EP2243212A2 - Schaltungsanordnung und ansteuerschaltung für ein netzteil, computernetzteil und verfahren zum schalten eines netzteils - Google Patents

Schaltungsanordnung und ansteuerschaltung für ein netzteil, computernetzteil und verfahren zum schalten eines netzteils

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EP2243212A2
EP2243212A2 EP09772244A EP09772244A EP2243212A2 EP 2243212 A2 EP2243212 A2 EP 2243212A2 EP 09772244 A EP09772244 A EP 09772244A EP 09772244 A EP09772244 A EP 09772244A EP 2243212 A2 EP2243212 A2 EP 2243212A2
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EP
European Patent Office
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power supply
switching
circuit
voltage
relay
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP09772244A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Peter Busch
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Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property GmbH
Original Assignee
Sinitec Vertriebs GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Sinitec Vertriebs GmbH filed Critical Sinitec Vertriebs GmbH
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for a power supply for generating at least one DC voltage from an AC voltage of a power grid.
  • the invention further relates to a drive circuit for such a power supply, a computer power supply comprising such a circuit arrangement and a method for switching a power supply for generating at least one DC voltage from an AC voltage of a power grid.
  • Power supplies for generating at least one DC voltage from an AC voltage are widely known.
  • an ever-increasing number of communications and consumer electronics devices require such power supplies to generate a rectified low voltage in the range of 1 to 12V from the standard 230V AC supply voltage.
  • the power supplies used must meet different, partially conflicting requirements.
  • the power supplies should be switched on and off electronically, ie without the use of a mechanical power switch.
  • This has, inter alia, the advantage that it is possible to dispense with high voltage suitable, relatively expensive power switches and complex wiring and electromagnetic shielding in a device housing. Furthermore, switching on of such a device via a timer or other electronic control is possible.
  • the power supply and the device connected to it in a switched off or standby state to take as little power from the mains, in order to counteract unnecessary energy consumption. Current devices typically consume a few watts of power in so-called standby mode, resulting in unnecessary greenhouse gas emissions from power generation.
  • the efficiency of the power supply unit should be as high as possible and the interference power fed into the grid by it as small as possible.
  • the power supply must meet increasingly stringent requirements of regulators and network operators.
  • Circuits are that they have a relatively large power loss, especially in so-called standby mode, a mode with very low output power.
  • the present invention has for its object to describe a circuit arrangement that meets the above requirements particularly well.
  • a circuit arrangement and a drive circuit for such a circuit arrangement are described, the power consumption of which is minimal from a power supply system in the switched-off state.
  • the arrangement should not absorb any electrical energy from the power grid at all in at least one operating state.
  • a circuit arrangement for a power supply for generating at least one DC voltage from an AC voltage of a power network is described.
  • the circuit arrangement comprises a switching element for switching a load current of the power supply, a current limiting element connected in series with the switching element for limiting a current impulse when the switching element is switched on, a bistable first relay connected in parallel to the switching element and the current limiting element
  • Such a circuit arrangement has the advantage, inter alia, that current peaks are avoided when the power supply unit is switched on by the current limiting element. At the same time, the power loss generated by the current limiting element does not fall during normal operation of the power supply.
  • the bistable relay requires electrical energy only during switching operations and thus causes no power loss either when switched on or when it is switched off. Since the bistable relay for holding the load current is switched only in a potential-free state, it also need not be suitable to withstand high voltage peaks during switching.
  • the circuit arrangement comprises a first switching stage which comprises an energy store for supplying the first switching stage and an operating element, wherein the first switching stage is adapted to generate a first control signal upon actuation of the operating element, and one with the first switching stage coupled second switching stage comprising an amplifier element for generating a second control signal for driving the switching element.
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • Batteries can be used to turn on the power supply without the risk of premature battery discharge.
  • the switching element comprises a second relay and the second switching stage comprises a supply circuit for supplying the second relay with an operating voltage obtained from the power grid.
  • the second switching stage comprises a supply circuit for supplying the second relay with an operating voltage obtained from the power grid.
  • the switching element comprises a semiconductor switching element, in particular a thyristor or a symistor.
  • a semiconductor switching element in particular a thyristor or a symistor.
  • the drive circuit comprises an integrated circuit, in particular a microcontroller, which controls the switching element and the first relay.
  • the integrated circuit is configured to monitor the at least one DC voltage and the AC voltage of the power grid.
  • the drive circuit for switching the power supply from the second operating state is set in the first operating state, the drive circuit turns on switching the power supply from the second to the first operating state, the switching element for a second period, during the second period of the bistable Relay switches off and at the end of the second period, the switching element off.
  • the drive circuit comprises a first switching stage, comprising an energy store for operating the first switching stage and an activation element, wherein the first switching stage is adapted to monitor the activation element in the first operating state and to generate a first control signal upon detection of an activation signal of the activation element, and a second switching stage coupled to the first switching stage, comprising at least one amplifier element for driving a relay with a second control signal and a supply circuit for supplying the second switching stage with a supply voltage obtained from the power supply network, wherein the second switching stage is adapted to receive the first control signal To supply the relay for switching a load current of the power supply with the supply voltage.
  • Such a drive circuit has the advantage that an energy intake from the power supply in the first operating state is avoided or at least minimized and an energy consumption from the energy storage when switching the power supply from the first operating state to the second operating state is also minimized.
  • the first switching stage generates at least one voltage pulse as the first control signal and transmits it to the second switching stage and the second switching stage activates the power supply circuit only upon receipt of the voltage pulse.
  • Such a circuit wherein the energy for activating the second switching stage by the transmission of a voltage pulse from the first Switching is effected, takes the power supply network in the first operating state no electrical energy.
  • circuit arrangements and control circuits are particularly suitable for integration into a computer power supply.
  • a method for switching a power supply for generating at least one DC voltage from an AC voltage of a power network wherein the following steps are performed by a drive circuit when switching the power supply from a first operating state to a second operating state:
  • the above-mentioned steps avoid or minimize energy consumption from the power grid in the first operating state, in the second operating state a power loss is minimized and a fault during switching from the first to the second operating state is limited.
  • the use of said method in a computer system to provide a power-saving mode in which the computer system does not receive electrical power from the power grid is disclosed.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a circuit arrangement for a power supply
  • FIGS. 2A and 2B are flow diagrams for switching on and off a circuit arrangement according to FIG. 1,
  • FIG. 3 shows a first embodiment of a network input circuit
  • FIG. 4 shows a first drive circuit for the mains input circuit according to FIG. 3,
  • FIG. 5 shows a second drive circuit for the mains input circuit according to FIG. 3,
  • FIG. 6 shows a third drive circuit for the mains input circuit according to FIG. 3,
  • FIG. 7 shows a fourth drive circuit for the mains input circuit according to FIG. 3
  • FIG. 8 shows a second network input circuit
  • FIG. 9 shows a drive circuit for the mains input circuit according to FIG. 8, FIG.
  • FIG. 10 shows a third network input circuit
  • FIG. 11 shows a fourth network input circuit
  • FIG. 12 shows a drive circuit for the network input circuit according to FIG. 10 or 11,
  • FIG. 13 shows a fifth network input circuit
  • Figure 14 is a conventional power input circuit.
  • Figure 14 shows a highly simplified circuit diagram for a network input circuit of a computer power supply.
  • the actual power supply for converting a primary voltage into a secondary voltage for example a switched-mode power supply or switching converter, is not shown in FIG.
  • Such a power supply would be connected in parallel with the storage capacitor C1 on the right side of FIG.
  • the circuit arrangement according to FIG. 14 is connected on the primary side, that is to say on the left in FIG. 1, to an alternating voltage power network.
  • the phase connection line is via a switch Sw is coupled to a line filter comprising inductive, capacitive and resistive elements L1, L2, CxI, Cx2, CyI to Cy4 and Rdis.
  • the line filter ensures that faults caused by the power supply are not transmitted back to the power supply network.
  • a bridge circuit BDI comprising four diodes is arranged, which generate from the primary-side AC voltage to the nodes AC1 and AC2 a pulsating DC voltage to the node + and -.
  • the bridge circuit BDI in the illustrated embodiment is a so-called Graetz bridge.
  • the positive output + of the bridge circuit BDI is connected to the storage capacitor Cl via a thermistor Rntc.
  • the thermistor Rntc prevents a surge when connecting the mains input to the power grid or the closing of the switch Sw.
  • a relay ReIl is connected in parallel with the thermistor Rntc.
  • the relay ReIl is a monostable relay, which is turned on by applying a control voltage of, for example, 12 V to the control terminals A and B, thus bridging the thermistor Rntc.
