好ましくは、第２の高周波トラ
ンスの一方側の巻線と他方側の巻線が互いに逆極性に接
続され、充放電一次側回路には、放電電流の方向が順方
向となるようにダイオードが並列に接続された一次側ス
イッチング手段が、また充放電二次側回路には、充電電
流の方向が順方向となるようにダイオードが並列に接続
された二次側スイッチング手段がそれぞれ設けられると
ともに、スイッチングレギュレータ部における整流回路
の入力電圧によって、一次側スイッチング手段と二次側
スイッチング手段に対して発振停止信号と発振開始信号
がそれぞれ与えられる構成を取るとよい。

【０００７】さらには、一次側スイッチング手段および
二次側スイッチング手段のそれぞれに内蔵ダイオードを
有する電界効果トランジスタを用いることにより、それ
ぞれのスイッチング手段がダイオードと一体化された構
成を取ることもできる。

【０００８】次に、本発明の作用について説明する。第
１の高周波トランスを介して交流入力側となる一次側回
路と、直流出力側となる二次側回路とが構成されたスイ
ッチングレギュレータ部、または使用中のスイッチング
レギュレータにおける第１の高周波トランスへの一次側
入力、例えば、一次側平滑コンデンサの両極から分岐路
を取り出し、蓄電池を含む充放電回路を取り付ける。従
って、既存のスイッチングレギュレータに容易に改造を
施すことができる。加えて、バックアップ用の充放電回
路が、商用電源を入力とするスイッチングレギュレータ
の主幹路に対して並列に接続されることになる。この分
岐路に接続される充放電回路は、スイッチングレギュレ
ータ部とは別の第２の高周波トランスの一方側の巻線に
この分岐路が接続された充放電一次側回路と、第２の高
周波トランスの他方側の巻線に少なくとも蓄電池が接続
された充放電二次側回路によって構成されている。従っ
て、一つの高周波トランス（第２の高周波トランス）
に、一次側から二次側と二次側から一次側という、二方
向のエネルギーが流れることになる。よって、スイッチ
ングレギュレータ部から第２の高周波トランスを介した
蓄電池への充電電流と、蓄電池から第２の高周波トラン
スを介したスイッチングレギュレータ部への放電電流の
２種類の電流が分岐路に流れるため、充電用の回路と放
電用の回路が兼用される。

【０００９】さらに具体例に沿って説明すると、第２の
高周波トランスの一方側の巻線と他方側の巻線が互いに
逆極性に接続され、フライバック方式による充放電一次
側回路と充放電二次側回路が結合されている。そして、
下記のダイオードの作用によって極めて効率的な動作が
行われることになる。すなわち、充放電一次側回路に
は、放電電流の方向が順方向となるようにダイオードが
並列に接続された一次側スイッチング手段が、また充放
電二次側回路には、充電電流の方向が順方向となるよう
にダイオードが並列に接続された二次側スイッチング手
段がそれぞれ設けられているので、充電時には、充放電
一次側回路のダイオードが逆方向になって一次側スイッ
チング手段がアクティブ状態となるため、第２の高周波
トランスによってエネルギーが伝達されて蓄電池が充電
される。この蓄電池への充電時には、充放電二次側回路
のダイオードは充電電流の方向に対して順方向となって
いるので、そのまま蓄電池に充電されることになる。逆
に停電時等、蓄電池から電力を供給する場合は、今度は
充放電二次側回路のダイオードは放電電流の方向に対し
て逆方向となり、二次側スイッチング手段がアクティブ
状態となり、蓄電池のエネルギーが第２の高周波トラン
スによって充放電一次側回路に伝達される。この時、充
放電一次側回路のダイオードは、放電電流に対して順方
向となるので、スイッチングパルス電流のまま分岐路か
らスイッチングレギュレータ部に供給される。これよ
り、交流入力の断に対するバックアッブ動作が行われ
る。ここで、一次側スイッチング手段と二次側スイッチ
ング手段は、スイッチングレギュレータ部における整流
回路の入力電圧に基づく発振停止信号と発振開始信号に
よって制御される。

【００１０】加えて一次側スイッチング手段および二次
側スイッチング手段のそれぞれに内蔵ダイオードを有す
る電界効果トランジスタを用いることにより、それぞれ
のスイッチング手段をダイオードと一体化すると、ダイ
オードを別付けすることなく回路を構成することができ
る。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の無停電性スイッ
チングレギュレータの回路構成例を表している。図は第
１の高周波トランス７を介して交流入力側となる一次側
回路２ａと、直流出力側となる二次側回路２ｂとが構成
されたスイッチングレギュレータ部２または既設の従来
型スイッチングレギュレータ２における第１の高周波ト
ランス７への一次側入力からの分岐路２ｃが、このスイ
ッチングレギュレータ部２とは別の第２の高周波トラン
ス３３の一方側の巻線３４に接続されて充放電一次側回
路５３ａが構成され、第２の高周波トランス３３の他方
側の巻線３６には少なくとも蓄電池５２が接続されて充
放電二次側回路５３ｂが構成されるとともに、スイッチ
ングレギュレータ部２から第２の高周波トランス３３を
介した、蓄電池５２への充電電流と、蓄電池５２から第
２の高周波トランス３３を介したスイッチングレギュレ
ータ部２への放電電流の２種類の電流が分岐路２ｃに流
れるようにした無停電性スイッチングレギュレータであ
る。

【００１２】以下、さらに詳細を説明する。スイッチン
グレギュレータ部２から取り出された分岐路２ｃには、
充放電一次側回路５３ａと同二次側回路５３ｂよりなる
バックアップ回路５３が接続されている。スイッチング
レギュレータ部２からは、商用電源の交流入力電圧１の
停電検出を行うため、交流入力電圧１を受ける端子とし
て、活性側の端子１７および接地側の端子１８から停電
検出回路２３に、整流ダイオード２１，２２を介して全
波整流が入力される。バックアップ回路５３の充放電一
次側回路へのエネルギー供給路は、スイッチングレギュ
レータ部２の一次側交流入力電圧の整流用ブリッジ３に
よって直流変換を行った後に、その脈流分を平滑化させ
るために設けられた平滑コンデンサ４の両端より取り出
され、正側が接続端１９に、負側が接続端２０にそれぞ
れ接続されている。またバックアップ回路５３は、第２
の高周波トランス３３の一方側の巻線３４と他方側の巻
線３６が互いに逆極性に接続され、充放電一次側回路５
３ａには、放電電流の方向が順方向となるようにダイオ
ード３１が並列に接続された一次側スイッチング手段３
０が、また充放電二次側回路５３ｂには、充電電流の方
向が順方向となるようにダイオード３８が並列に接続さ
れた二次側スイッチング手段３７がそれぞれ設けられる
とともに、スイッチングレギュレータ部２における整流
回路の入力電圧によって、一次側スイッチング手段３０
と二次側スイッチング手段３７に対して発振停止信号と
発振開始信号がそれぞれ与えられる構成となっている。

【００１３】従って、このバックアップ回路５３は、既
設されている従来の一般的なスイッチングレギュレータ
に付加的に接続することもできるし、本図の構成を有す
る無停電性スイッチングレギュレータとして製作するこ
ともできる。