  • the relay ReIl attracts as soon as the actual power supply has started operation, that generates a secondary DC voltage, and falls off as soon as the power supply is turned off.
  • the relay ReIl in the switched-on state a power of about 100 to 300 mW.
  • FIG. 14 also shows a switchable monitor output.
  • the switchable monitor output is via a second monostable relay Rel2 activated.
  • the second relay Rel2 is also supplied with a voltage of 12 V between the control terminals A and B during operation of the power supply unit. In this state, the relay Rel2 switches the line input voltage Line to the switch output monitor. Otherwise, ie if the computer power supply is not in operation, the relay Rel2 disconnects the switch output Monitor from the power supply network, so that a power consumption of the connected monitor in the off state of the computer power supply is prevented.
  • the Rel2 relay also consumes power constantly when it is switched on.
  • the two monostable relays Re1 and Rel2 in the circuit according to FIG. 14 improve the effectiveness of the computer system connected to the circuit arrangement.
  • the first relay ReIl prevents the generation of a power loss, which is undesirable in operation, at the thermistor Rntc.
  • the second relay Rel2 ensures that the monitor does not receive any power from the supply network when the computer is switched off. Nevertheless, parts of the circuit arrangement remain connected to the power supply network and therefore consume even in the off state electrical energy.
  • the mains input filter also assumes a slight electrical power and an additional reactive power from the power supply network even when the relays ReIl and Rel2 are switched off.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a circuit arrangement 1 according to an embodiment of the invention.
  • the circuit arrangement 1 is connected to a power supply network 2, in particular an AC network.
  • the power supply network 2 is a single-phase AC network having a phase connection L and a neutral conductor N.
  • the phase connection L is connected to a switching element 3, for example a monostable relay or a semiconductor switching element.
  • a current limiting element 4 for example, a thermistor, arranged.
  • the switching element 3 and the current limiting element 4 are connected in series and supply a filter circuit 5 when switching the switching element 3 with the AC voltage from the power supply network 2.
  • Parallel to the switching element 3 and the current limiting element 4, a bistable relay 6 is arranged.
  • the bistable relay 6 can bridge the switching element 3 and the current limiting element 4.
  • the filter circuit 5 comprises a line filter 7, a circuit for power factor correction 8 and a bridge rectifier 9. These components are such circuits as are already known from the prior art and are therefore not explained in detail.
  • the drive circuit 10 is used to drive the switching element 3 and the bistable relay 6.
  • an energy storage 11 for example, a battery cell
  • an operating element 12 for example a on the front of a device
  • a Intensifier 13 When the control element 12 is actuated, a voltage is switched from the energy storage 11 to the amplifier circuit 13.
  • the amplifier circuit 13 is supplied according to an optional development of the circuit directly from the power supply network 2 with an operating power.
  • the switching element 3, the bistable relay 6 and the amplifier circuit 13 comprise no capacitive or inductive
  • FIG. 2A shows a method 20 for switching on the power supply 5.
  • FIG. 2B shows a method 25 for switching off the power supply 5.
  • the method 20 according to FIG. 2A comprises a first step 21, in which the switching element 3 is switched on by the drive circuit 10.
  • the amplifier circuit 13 generates a switching pulse having a duration of 500 ms when it detects that the operating element 12 has been closed.
  • the control terminal of the switching element 3 is assigned a switching voltage.
  • the filter circuit 5 and a subsequent switched power supply via the current limiting element 4 is supplied with a load current from the power supply network 2.
  • the current limiting element 4 prevents a sudden increase in the current flow and thus prevents a disruption of the power supply network 2 by the power supply 5.
  • the bistable relay 6 is turned on.
  • the amplifier circuit 13 generates a first switching pulse, for example with a length of 20 ms, for generating a magnetic field with a first orientation in order to close the bistable relay 6. Since the switching element 3 is already closed at this time, the switching operation of the bistable relay 6 takes place at a very low voltage drop determined by the current limiting element 4. Therefore, especially in the case of
  • the bistable relay 6 close the switching contact of the bistable relay 6 only very small surges, so that the bistable relay 6 can be easily performed. In particular, the bistable relay 6 does not have to be surge-proof.
  • the switching element 3 is turned off.
  • the amplification circuit 13 no longer provides a suitable drive voltage for the switching element 3.
  • a load current for the power supply 5 flows through the bistable
  • the bistable relay 6 is turned off.
  • the amplifier circuit 13 may generate a second switching pulse which generates a magnetic field substantially opposite to the first switching pulse in a control coil of the bistable relay 6. Since in this state, a load current of the power supply 5 can continue to flow through the switching element 3 and the current limiting element 4, occurs when opening the bistable Relay 6 no shutdown spark on.
  • the switching element 3 is opened after a predetermined time has elapsed, for example 500 ms.
  • FIG. 3 shows a schematic representation of a first network input circuit 14.
  • the network input circuit 14 connects a power supply network 2, in particular a phase input line, via a mains filter 7 and a bridge circuit BDI with a storage capacitor C1, behind which a switching power supply not shown in FIG is.
  • the circuit arrangement according to FIG. 3 essentially corresponds to the upper part of the schematic arrangement according to FIG. 1, wherein the power correction circuit 8 has been omitted for reasons of simplified representability.
  • circuit-technical details for example for the Line filter 7, shown.
  • the line filter 7 comprises two inductors Ll and L2, six capacitors CxI, Cx2, CyI to Cy4 and a resistor Rdis.
  • the bridge rectifier 9 comprises four semiconductor diodes in a Graetz bridge.
  • a switching output for a monitor can be arranged at a node which is arranged behind the thermistor Rntc, the bistable relay R11 and in front of the line filter 7.
  • the network input circuit according to FIG. 3 therefore does not require an additional relay for implementing the switching output for the monitor.
  • Thermistor Rntc added an additional switch Sw, with which the switching element 3 designed as Rel2 can be bridged.
  • the switch Sw is used in particular to be able to switch on the power supply even when the drive circuit 10 is not available, for example because an energy store 11 is discharged.
  • FIG. 4 shows a first drive circuit for the mains input circuit 14 according to FIG. 3.
  • the mains input circuit 14 according to FIG. 3 is also shown in FIG. 4, wherein the line filter 7, the power factor correction circuit 8 and the Bridge rectifier 9 are shown as a common filter circuit 5.
  • Main power supply 15 and an auxiliary power supply 16 are connected.
  • the main power supply 15 or auxiliary power supply 16 is any circuit arrangement for converting a primary voltage into a rectified and stabilized secondary voltage, in particular around forward converter or flyback converter.
  • the main power supply 15 is used to power a connected device, such as a computer system, with a normal operating voltage.
  • the auxiliary power supply 16 supplies only those circuit parts with an operating voltage, which are also required in a so-called sleep or standby mode. Examples include a network card for providing a so-called wake-on-LAN function or the supply of a main memory with an operating voltage when the processor has been temporarily deactivated.
  • the output voltage is stored in the capacitor C1.
  • the generated voltage is in the switched-on state at, e.g. 400V, in standby mode at the peak value of the currently applied mains input voltage.
  • Cl supplies the auxiliary power supply 16 and the main power supply 15. The outputs of the main power supply 15 are not shown here.
  • auxiliary power supply 16 In Figure 4, a part of the output of the auxiliary power supply 16 is shown for better understanding; these are the Schottky diode D3 and the output capacitor C5, which provide an auxiliary output voltage of 5Vaux-sec.
  • the auxiliary power supply 16 is constructed as a flyback converter and the output of the flyback converter transformer is led out of the auxiliary power supply 16 and z. B. connected to the anode of the diodes D3 and D4.
  • microcontroller 17 Since the control of the relays ReIl and Rel2 requires a certain time sequence, but should be as energy-saving as possible, a microcontroller 17 with a very low power consumption was provided in the exemplary embodiment shown in FIG.
  • microcontrollers of the ATMEL AT Mega Pico Power series have a current consumption of about 0.1 ⁇ A without or 0.85 ⁇ A in conjunction with a real-time clock (RTC).
  • RTC real-time clock
  • the microcontroller 17 is adapted to suppress a power consumption from the power supply network 2 in a first, so-called OW mode and is therefore designated in FIG. 4 and in the following circuit diagrams as an OW processor.
  • the operating cycle of the microcontroller is reduced in this operating mode, for example to approximately 32 kHz.
  • ASIC application-specific circuit
  • GAL programmable logic circuit
  • another suitable integrated circuit can be used instead of the microcontroller.
  • the microcontroller 17 is supplied by a battery cell Vl with a battery voltage of 3 V.
  • the battery cell V1 also serves to signal the activation and deactivation of the OW standby
  • the early detection of a power failure is provided by the negatively poled peak rectifier formed by D5, R5 and C8.
  • About the output led out of the flyback transformer from the auxiliary power supply 16 can be tapped via a negative pole peak rectifier, the transformed input voltage of the flyback converter.
  • a switching stage comprising R6, Z3, R8 and Q4 has been set up which switches the 5Vaux-sec voltage via R9 and RIO to terminal O3 of the OW processor, if the negative peak value exceeds a certain amount at C8.
  • This can e.g.
  • the voltage at C8 which results when the input of the power supply 70V or 80V rms voltage is applied, ie mains undervoltage for a 100V network.
  • the transistor Q2 is used to turn on, the transistor Q3 to turn off the bistable relay ReIl.
  • the switching pulses required for this purpose are generated via the terminals P4 and P5 of the microcontroller 17.
  • the switching power is provided via the auxiliary power supply 16 as described above.
  • a transistor Q1 turns on the monostable relay Rel2 and removes the power to supply an exciting coil directly from the power grid.
  • the mains voltage is rectified via a separate bridge rectifier BD2 and to the drain terminal of the MOSFET transistor Ql given. As long as Ql is not switched on, no current will flow, so the line input Line will not be charged.
  • the series resistor Rl and the varistor Rvdr are intended to protect the circuit from mains overvoltage. Rvdr can also be omitted if the overvoltage protection of Ql and Zl is sufficient.
  • Fuse F2 is intended to protect the circuit from overheating if the transistor Q1 or the relay relay should fail due to a short circuit. Also Zl serves the safety of the circuit and is not needed for normal function.
  • Ql is controlled in such a way that it does not draw any power from the power grid during the switched-off state. This is achieved by a drive transformer TO, which turns on the MOSFET with a single positive pulse of the microcontroller 17 and turns off again with a single negative pulse. The energy for switching on the transistor Q1 is provided via the drive transformer TO.
  • the two outputs P1 and P2 of the microcontroller 17 are for example at a low level, ie 0 V. If the relay Rel2 is to be switched on, P2 is switched to a high level, eg 3 V, for a short time, then back to the low level Level. About the capacitor C4, the switching pulse is given to TO and at the output in the transmission ratio, eg 1: 5, the transformer TO up-transformed. Via Dl and R4, the capacitor C3 is charged to a voltage of, for example, 15V. C4 is not intended to attenuate the pulse, but to prevent the saturation of TO in case of any imbalances between the on and off pulse. When P2 drops back to the low level, the series normally not yet conduction of diode D2 and zener diode Z3. This is achieved, for example, if Z3 has a nominal value of 15V. This keeps C3 charged.
  • the charged capacitor C3 is to turn on the transistor Q1.
  • C2 is charged to a voltage which corresponds to the voltage of C3 minus the gate threshold voltage of Q1. If the voltage at C3 is e.g. 15V, the voltage at C2 can be e.g. 12V.
  • the power for this voltage is taken from the power supply at short notice during the starting process and switches on the monostable relay Rel2.
  • the monostable relay Rel2 Shortly after this switch-on process, the monostable relay Rel2 must be switched off again, so that Ql is not thermally overloaded. The goal is simply to charge the Netzelko Cl briefly, so that the auxiliary power supply can start. To turn Rel2 off, Pl will go high for a short time, then back to low. Via the capacitor C4, a switching pulse which is opposite to the first switching pulse is set to TO and appears at the output as a step-up negative pulse of e.g. -15V. This discharges C3 through D2 and Z3 to about IV. This is below the threshold voltage of Ql, so that Ql is now turned off. In the long run, R3 should ensure that the turned-off transistor Q1 also remains switched off, discharging through it any residual charge of the capacitor C3.
  • control of the monostable relay Rel2 is effected by a two-stage circuit.
  • Switching stage comprises in particular the microcontroller 17, the circuit for monitoring the generated secondary voltage, the battery Vl and the switch Sw2. It gets through the battery Vl fed.
  • the microcontroller 17 monitors the front switch Sw2 and the secondary auxiliary voltage 5Vaux-sec and provides suitable control signals for the control of the second switching stage ready.
  • the second switching stage comprises, in particular, the MOSFET Q1, the associated drive electronics for providing a suitable drive signal for its gate connection, and the supply circuit with the auxiliary rectifier BD2 for supplying the relay Rel2 with a suitable switching voltage.
  • the first and the second switching stage are galvanically separated from one another by means of the transformer TO.
  • FIG. 5 shows a further embodiment of a drive circuit for the network input circuit according to FIG. 3.
  • Microcontroller 17 correspond to those of the circuit arrangement according to FIG. 4, FIG. 5 additionally showing the secondary DC voltage outputs 12V-sec, 5V-sec, 3V3-sec and -12-sec of the main power supply 15.
  • the second switching stage of the drive circuit according to FIG. 5 differs from the circuit according to FIG. 4 as follows.
  • An advantage of the drive circuit according to FIG. 4 is that only one MOSFET transistor Q1 is required. However, this on-control circuit must generate a relatively high output voltage by means of the transformer TO.
  • the arrangement according to FIG. 5 shows that the necessary output voltage and thus the transmission ratio of TO can be reduced by adding an additional small-signal MOSFET transistor Q5.
  • the lower terminal of the output winding of TO is not connected to the lower, but to the upper, positive terminal of C3 connected.
  • the drive voltage is applied to the MOSFET transistor Q5, which turns on the high-resistance resistors R15 and R16 for charging the capacitor C3.
  • the Zener diode Z2 limits the drive voltage to a constant value.
  • Relay voltage can also be set higher by selecting the rated voltage of Z2, e.g. 24 V or 48 V to lower the relay current and thus the power loss in Ql.
  • FIG. 6 shows a third drive circuit for driving the mains input circuit according to FIG. 3.
  • the circuit according to FIG. 6 also essentially corresponds to the above-described FIG. 4 with regard to the mains input circuit and the activation of the microcontroller 17.
  • the triggering of Q5 is not triggered by a respective ON and OFF pulse by P2 and P1, but only by a pulse train at the output P2 of the microcontroller 17.
  • C4 the DC voltage component of the square-wave voltage of P2 is disconnected and recovered on the secondary side with the help of ClO and D2.
  • the drive voltage is applied via Dl and R4 to C9 and the control gate of the MOSFET transistor Q5, which turns on the high-resistance resistors R15 and Rl 6 for charging the capacitor C3 with applied control voltage.
  • R14 is used to discharge C9 when the drive is turned off by P2.
  • FIG. 7 shows a fourth drive circuit for driving the mains input circuit according to FIG. 3. Compared to the preceding circuit arrangements, the control of the monostable relay Rel2 and the bistable relay ReIl and the monitoring of the voltages generated by the auxiliary power supply 16 has been further improved.
  • the transformer TO is not used as an impulse transmitter for driving Q5, but as a flyback converter.
  • Terminal P2 drives transistor Q6 which switches the primary side of TO to the battery voltage VDD and thereby stores magnetization energy in TO. Dl locks at this time.
  • Q6 is now switched off, the transformer TO magnetizes off by charging the capacitor C9 on the secondary side via D1 and R4.
  • a single or multiple switching pulses are generated at terminal P2 to charge the capacitor C9.
  • the drive voltage turns on via the MOSFET transistor Q5 via its control gate.
  • R14 is used to discharge C9 when the drive is turned off by P2.
  • the remaining part of the control of the relay Rel2 is unchanged from the previous embodiment.
  • the drive circuit is shown in this embodiment, as the excitation coil of the relay ReIl can be supplied from the primary side with an operating current. This has the advantage that the security specifications to be observed because of the no longer necessary primary / -
  • the optocouplers UIa used in FIG. 7 for driving the relay ReIl and UIb or U2a and U2b are much cheaper, so that despite the additional component cost of the overall price of the circuit is lower.
  • Rel2 must be activated shortly before and during the switching on of ReIl and also shortly before and during switch-off. As a result, there is no surge current when switching on ReIl and when switching off, no inductive overvoltage can occur due to the inductances of the filter. Rel2 is protected by the thermistor Rntc when it is switched on, and anyway it has to be designed for the maximum surge current of the power supply unit and overvoltages, so that there are no additional costs.
  • the supply of the OW processor is also indicated by the 3V button cell as well as by the auxiliary power supply 16, so that the battery is charged only very briefly at the start.
  • the diodes D8 and D7 are provided to protect the lithium battery Batt against unauthorized charging by the auxiliary power supply 16, should one of the two diodes be bridged.
  • D2 and D6 lower the auxiliary voltage to better match the range of the processor supply voltage.
  • Relay Rel2 can also be implemented as a bistable relay.