【００１４】続いて、図示した本発明の無停電性スイッ
チングレギュレータの動作について詳細に説明する。交
流入力電圧１が正常な時は、商用交流入力を整流した√
２倍に近い電圧が平滑コンデンサ４の両端に発生し、そ
の電圧をＰＷＭ制御回路５によって制御されるスイッチ
ング素子６によってスイッチングし、第１の高周波トラ
ンス７を経由して負荷１６に安定した直流出力を供給す
る。ここで９は二次側整流ダイオード、１０は転流ダイ
オード、１１は平滑用チョークコイル、１２は二次側平
滑コンデンサ、１３は出力電圧の分圧抵抗、１４は同電
圧の検出用抵抗である。このような商用交流による動作
時には、平滑コンデンサ４の両端電圧はバックアップ回
路５３へのエネルギー供給路となる接続端１９を経て、
このバックアップ回路５３内に設けられた第２の高周波
トランス３３の一方側の巻線（一次巻線）３４を通り、
一次側スイッチング手段３０を経由し、過電流検出抵抗
３２を通って接続端２０から平滑コンデンサ４に戻る。
ここで、図から明らかなように、充放電一次側回路５３
ａのコンバータには一次側ＲＣＣ制御回路２９を用いて
おり、その発振出力が、一次側スイッチング手段３０を
構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートに供
給される。この第２の高周波トランス３３は商用交流に
よる動作時、すなわち交流入力電圧１が正常な時は、蓄
電池５２の充電用の降圧トランスとして働き、後述の商
用交流の停電時、すなわち交流入力電圧１の異常時に
は、蓄電池５２の電圧の昇圧トランスとして働き、双方
向にエネルギーを伝達する機能を有している。

【００１５】第２の高周波トランス３３の別の巻線３５
は帰還巻線であり、蓄電池５２への充電電流を定電流化
させるため、抵抗３２の電圧降下を検出して一次側ＲＣ
Ｃ制御回路２９にフィードバックしている。すなわち、
抵抗３２の電圧降下が増大すると、一次側ＲＣＣ回路２
９は一次側スイッチング手段３０のＦＥＴのＯＮ時間を
短くするよう作動し、定電流制御が行われる。また、も
う一つの別の巻線４０は二次側ＲＣＣ制御回路４２のた
めの帰還巻線であり、抵抗３９は、蓄電池５２からの放
電時の定電流制御のためのものである。

【００１６】いま、交流入力電圧１が正常な時には、停
電検出回路２３の停電信号１の出力端５４および停電信
号２の出力端５５の出力はいずれもゼロ電圧に近いレベ
ルにあり、一次側ＲＣＣ制御回路２９の発振出力をＯ
Ｎ，ＯＦＦ制御するトランジスタ２７のベース電圧がカ
ットオフレベルにあるため、同トランジスタ２７はＯＦ
Ｆ状態となる。従って、一次側ＲＣＣ回路２９は発振動
作を行い、一次側スイッチング手段３０を構成するＦＥ
Ｔのゲートに駆動入力が加わり、リバースチョークコン
バータ動作を行う。

【００１７】この作用に基づき、図３を参照しながら説
明すると、一次側スイッチング手段３０がＯＦＦ時に、
第２の高周波トランス３３に蓄積される電磁エネルギー
（一次側スイッチング手段３０のＯＮ時電流Ｉ１に基づ
く）によって、他方の巻線（二次巻線）３６に矢印方向
の電圧Ｅ２が誘起され、充電電流１２が、二次巻線３６
の巻き始め端より蓄電池５２の正極から負極を通り、電
流検出抵抗３９を経由して二次側スイッチング手段３７
のＦＥＴの内蔵ダイオード３８の順方向を通り、二次巻
線３６の巻き終わり端に戻るように流れる。ここで、二
次側スイッチング手段３７がＯＦＦの時には、そのＦＥ
Ｔの内蔵ダイオード３８がＦＥＴのドレイン電流とほぼ
同じ電流容量を持つため、これが充放電二次側回路５３
ｂの整流ダイオードとして機能する。従って、一般的な
ＦＥＴによってスイッチング素子の機能と整流ダイオー
ド機能を併用することができ、コストダウンと省スペー
ス化に大きく寄与することができる。

【００１８】この交流入力電圧１の正常時には、停電検
出回路２３の停電信号２のゼロレベル出力を受け、フォ
トカプラ５０のＬＥＤは点灯せず、フォトトランジスタ
出力がＯＦＦとなり、反転増幅回路５１によって信号出
力を反転させる。すると、トランジスタ４３のベースを
動作レベルとする能動出力が与えられ、二次側ＲＣＣ制
御回路４２は発振停止状態となるので、二次側スイッチ
ング手段３７は停止状態となる。