  • FIG. 8 shows a suitable network input circuit 14 with 2 bistable relays Re1 and Rel2
  • FIG. 9 shows an associated circuit arrangement with a complete circuit for controlling the network input circuit 14.
  • a second bistable relay Rel2 is permanently turned on detection of a power failure by the microcontroller 17 and a first bistable relay ReIl off. Only after recognizing the available mains voltage is the first bistable relay ReIl switched on and the second bistable relay Rel2 possibly switched off again.
  • relay Rel2 will remain on when a conventional supply of auxiliary power supply 16 is desired.
  • ReIl is switched on when the auxiliary power supply 16 has started.
  • ReIl must also be switched off, Rel2 but stays on.
  • Rel2 will be turned off only if OW standby is desired, for example, via a key or software request.
  • the bistable Relay Rel2 is powered from the mains via one of the drive circuits described above, but the direction of actuation (on or off) is set via one of the optocouplers U1 and U2, respectively.
  • the other previously mentioned supply circuits are possible.
  • ReIl can be operated as described above from the primary side.
  • Figures 10 and 11 show further improved power input circuits 14, in which the first switching element 3 is designed as a semiconductor switching element.
  • a rectifier bridge composed of 4 diodes BR1 to BR4 is used as the first switching element 3 with a thyristor SCR arranged in the positive path of the rectifier bridge.
  • a symistor also known as triac, is used as the switching element 3.
  • the use of a thyristor or a symistor for switching the current limiting element 4 has the advantage that it is possible completely to dispense with the second relay Rel2.
  • semiconductor switching elements have the advantage that they have a much longer life.
  • the circuit of Figure 11 is cheaper to manufacture, however, requires a drive current of about 5 mA for the symistor, the thyristor, however, requires only a drive current of 0, 2 mA.
  • a transformer TO is again used which, as shown in FIGS. written can be connected either as a pulse transformer or as a flyback converter.
  • FIG. 12 shows a possible drive circuit for the network input circuit 14 according to FIG. 10.
  • the transformer TO operates here e.g. in flyback mode and the bistable relay ReIl is shown with primary / primary disconnect.
  • the resistors R2, R3, R4, R14 and the smoothing capacitor C2 in the drive circuit for the thyristor SCR reduce the HF interference fed into the line input line, but are not required for the functioning of the circuit arrangement.
  • the Zener diode Z3 was let out in comparison to the circuit arrangement according to FIG.
  • the voltage divider consisting of the resistors R6 and R8 must therefore be re-dimensioned a bit, but you save the Z-diode Z3.
  • a circuit for monitoring a signal aux sense was supplemented by the microcontroller 17.
  • a sudden relief of the auxiliary voltage 5Vaux-sec can be detected, which is caused for example by load jumps of the components connected thereto.
  • Such a load jump can thus be distinguished from a drop in the primary voltage and serves to prevent in this case unwanted shutdown of the bistable relay ReIl.
  • the control of the power circuit according to Figure 11 with the symistor TRIAC takes place in principle as well as the control of the thyristor SCR and is therefore not shown.
  • the signal it is even better possible for the signal to be controlled such that a surge current never flows via this relay relay.
  • the SCR or Symistor TRIAC thyristor must be activated shortly before and during the switching on of Rel2 and also shortly before and during switch-off.
  • a symistor or thyristor has no wear, so that no additional reduction of the service life results from this additional switching on, but an increase in the lifetime of the relay.
  • the battery is not charged additionally, since the switching on and off of Rel2 occurs when power from the auxiliary power supply 16 is available.
  • Another advantage is the now possible improved behavior after a power failure. After a power failure, the mains input normally remains in the switched-off state until it receives a start command from the secondary side again.
  • FIG. 13 shows an alternative arrangement of the individual components of the network input circuit 14.
  • the filter circuit 5 comprising the line filter 7, the power factor correction circuit 8 and the bridge rectifier 9, is directly connected to the line terminal Line of the power supply network 2 and thus electrically displaced before the switching element 3 and the bistable relay 6.
  • the position of the switching element in the figure 13, for example, the variant with thyristor SCR, moved backwards in the direction of Netzelkos Cl.
  • This has the advantage of active power factor correction that lower currents flow at this point, especially at low line voltage, since the capacitor Cl in a 230V AC network has approximately a charging voltage of 400V when the main power supply 15 is turned on.
  • the circuit arrangement according to FIG. 13 has the disadvantage, compared with the previously described arrangements, that a certain reactive power and a very low active power are still consumed in the non-switched-off filter circuit 5 when the mains input circuit 14 is switched off.
  • This advantage and disadvantage must be balanced against each other depending on the requirements of the power cutoff.
  • the thyristor SCR no longer requires an additional bridge rectifier, since it is arranged in the DC branch after the main bridge rectifier 9.
  • the drive circuits 10 described above with reference to FIGS. 1 to 12 are also suitable for driving the mains input circuit 14 shown in FIG. 13 and will therefore not be described again.
  • FIGS. 1 to 13 have in common that they further reduce or completely avoid the power consumption of a power supply unit, in particular of a computer power supply unit, in a further energy-saving mode designated in this application as an OW standby.
  • a power supply unit in particular of a computer power supply unit
  • a further energy-saving mode designated in this application as an OW standby.
  • the various circuit arrangements and the associated drive circuits make a further contribution to the energy savings in computer systems, which goes beyond the previously known energy-saving states according to the ACPI standard.
  • the operating state disclosed herein lies between the states referred to as G3 ("mechanical off") and G2 ("soft-off").

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (1) für ein Netzteil (15, 16) zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung eines Stromversorgungsnetzes (2). Die Schaltungsanordnung umfasst ein Schaltelement (3) zum Schalten eines Laststroms des Netzteils (15, 16), ein mit dem Schaltelement (3) in Reihe geschaltetes Strombegrenzungselement (4) zum Begrenzen eines Stromstoßes beim Einschalten des Schaltelements (3), ein zu dem Schaltelement (3) und dem Stromversorgungsnetz (4) parallel geschaltetes bistabiles erstes Relais zum Halten des Laststroms und eine Ansteuerschaltung (10) zum Schalten des Netzteils aus einem ersten Betriebszustand in einen zweiten Betriebszustand. Die Erfindung betrifft außerdem eine geeignete Ansteuerschaltung (10), ein Computernetzteil, ein Verfahren zum Schalten eines Netzteils (15, 16) und die Verwendung des Verfahrens.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Ansteuerschaltung für ein Netzteil, Computernetzteil und Verfahren zum Schalten eines Netzteils
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für ein Netzteil zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung eines Stromnetzes. Die Erfindung betrifft des Weiteren eine Ansteuerschaltung für ein solches Netzteil, ein Computernetzteil umfassend eine solche Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Schalten eines Netzteils zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung eines Stromnetzes.
Netzteile zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung, in der Regel eine Netzspannung eines Stromversorgungsnetzes, sind vielfach bekannt. Insbesondere benötigen eine immer größere Anzahl von Geräten der Kommunikations- und Unterhaltungselektronik solche Netzteile, um aus der üblichen Netzwechselspannung von 230 V eine gleichgerichtete Niederspannung im Bereich von 1 bis 12 V zu erzeugen. Dabei müssen die verwendeten Netzteile unterschiedlichen, sich teilweise widersprechenden Anforderungen genügen.
Zum Einen sollen die Netzteile elektronisch, d. h. ohne Betätigung eines mechanischen Netzschalters, ein- und ausschaltbar sein. Dies hat unter anderem den Vorteil, dass auf hochspannungsgeeignete, verhältnismäßig teure Netzschalter und aufwändige Verkabelungen und elektromagnetische Schirmung in einem Gerätegehäuse verzichtet werden kann. Des Weiteren ist ein Einschalten eines solchen Geräts auch über eine Zeituhr oder eine andere elektronische Steuerung möglich. Zum Zweiten sollen das Netzteil und das daran angeschlossene Gerät in einem ausgeschalteten oder Bereitschaftszustand möglichst wenig Strom aus dem Stromnetz aufnehmen, um einem unnötigen Energieverbrauch entgegenzuwirken. Derzeitige Geräte verbrauchen im so genannten Standby-Modus in der Regel einige Watt Leistung, die zur unnötigen Emission von Treibhausgasen bei der Stromerzeugung führt.
Zum Dritten sollen sowohl der Wirkungsgrad des Netzteils mög- liehst groß und die von ihm ins Netz eingespeiste Störleistung möglichst gering ausfallen. Hierzu muss das Netzteil immer strengeren Anforderungen von Regulierungsbehörden und Netzbetreibern genügen.
Zum Versorgen verhältnismäßig großer und sich schnell ändernder Lasten werden in der Regel Schaltnetzteile mit vorgeschalteten Netzfiltern und Schaltungen zur Leistungsfaktorkorrektur verwendet. Zur Steuerung der Last wird in der Regel eine Taktfrequenz oder ein Tastverhältnis eines Steuersignals durch eine Steuerschaltung geregelt. Nachteilig an solchen
Schaltungen ist, dass sie insbesondere im so genannten Stand- by-Betrieb, einer Betriebsart mit sehr geringer Ausgangsleistung, eine verhältnismäßig große Verlustleistung aufweisen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu beschreiben, die die oben genannten Anforderungen besonders gut erfüllt. Insbesondere sollen eine Schaltungsanordnung und eine Ansteuerschaltung für eine solche Schaltungsanordnung beschrieben werden, deren Leistungs- aufnähme aus einem Stromnetz im abgeschalteten Zustand minimal ist. Bevorzugt soll die Anordnung in wenigstens einem Betriebszustand überhaupt keine elektrische Energie aus dem Stromnetz aufnehmen. Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Schaltungsanordnung für ein Netzteil zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung eines Stromnetzes beschrieben. Die Schaltungsanordnung umfasst ein Schaltelement zum Schalten eines Laststroms des Netzteils, ein mit dem Schaltelement in Reihe geschaltetes Strombegrenzungselement zum Begrenzen eines Stromstoßes beim Einschalten des Schaltelements, ein zu dem Schaltelement und dem Strombegrenzungs- element parallel geschaltetes bistabiles erstes Relais zum
Halten des Laststroms und eine Ansteuerschaltung zum Schalten des Netzteils aus einem ersten Betriebszustand, in dem kein Laststrom von dem Stromversorgungsnetz zu dem Netzteil fließt, in einen zweiten Betriebszustand, in dem ein Last- ström zum Erzeugen der Gleichspannung von dem Stromversorgungsnetz zu dem Netzteil fließt, wobei die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, beim Schalten des Netzteils aus dem ersten in den zweiten Betriebszustand das Schaltelement für einen ersten Zeitraum einzuschalten, während des ersten Zeit- raums das bistabile Relais einzuschalten und am Ende des ersten Zeitraums das Schaltelement auszuschalten.
Eine derartige Schaltungsanordnung hat unter anderem den Vorteil, dass Stromspitzen beim Einschalten des Netzteils durch das Strombegrenzungselement vermieden werden. Gleichzeitig fällt die durch das Strombegrenzungselement erzeugte Verlustleistung nicht im Normalbetrieb des Netzteils an. Das bistabile Relais benötigt nur während Schaltvorgängen elektrische Energie und verursacht somit weder im eingeschalteten noch im ausgeschalteten Zustand eine Verlustleistung. Da das bistabile Relais zum Halten des Laststroms nur in einem potenzialfreien Zustand geschaltet wird, muss es auch nicht geeignet sein, hohen Spannungsspitzen beim Schalten zu widerstehen. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Schaltungsanordnung eine erste Schaltstufe, die einen Energiespeicher zur Versorgung der ersten Schaltstufe und ein Bedienele- ment umfasst, wobei die erste Schaltstufe dazu eingerichtet ist, beim Betätigen des Bedienelements ein erstes Steuersignal zu erzeugen, und eine mit der ersten Schaltstufe gekoppelte zweite Schaltstufe, die ein Verstärkerelement zur Erzeugung eines zweiten Steuersignal zur Ansteuerung des Schaltelements umfasst.
Durch Verwendung einer zweistufigen Schaltungsanordnung kann die Belastung eines Energiespeichers vermindert werden, so- dass herkömmliche, bereits in elektronischen Geräten verwen- dete Energiespeicher wie beispielsweise so genannte CMOS-
Batterien zum Einschalten des Netzteils verwendet werden können, ohne dass die Gefahr einer vorzeitigen Entladung der Batterie besteht.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst das Schaltelement ein zweites Relais und die zweite Schaltstufe umfasst eine Versorgungsschaltung zum Versorgen des zweiten Relais mit einer aus dem Stromnetz gewonnenen Betriebsspannung. Durch Verwendung einer zusätzlichen Versorgungsschaltung zum Versorgen des zweiten Relais mit einer aus dem Stromnetz gewonnenen Betriebsspannung kann ein in der Schaltungsanordnung vorgesehener Energiespeicher weiter entlastet werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst das Schaltelement ein Halbleiterschaltelement, insbesondere einen Thyristor oder Symistor. Durch Verwendung von Halbleiterschaltelementen kann die Energieaufnahme der Ansteuerschal- tung weiter reduziert werden. Eine Versorgungsschaltung zum Versorgen der zweiten Schaltstufe kann dann entfallen.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Ansteuerschaltung eine integrierte Schaltung, insbesondere einen Mikrocontroller, der das Schaltelement und das erste Relais ansteuert. In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist die integrierte Schaltung dazu eingerichtet, die wenigstens eine Gleichspannung und die Wechselspannung des Stromnetzes zu überwachen.
Die Verwendung einer integrierten Schaltung, insbesondere eines MikroControllers, zum Ansteuern und Überwachen der Schaltungsanordnung erlaubt eine besonders flexible und effiziente Steuerung der Schaltungsanordnung.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist die Ansteuerschaltung zum Schalten des Netzteils aus dem zweiten Betriebszustand in den ersten Betriebszustand eingerichtet, wobei die Ansteuerschaltung beim Schalten des Netzteils aus dem zweiten in den ersten Betriebszustand das Schaltelement für einen zweiten Zeitraum einschaltet, während des zweiten Zeitraums das bistabile Relais ausschaltet und am Ende des zweiten Zeitraums das Schaltelement ausschaltet. Durch das Schalten des Schaltelements während des Abschaltens des bistabilen Relais werden Spannungsspitzen auch beim Ausschalten des Netzteils vermieden.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine Ansteuer- Schaltung zum Schalten eines Netzteils aus einem ersten Betriebszustand, in dem kein Laststrom von dem Stromversorgungsnetz zu dem Netzteil fließt, in einen zweiten Betriebszustand, in dem ein Laststrom zum Erzeugen einer Gleichspan- nung von dem Stromversorgungsnetz zu dem Netzteil fließt, beschrieben .
Die Ansteuerschaltung umfasst eine erste Schaltstufe, aufwei- send einen Energiespeicher zum Betrieb der ersten Schaltstufe und ein Aktivierungselement, wobei die erste Schaltstufe dazu eingerichtet ist, das Aktivierungselement im ersten Betriebszustand zu überwachen und beim Erkennen eines Aktivierungssignals des Aktivierungselements ein erstes Steuersignals zu erzeugen, und eine mit der ersten Schaltstufe gekoppelte zweite Schaltstufe, aufweisend wenigstens ein Verstärkerelement zum Ansteuern eines Relais mit einem zweiten Steuersignal und eine Versorgungsschaltung zum Versorgen der zweiten Schaltstufe mit einer aus dem Stromversorgungsnetz gewonnenen Versorgungsspannung, wobei die zweite Schaltstufe dazu eingerichtet ist, beim Empfang des ersten Steuersignals das Relais zum Schalten eines Laststroms des Netzteils mit der Versorgungsspannung zu versorgen.
Eine derartige Ansteuerschaltung hat den Vorteil, dass eine Energieaufnahme aus dem Stromnetz in dem ersten Betriebszustand vermieden oder zumindest minimiert wird und eine Energieaufnahme aus dem Energiespeicher beim Schalten des Netzteils von dem ersten Betriebszustand in den zweiten Betriebs- zustand ebenfalls minimiert wird.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung erzeugt die erste Schaltstufe wenigstens einen Spannungsimpuls als erstes Steuersignal und überträgt es an die zweite Schaltstufe und die zweite Schaltstufe aktiviert die Versorgungsschaltung erst beim Empfang des Spannungsimpulses. Eine derartige Schaltung, bei der die Energie zur Aktivierung der zweiten Schaltstufe durch die Übermittlung eines Spannungsimpulses von der ersten Schaltstufe bewirkt wird, entnimmt dem Stromversorgungsnetz in dem ersten Betriebszustand keine elektrische Energie.
Die oben genannten Schaltungsanordnungen und Ansteuerschal- tungen eignen sich insbesondere zur Integration in ein Computernetzteil .
Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Schalten eines Netzteils zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung eines Stromnetzes beschrieben, wobei beim Schalten des Netzteils von einem ersten Betriebszustand in einen zweiten Betriebszustand die folgenden Schritte von einer Ansteuerschaltung durchgeführt werden :
- zu Beginn eines ersten Zeitraums Einschalten eines mit einem Strombegrenzungselement in Reihe geschalteten Schaltelements zum Schalten eines Laststroms des Netzteils, - während des ersten Zeitraums Einschalten eines mit dem Schaltelement und dem Strombegrenzungselement parallel geschalteten bistabilen ersten Relais zum Halten des Laststroms und
- am Ende des ersten Zeitraums Ausschalten des Schaltele- ments.