【００１９】この時の、蓄電池５２への充電をコントロ
ールするための充電電流１２の制御は、充放電一次側回
路５３ａの電流検出用抵抗３２を用いて行われる。ま
た、過電圧を防止するために蓄電池５２の両端電圧を検
出し、分圧抵抗４４と検出抵抗４５によって検出レベル
を適当な値に分圧するとともに、比較する基準電圧を内
蔵した定電圧制御回路４７によって充電時の定電圧制御
が行われる。具体的には、例えば蓄電池電圧が高い場合
には、フォトカプラー４６のフォトトランジスタの出力
電流を増加させ、その結果、一次側ＲＣＣ制御回路２９
のＯＮ時間を短くするようＰＷＭ制御が行われる。低い
場合はこの逆になる。

【００２０】次に交流入力電圧１が低下、すなわち停電
時には、停電検出回路２３の停電信号１および２のいず
れかが正常時に対して反転して能動状態となる結果、一
次側ＲＣＣ制御回路２９の発振制御トランジスタ２７が
ＯＮ状態となり、一次側ＲＣＣ制御回路２９の発振が停
止するとともに、一次側スイッチング手段３０が停止す
る。この時と同時に停電信号２によりフォトカプラ５０
が能動状態となり、反転増幅回路５１の出力がゼロレベ
ルになる結果、発振制御トランジスタ４３がＯＦＦ状態
となり、二次側ＲＣＣ制御回路４２は発振状態となっ
て、二次側スイッチング手段３７を構成しているＦＥＴ
のゲートにドライブ入力が加わる。そうすると、充放電
二次側回路５３ｂがリバースチョークコンバータ動作を
行い、蓄電池５２を入力としたエネルギー変換と伝達が
行われる。以下、この動作を図４を用いて説明する。

【００２１】蓄電池５２からの電流は、二次側スイッチ
ング手段３７のＯＮ期間に、第２の高周波トランスの二
次巻線３６の巻き始め端より巻き終わり端を通って抵抗
３９を経由し、蓄電池５２の負極に向かう放電電流１２
２となって流れる。これにより、第２の高周波トランス
３３に電磁エネルギーが蓄積される。そして二次側スイ
ッチング手段３７がＯＦＦ期間になると、第２の高周波
トランス３３の一次側にＥ１なる昇圧された誘起電圧が
図中の矢印方向に発生する。この結果、一次巻線３４の
巻き終わり端から接続端１９を通して、スイッチングレ
ギュレータ部２の平滑コンデンサ４の正側から負側へ
と、１１１なる同コンデンサ４への充電電流が流れ、接
続端２０を経て抵抗３２と停止中の一次側スイッチング
手段３０（ＦＥＴ）の内蔵ダイオード３１の順方向を通
り、一次巻線３４の巻き始め端へと流れる。これより平
滑コンデンサ４への充電が行われると同時に、この電圧
を入力として、スイッチングレギュレータ部２は停電前
と同様、負荷１６に対して無瞬断で出力を供給し続ける
ことができる。

【００２２】この時、平滑コンデンサ４の両端電圧が上
がり過ぎないよう、抵抗２５，２６で検出した電圧を、
基準電圧を内蔵する一次電圧定電圧制御回路４８の比較
増幅回路によって判断して制御し、フォトカプラ４９を
通して二次側ＲＣＣ制御回路４２をＰＷＭ制御し、定電
圧制御が行われる。