Durch die oben genannten Schritte wird eine Energieaufnahme aus dem Stromnetz im ersten Betriebszustand vermieden oder minimiert, im zweiten Betriebszustand wird eine Verlustleis- tung minimiert und eine Störung beim Schalten vom ersten in den zweiten Betriebszustand begrenzt. Gemäß weiteren Aspekten der Erfindung wird die Verwendung des genannten Verfahrens in einem Computersystem zur Bereitstellung eines Energiesparmodus, in dem das Computersystem keine elektrische Leistung aus dem Stromnetz aufnimmt, offenbart.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sind in den Unteransprüchen und der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung offenbart. Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Verwendung von Figuren näher er- läutert.
In den Figuren zeigen:
Figur 1 eine schematische Darstellung einer Schaltungsan- Ordnung für ein Netzteil,
Figur 2A und 2B Flussdiagramme zum Einschalten bzw. Ausschalten einer Schaltungsanordnung gemäß Figur 1,
Figur 3 eine erste Ausgestaltung einer Netzeingangsschaltung,
Figur 4 eine erste Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3,
Figur 5 eine zweite Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3,
Figur 6 eine dritte Ansteuerschaltung für die Netzeingangs- Schaltung gemäß Figur 3,
Figur 7 eine vierte Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3, Figur 8 eine zweite Netzeingangsschaltung,
Figur 9 eine Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschal- tung gemäß Figur 8,
Figur 10 eine dritte Netzeingangsschaltung,
Figur 11 eine vierte Netzeingangsschaltung,
Figur 12 eine Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschaltung gemäß Figur 10 oder 11,
Figur 13 eine fünfte Netzeingangsschaltung und
Figur 14 eine konventionelle Netzeingangsschaltung.
Bevor die Einzelheiten der Erfindung gemäß den Ausführungsbeispielen anhand der Figuren 1 bis 13 im Detail erläutert werden, wird zunächst eine konventionelle Netzeingangsschaltung für ein Computernetzteil anhand Figur 14 beschrieben.
Figur 14 zeigt einen stark vereinfachten Schaltplan für eine Netzeingangsschaltung eines Computernetzteils. Das eigentli- che Netzteil zur Umwandlung einer Primärspannung in eine Sekundärspannung, beispielsweise ein Schaltnetzteil oder Schaltwandler, ist in der Figur 14 nicht dargestellt. Ein solches Netzteil würde parallel zu dem Speicherkondensator Cl auf der rechten Seite der Figur 14 angeschlossen.
Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 14 ist primärseitig, also in der Figur 1 links, mit einem Wechselspannungsstromnetz verbunden. Der Phasenanschluss Line ist über einen Schalter Sw mit einem Netzfilter, umfassend induktive, kapazitive und resistive Elemente Ll, L2, CxI, Cx2, CyI bis Cy4 und Rdis gekoppelt. Das Netzfilter sorgt dafür, dass durch das Netzteil verursachte Störungen nicht in das Stromversorgungsnetz zu- rück übertragen werden.
Hinter dem Netzfilter ist eine Brückenschaltung BDI, umfassend vier Dioden, angeordnet, die aus der primärseitigen Wechselspannung an den Knoten ACl und AC2 eine pulsierende Gleichspannung an den Knoten + und - erzeugen. Bei der Brückenschaltung BDI handelt es sich im dargestellten Ausführungsbeispiel um eine so genannte Graetzbrücke .
Der positive Ausgang + der Brückenschaltung BDI ist über ei- nen Heißleiter Rntc mit dem Speicherkondensator Cl verbunden. Der Heißleiter Rntc verhindert einen Stromstoß beim Anschließen des Netzeingangs an das Stromversorgungsnetz oder dem Schließen des Schalters Sw. Um den am Heißleiter Rntc erzeugten Spannungsabfall im Betrieb des Computersystems zu vermei- den, ist parallel zu dem Heißleiter Rntc ein Relais ReIl geschaltet. Bei dem Relais ReIl handelt es sich um ein monostabiles Relais, das durch Anlegen einer Steuerspannung von beispielsweise 12 V an die Steueranschlüsse A und B einschaltet wird und so den Heißleiter Rntc überbrückt. Im beschriebenen Ausführungsbeispiel zieht das Relais ReIl an, sobald das eigentliche Netzteil den Betrieb aufgenommen hat, also eine sekundäre Gleichspannung erzeugt, und fällt ab, sobald das Netzteil ausgeschaltet wird. Dabei nimmt das Relais ReIl im eingeschalteten Zustand eine Leistung von etwa 100 bis 300 mW auf.
In der Figur 14 ist des Weiteren ein schaltbarer Monitorausgang dargestellt. Der schaltbare Monitorausgang wird über ein zweites monostabiles Relais Rel2 angesteuert. Das zweite Relais Rel2 wird ebenfalls im Betrieb des Netzteils mit einer Spannung von 12 V zwischen den Steueranschlüssen A und B versorgt. In diesem Zustand schaltet das Relais Rel2 die Netz- eingangsspannung Line auf den Schaltausgang Monitor durch. Anderenfalls, d. h. wenn das Computernetzteil nicht im Betrieb ist, trennt das Relais Rel2 den Schaltausgang Monitor von dem Stromversorgungsnetz, sodass eine Leistungsaufnahme des angeschlossenen Monitors in dem ausgeschalteten Zustand des Computernetzteils verhindert wird. Auch des Relais Rel2 verbraucht im eingeschalteten Zustand ständig Energie.
Durch die zwei monostabilen Relais ReIl und Rel2 in der Schaltung gemäß Figur 14 wird die Effektivität des an die Schaltungsanordnung angeschlossenen Computersystems verbessert. Zum einen verhindert das erste Relais ReIl das Entstehen einer im Betrieb nicht erwünschten Verlustleistung am Heißleiter Rntc. Zum anderen sorgt das zweite Relais Rel2 dafür, dass der Monitor keine Leistung aus dem Versorgungsnetz aufnimmt, wenn der Computer abgeschaltet ist. Dennoch bleiben Teile der Schaltungsanordnung mit dem Stromversorgungsnetz verbunden und verbrauchen daher auch im ausgeschalteten Zustand elektrische Energie. Insbesondere nimmt das Netzeingangsfilter auch im abgeschalteten Zustand der Relais ReIl und Rel2 eine geringfügige elektrische Leistung und eine zusätzliche Blindleistung aus dem Stromversorgungsnetz auf. Des Weiteren bleibt das eigentliche Netzteil über den Heißleiter Rntc mit dem Netzeingang Line verbunden. Schließlich wird die Effektivität des Netzteils im Betrieb dadurch reduziert, dass die Ansteuerspulen der Relais ReIl und Rel2 mit einer Betriebsspannung versorgt werden müssen. Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung 1 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Die Schaltungsanordnung 1 ist mit einem Stromversorgungsnetz 2, insbesondere einem Wechselstromnetz, verbunden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Stromversorgungsnetz 2 um ein einphasiges Wechselstromnetz mit einem Phasenanschluss L und einem Nullleiter N. Der Phasenan- schluss L ist mit einem Schaltelement 3, beispielsweise einem monostabilen Relais oder einem Halbleiterschaltelement, verbunden. Hinter dem Schaltelement 3 ist ein Strombegrenzungselement 4, beispielsweise ein Heißleiter, angeordnet. Das Schaltelement 3 und das Strombegrenzungselement 4 sind in Reihe geschaltet und versorgen eine Filterschaltung 5 beim Einschalten des Schaltelements 3 mit der Wechselspannung aus dem Stromversorgungsnetz 2. Parallel zu dem Schaltelement 3 und dem Strombegrenzungselement 4 ist ein bistabiles Relais 6 angeordnet. Das bistabile Relais 6 kann das Schaltelement 3 und das Strombegrenzungselement 4 überbrücken.
Die Filterschaltung 5 umfasst einen Netzfilter 7, eine Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur 8 und einen Brückengleichrichter 9. Bei diesen Komponenten handelt es sich um solche Schaltungen, wie sie aus dem Stand der Technik bereits be- kannt sind und daher nicht näher erläutert werden.
Die Schaltungsanordnung 1 umfasst des Weiteren eine Ansteuerschaltung 10. Die Ansteuerschaltung 10 dient zur Ansteuerung des Schaltelements 3 und des bistabilen Relais 6. Hierzu um- fasst die Ansteuerschaltung 10 im dargestellten Ausführungsbeispiel einen Energiespeicher 11, beispielsweise eine Batteriezelle, ein Bedienelement 12, beispielsweise ein an der Vorderseite eines Geräts angeordneter Taster, und eine Ver- Stärkerschaltung 13. Wird das Bedienelement 12 betätigt, wird eine Spannung von dem Energiespeicher 11 auf die Verstärkerschaltung 13 durchgeschaltet. Um den Energiespeicher 11 beim Schalten des bistabilen Relais nicht zu sehr zu belasten, wird die Verstärkerschaltung 13 gemäß einer optionalen Weiterbildung der Schaltungsanordnung direkt aus dem Stromversorgungsnetz 2 mit einer Betriebsenergie versorgt.
Das Schaltelement 3, das bistabile Relais 6 und die Verstär- kerschaltung 13 umfassen keine kapazitiven oder induktiven
Schaltungskomponenten direkt am Netzeingang und nehmen daher im ausgeschalteten Zustand weder eine Wirk- noch eine Blindleistung aus dem Stromversorgungsnetz 2 auf. Dennoch ist über die Ansteuerschaltung 10 das Einschalten eines an die Schal- tungsanordnung 1 angeschlossenen Netzteils mittels des Bedienelements 12 möglich. In der dargestellten Schaltungsanordnung treten wie unten beschrieben auch keine Störimpulse auf, so dass auf einen primärseitigen Netzfilter verzichtet werden kann.
Die Funktionsweise der Ansteuerschaltung 10 wird anhand der Figuren 2A und 2B näher beschrieben. Figur 2A zeigt ein Verfahren 20 zum Einschalten des Netzteils 5. Figur 2B zeigt ein Verfahren 25 zum Ausschalten des Netzteils 5.
Das Verfahren 20 gemäß Figur 2A umfasst einen ersten Schritt 21, in dem das Schaltelement 3 von der Ansteuerschaltung 10 eingeschaltet wird. Beispielsweise erzeugt die Verstärkerschaltung 13 einen Schaltimpuls mit einer Dauer von 500 ms, wenn es erkennt, dass das Bedienelement 12 geschlossen wurde. Für den Zeitraum von 500 ms wird der Steueranschluss des Schaltelements 3 mit einer Schaltspannung belegt. Während dieses Zeitraums wird die Filterschaltung 5 und ein nachge- schaltetes Netzteil über das Strombegrenzungselement 4 mit einem Laststrom aus dem Stromversorgungsnetz 2 versorgt. Dabei verhindert das Strombegrenzungselement 4 ein sprunghaftes Ansteigen des Stromflusses und verhindert somit eine Störung des Stromversorgungsnetzes 2 durch das Netzteil 5.
In einem weiteren Schritt 22 wird das bistabile Relais 6 eingeschaltet. Beispielsweise erzeugt die Verstärkerschaltung 13 einen ersten Schaltimpuls, beispielsweise mit einer Länge von 20 ms, zur Erzeugung eines Magnetfelds mit einer ersten Orientierung, um das bistabile Relais 6 zu schließen. Da zu diesem Zeitpunkt das Schaltelement 3 bereits geschlossen ist, findet der Schaltvorgang des bistabilen Relais 6 bei einem sehr niedrigen, durch das Strombegrenzungselement 4 bestimm- ten Spannungsabfall statt. Daher treten insbesondere beim
Schließen des Schaltkontakts des bistabilen Relais 6 nur sehr geringe Stromstöße auf, sodass das bistabile Relais 6 besonders einfach ausgeführt werden kann. Insbesondere muss das bistabile Relais 6 nicht stromstoßfest sein.
In einem weiteren Schritt 23 wird das Schaltelement 3 ausgeschaltet. Beispielsweise stellt die Verstärkungsschaltung 13 nicht länger eine geeignete Ansteuerspannung für das Schaltelement 3 zur Verfügung. Nach Abschalten des Schaltelements 3 fließt ein Laststrom für das Netzteil 5 über das bistabile
Relais 6 und umgeht somit das Strombegrenzungselement 4. Somit fällt im eingeschalteten Zustand weder an dem Strombegrenzungselement 4 noch an Schaltelement 3 oder dem bistabilen Relais 6 eine Verlustleistung ab.
In dem Verfahren 25 gemäß Figur 2B ist ein im Wesentlichen umgekehrtes Verfahren zum Ausschalten der Schaltungsanordnung 1 dargestellt. Um einen Abschaltfunken beim Abschalten des bistabilen Relais 6 zu vermeiden, wird auch beim Ausschalten des Netzteils 5 zunächst das Schaltelement 3 in einem Schritt 26 eingeschaltet. Somit sind für einen Laststrom zunächst zwei Leitungspfade über das Schaltelement 3 und das parallel angeordnete bistabile Relais 6 geschlossen.
In einem weiteren Schritt 27 wird das bistabile Relais 6 abgeschaltet. Beispielsweise kann die Verstärkerschaltung 13 einen zweiten Schaltimpuls erzeugen, der ein gegenüber dem ersten Schaltimpuls im Wesentlichen entgegengesetzt orientiertes Magnetfeld in einer Steuerspule des bistabilen Relais 6 erzeugt. Da in diesem Zustand ein Laststrom des Netzteils 5 weiterhin über das Schaltelement 3 und das Strombegrenzungselement 4 fließen kann, tritt beim Öffnen des bistabilen Re- lais 6 kein Abschaltfunken auf.
In einem Schritt 28 wird schließlich das Schaltelement 3 nach Ablauf einer vorbestimmten Zeit, beispielsweise 500 ms, geöffnet .
Figur 3 zeigt eine schematische Darstellung einer ersten Netzeingangsschaltung 14. Die Netzeingangsschaltung 14 verbindet ein Stromversorgungsnetz 2, insbesondere einen Phaseneingang Line, über einen Netzfilter 7 und eine Brückenschal- tung BDI mit einem Speicherkondensator Cl, hinter dem ein in der Figur 3 nicht dargestelltes Schaltnetzteil angeordnet ist .
Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 entspricht im Wesentli- chen dem oberen Teil der schematischen Anordnung gemäß Figur 1, wobei auf Leistungskorrekturschaltung 8 aus Gründen der vereinfachten Darstellbarkeit verzichtet wurde. Darüber hinaus sind schaltungstechnische Details, beispielsweise für den Netzfilter 7, dargestellt. Im dargestellten Ausführungsbeispiel umfasst der Netzfilter 7 zwei Induktivitäten Ll und L2, sechs Kondensatoren CxI, Cx2, CyI bis Cy4 und einen Widerstand Rdis. Der Brückengleichrichter 9 umfasst vier Halblei- terdioden in einer Graetzbrücke .
Darüber hinaus ist in der Figur 3 dargestellt, dass an einem Knoten, der hinter dem Heißleiter Rntc, dem bistabilen Relais ReIl und vor dem Netzfilter 7 angeordnet ist, ein Schaltaus- gang für einen Monitor angeordnet werden kann. Die Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3 benötigt daher kein zusätzliches Relais zur Implementierung des Schaltausgangs für den Monitor .
Schließlich wurde zwischen dem Phaseneingang Line und dem
Heißleiter Rntc ein zusätzlicher Schalter Sw hinzugefügt, mit dem das als Rel2 ausgeführte Schaltelement 3 überbrückt werden kann. Der Schalter Sw dient insbesondere dazu, das Netzteil auch dann einschalten zu können, wenn die Ansteuerschal- tung 10 nicht zur Verfügung steht, beispielsweise weil ein Energiespeicher 11 entladen ist.
Es wird darauf hingewiesen, dass sich die Anzahl der Bauteile gegenüber der in der Figur 14 dargestellten Ausgestaltung nicht erhöht hat. Durch die alternative Anordnung der Bauelemente gemäß Figur 3 können daher die Eigenschaften der Netzeingangsschaltung verbessert werden, ohne dass hierzu ein erhöhter Bedarf an elektrischen Bauteilen entsteht.
Figur 4 zeigt eine erste Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschaltung 14 gemäß Figur 3. Die Netzeingangsschaltung 14 gemäß Figur 3 ist auch in der Figur 4 dargestellt, wobei der Netzfilter 7, die Leistungsfaktorkorrekturschaltung 8 und der Brückengleichrichter 9 als gemeinsame Filterschaltung 5 dargestellt sind.