【００２３】次に、停電検出回路２３の動作について、
図２の回路図および図５の波形図を用いて説明する。交
流入力電圧１を、整流ダイオード２１，２２を通して全
波整流して抵抗７３，７４で分圧し、抵抗７４の両端電
圧を入力検出電圧として認識する。ここで、コンデンサ
７５はノイズ除去用コンデンサである。オペアンプ５９
および７０は、内部にプルアップ抵抗を内蔵したもので
あり、このオペアンプ７０の基準電圧が、図５のＶｒｅ
ｆ１で示されている。この基準電圧Ｖｒｅｆ１は、５Ｖ
の外部補助電源を抵抗７１，７２で分圧し、オペアンプ
７０の反転入力側に加えられている。交流入力電圧１が
正常範囲にある時には、抵抗７４の両端電圧である正弦
波交流電圧の全波整流電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を越え
ている部分が、オペアンプ７０の非反転入力端子より入
力されて増幅され、図５に示すオペアンプ出力を得る。
この電圧は、パスコンとなるコンデンサ６９を通し、反
転増幅器として機能するトランジスタ６５のベースに印
加される。この結果として、瞬時停電の時間を決める抵
抗６１とコンデンサ６０の時定数から、コンデンサ６０
に現れる電圧が図５に示すとおりとなる。従って、交流
入力電圧１が正常な時には、同図に示すように、抵抗６
２と６３の分圧比で決まる基準電圧Ｖｒｅｆ２の値に届
かない。

【００２４】いま半波瞬停で停電検出ができるよう抵抗
６１とコンデンサ６０の時定数を定めたとすると、停電
時にはオペアンプ７０の出力に、図に示すような交流入
力電圧１の半波瞬停に対応する欠落部が生じる。その結
果、コンデンサ６０の両端電圧は時間が経つにつれて基
準電圧Ｖｒｅｆ２を越えるとともに、オペアンプ５９に
対して非反転入力となり、オペアンプ５９の非反転出力
からは能動レベル出力が発生する。従って、停電信号１
（出力端５４）および停電信号２（出力端５５）も同様
に能動レベル出力となり、一次側ＲＣＣ制御回路２９の
ＯＮ／ＯＦＦ制御用トランジスタ２７、およびフォトカ
プラ５０のいずれも能動状態となる。ここで、抵抗６６
はオペアンプ５９の出力をオペアンプ７０の反転入力に
帰還させるためのものであり、停電検出電圧レベルにヒ
ステリシス性を持たせるためのものである。

【００２５】また、上記実施形態の説明では、充放電一
次側回路３３ａおよび同二次側回路３３ｂの一次側およ
び二次側のそれぞれのスイッチング手段３０，３７とし
てダイオード３１，３８を内蔵したＦＥＴを用いたが、
これとは別に、トランジスタとダイオードを並列接続し
たものを各スイッチング手段３０，３７として構成して
もよいことは勿論、その他にも適宜設計可能な他の構成
を取ることも可能であり、本発明は、上記実施形態に何
ら制限されるものではない。

【００２６】

【発明の効果】このように、基幹ラインになっているス
イッチングレギュレータ部からの分岐路に第２の高周波
トランスを接続し、これに充電時と放電時の２方向のエ
ネルギーを伝達させるとともに、ＦＥＴの内蔵ダイオー
ドを有効に使用することで、低コストでかつ省スペース
が可能な無停電性スイッチングレギュレータが実現でき
る。そしてそればかりでなく、既設の無停電性の無い従
来型のスイッチングレギュレータに対して簡単に改造を
施すことができる。従って、いずれの場合においても、
商用交流入力による主幹ラインに対して、蓄電池による
停電バックアップ回路が並列に介装されることになるの
で、トータル効率が従来のＵＰＳの使用に比べて大幅に
向上することになる。このように本発明は、新たな無停
電性スイッチングレギュレータの製作と、既設のスイッ
チングレギュレータの無停電化の両方に対して、共通す
るバックアップ回路で適用できる、従来にない極めて革
新的なものであり、情報セキュリティ等の幅広い分野に
おいて、測り知れない大きな効果をもたらすものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の無停電性スイッチングレギュレータの
回路例を表す説明図

【図２】停電検出回路の一例を表す説明図

【図３】交流入力電圧が正常な時のバックアップ回路の
動作説明図

【図４】交流入力電圧が停電した時のバックアップ回路
の動作説明図

【図５】停電検出における信号波形を表す説明図

【符号の説明】

１ 交流入力電圧 ２ スイッチングレギュレータ部 ２ａ 一次側回路 ２ｂ 二次側回路 ２ｃ 分岐路 ３ 整流用ブリッジ ４ 平滑コンデンサ ５ ＰＷＭ制御回路 ６ スイッチング素子 ７ 第１の高周波トランス ８ フォトカプラ ９ 二次側整流ダイオード １０ 転流ダイオード １１ 平滑用チョークコイル １２ 二次側平滑コンデンサ １３ 分圧抵抗 １４ 検出抵抗 １５ 定電圧制御回路 １６ 負荷 １７ 活性側の交流検出端子 １８ 接地側の交流検出端子 １９ エネルギー供給路となる正側の接続端 ２０ エネルギー供給路となる負側の接続端 ２１，２２ 整流ダイオード ２３ 停電検出回路 ２５，２６，２８，３９，４１，５６，５７，５８，６
１，６２，６３，６４，６６，６７，６８，７１，７
２，７３，７４ 抵抗 ２７，４３，６５ トランジスタ ２９ 一次側ＲＣＣ制御回路 ３０ 一次側スイッチング手段 ３１，３８ ダイオード ３２，３９ 過電流検出抵抗 ３３ 第２の高周波トランス ３４ 一方側の巻線（一次巻線） ３５，４０ 第２の高周波トランスの別の巻線（帰還巻
線） ３６ 他方側の巻線（二次巻線） ３７ 二次側スイッチング手段 ４２ 二次側ＲＣＣ制御回路 ４３ 発振制御トランジスタ ４４ 分圧抵抗 ４５ 検出抵抗 ４６，４９，５０ フォトカプラ ４７ 定電圧制御回路 ４８ 一次電圧定電圧制御回路 ５１ 反転増幅回路 ５２ 蓄電池 ５３ バックアップ回路 ５３ａ 充放電一次側回路 ５３ｂ 充放電二次側回路 ５４ 停電信号１の出力端 ５５ 停電信号２の出力端 ５９，７０ オペアンプ ６０，６９，７５ コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の高周波トランスを介して交流入力側
   となる一次側回路と、直流出力側となる二次側回路とが
   構成されたスイッチングレギュレータ部における第１の
   高周波トランスへの一次側入力からの分岐路が、このス
   イッチングレギュレータ部とは別の第２の高周波トラン
   スの一方側の巻線に接続されて充放電一次側回路が構成
   され、第２の高周波トランスの他方側の巻線には少なく
   とも蓄電池が接続されて充放電二次側回路が構成される
   とともに、スイッチングレギュレータ部から第２の高周
   波トランスを介した蓄電池への充電電流と、蓄電池から
   第２の高周波トランスを介したスイッチングレギュレー
   タ部への放電電流の２種類の電流が分岐路に流れるよう
   にした無停電性スイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】第２の高周波トランスの一方側の巻線と他
   方側の巻線が互いに逆極性に接続され、充放電一次側回
   路には、放電電流の方向が順方向となるようにダイオー
   ドが並列に接続された一次側スイッチング手段が、また
   充放電二次側回路には、充電電流の方向が順方向となる
   ようにダイオードが並列に接続された二次側スイッチン
   グ手段がそれぞれ設けられるとともに、スイッチングレ
   ギュレータ部における整流回路の入力電圧によって、一
   次側スイッチング手段と二次側スイッチング手段に対し
   て発振停止信号と発振開始信号がそれぞれ与えられる、
   請求項１記載の無停電性スイッチングレギュレータ。
3. 【請求項３】一次側スイッチング手段および二次側スイ
   ッチング手段のそれぞれに内蔵ダイオードを有する電界
   効果トランジスタを用いることにより、それぞれのスイ
   ッチング手段がダイオードと一体化された、請求項２記
   載の無停電性スイッチングレギュレータ。