In der Figur 4 ist zu erkennen, dass an dem Ausgang der FiI- terschaltung 5 parallel zu dem Speicherkondensator Cl ein
Hauptnetzteil 15 und ein Hilfsnetzteil 16 angeschlossen sind. Bei dem Hauptnetzteil 15 bzw. Hilfsnetzteil 16 handelt es sich um beliebige Schaltungsanordnungen zum Umwandeln einer Primärspannung in eine gleichgerichtete und stabilisierte Se- kundärspannung, insbesondere um Durchflusswandler oder Sperrwandler. Dabei dient das Hauptnetzteil 15 zur Versorgung eines angeschlossenen Geräts, beispielsweise eines Computersystems, mit einer normalen Betriebsspannung. Hingegen versorgt das Hilfsnetzteil 16 nur solche Schaltungsteile mit einer Be- triebsspannung, die auch in einem so genannten Schlaf- oder Standby-Modus benötigt werden. Beispiele hierfür sind eine Netzwerkkarte zur Bereitstellung einer so genannten Wake-On- LAN-Funktion oder die Versorgung eines Hauptspeichers mit einer Betriebsspannung, wenn der Prozessor vorübergehend deak- tiviert wurde.
In der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 wird die Ausgangsspannung im Elko Cl gespeichert. Bei aktiver Leistungsfaktorkorrekturschaltung liegt die erzeugte Spannung im eingeschal- teten Zustand bei z.B. 400V, im Standby-Betrieb dagegen beim Spitzenwert der aktuell anliegenden Netzeingangsspannung. Cl versorgt das Hilfsnetzteil 16 und das Hauptnetzteil 15. Die Ausgänge des Hauptnetzteils 15 sind hier nicht eingezeichnet.
In der Figur 4 ist ein Teil des Ausgangs des Hilfsnetzteils 16 zum besseren Verständnis dargestellt; es handelt sich dabei um die Schottky-Diode D3 und den Ausgangskondensator C5, die eine Hilfsausgangsspannung 5Vaux-sec bereitstellen. Im Ausführungsbeispiel ist das Hilfsnetzteil 16 als Sperrwandler aufgebaut und der Ausgang des Sperrwandlertransformators ist aus dem Hilfsnetzteil 16 herausgeführt und z. B. an die Anode der Dioden D3 und D4 angeschlossen.
Da die Ansteuerung der Relais ReIl und Rel2 eine bestimmte Zeitfolge erfordert, jedoch so Strom sparend wie möglich erfolgen soll, wurde in dem in der Figur 4 dargestellten Ausführungsbeispiel ein MikroController 17 mit einer sehr nied- rigen Leistungsaufnahme vorgesehen. Beispielsweise besitzen MikroController der ATMEL AT Mega Pico Power Serie eine Stromaufnahme von etwa 0,1 μA ohne bzw. 0,85 μA in Verbindung mit einer Echtzeituhr (RTC) . Der MikroController 17 ist dazu eingerichtet, in einer ersten, so genannten OW-Betriebsart eine Leistungsaufnahme aus dem Stromversorgungsnetz 2 zu unterbinden und ist daher in der Figur 4 und in den nachfolgenden Schaltplänen als OW-Prozessor bezeichnet. Um die Leistungsaufnahme des MikroControllers 17 in dieser Betriebsart weiter zu reduzieren, wird in einer optionalen Weiterbildung der Erfindung der Arbeitstakt des MikroControllers in dieser Betriebsart reduziert, beispielsweise auf circa 32 kHz. Selbstverständlich können anstelle des MikroControllers auch eine anwendungsspezifische Schaltung (ASIC) , eine programmierbare Logikschaltung (GAL, PAL) oder ein anderer geeigne- ter integrierter Schaltkreis Verwendung finden.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird der MikroController 17 von einer Batteriezelle Vl mit einer Batteriespannung von 3 V versorgt. Die Batteriezelle Vl dient ebenso zur Signali- sierung der Aktivierung und Deaktivierung des OW-Standby-
Modus über den Schalter Sw2, beispielsweise einen Fronttaster eines Computers. Parallel zur Erzeugung der Hilfsausgangsspannung 5Vaux-sec mit D3 und C5 ist ein weiterer Hilfsausgang Vcc-Aux mit D4 und C6 vorgesehen, der eine Relaishilfsspannung erzeugt. Das dient dazu, um im Fall eines Netzausfalls oder eines Aus- gangskurzschlusses der 5Vaux-sec-Hilfsspannung das bistabile Relais Rel2 noch sicher abschalten zu können.
Der frühzeitigen Erkennung eines Netzausfalls dient der negativ gepolte Spitzenwertgleichrichter, der aus D5, R5 und C8 gebildet wird. Über den herausgeführten Ausgang des Sperrwandlertransformators aus dem Hilfsnetzteil 16 kann über einen negativ gepolten Spitzenwertgleichrichter die transformierte Eingangsspannung des Sperrwandlers abgegriffen werden. Da der MikroController 17 jedoch keine negative Eingangsspan- nung verarbeiten kann, wurde eine Schaltstufe umfassend R6, Z3, R8 und Q4 aufgebaut, die die 5Vaux-sec-Spannung über R9 und RIO an Anschluss P3 des OW-Prozessor durchschaltet, wenn der negative Spitzenwert an C8 einen bestimmten Betrag überschreitet. Das kann z.B. die Spannung an C8 sein, die sich ergibt, wenn am Eingang des Netzteils 70V oder 80V Effektivspannung anliegt, also Netzunterspannung für ein 100V-Netz.
Der Transistor Q2 dient zum Einschalten, der Transistor Q3 zum Ausschalten des bistabilen Relais ReIl. Die hierzu benö- tigten Schaltimpulse werden über die Anschlüsse P4 bzw. P5 des MikroControllers 17 erzeugt. Die Schaltenergie wird wie oben beschrieben über dass Hilfsnetzteil 16 bereitgestellt.
Ein Transistor Ql schaltet das monostabile Relais Rel2 ein und entnimmt dazu den Strom zur Versorgung einer Erregerspule direkt aus dem Stromversorgungsnetz. Dazu wird die Netzspannung über einen separaten Brückengleichrichter BD2 gleichgerichtet und auf den Drainanschluss des MOSFET-Transistors Ql gegeben. Solange Ql nicht eingeschaltet ist, fließt dabei kein Strom, der Netzeingang Line wird also nicht belastet.
Der Vorwiderstand Rl und der Varistor Rvdr sollen die Schal- tung vor Netzüberspannung schützen. Rvdr kann aber auch weggelassen werden, wenn der Überspannungsschutz von Ql und Zl ausreicht. Die Sicherung F2 soll die Schaltung vor Bauteil- überhitzung schützen, wenn der Transistor Ql oder das Relais ReIl durch Kurzschluss ausfallen sollte. Auch Zl dient der Sicherheit der Schaltung und wird für die normale Funktion nicht benötigt.
Die Ansteuerung von Ql erfolgt so, dass sie während des ausgeschalteten Zustands keinen Strom aus dem Stromnetz ent- nimmt. Das wird erreicht durch einen Ansteuerübertrager TO, der den MOSFET mit einem einzigen positiven Impuls des Mikro- controllers 17 einschaltet und mit einem einzigen negativen Impuls wieder ausschaltet. Die Energie zum Einschalten des Transistors Ql wird dabei über den Ansteuerübertrager TO be- reitgestellt.
Die zwei Ausgänge Pl und P2 des MikroControllers 17 liegen standardmäßig z.B. auf einem niedrigen Pegel, d.h. 0 V. Soll das Relais Rel2 eingeschaltet werden, wird P2 für eine kurze Zeit auf einen hohen Pegel, z.B. 3 V, geschaltet, danach wieder auf den niedrigen Pegel. Über den Kondensator C4 wird der Schaltimpuls auf TO gegeben und an dessen Ausgang im Übersetzungsverhältnis, z.B. 1:5, des Übertragers TO hochtransformiert. Über Dl und R4 wird der Kondensator C3 auf eine Span- nung von z.B. 15V aufgeladen. C4 soll den Impuls nicht abschwächen, aber bei eventuellen Unsymmetrien zwischen Ein- und Ausschaltimpuls die Sättigung von TO verhindern. Wenn P2 wieder auf den niedrigen Pegel abfällt, soll die Reihenschal- tung aus Diode D2 und Zenerdiode Z3 normalerweise noch nicht leiten. Das wird erreicht, wenn Z3 z.B. einen Nennwert von 15V hat. Dadurch bleibt C3 geladen.
Der geladene Kondensator C3 soll den Transistor Ql einschalten. Dazu wird C2 auf eine Spannung aufgeladen, die der Spannung von C3 entspricht abzüglich der Gate-Schwellspannung von Ql. Ist die Spannung an C3 z.B. 15V, kann die Spannung an C2 z.B. 12V betragen. Der Strom für diese Spannung wird kurz- fristig beim Startvorgang dem Stromnetz entnommen und schaltet das monostabile Relais Rel2 ein.
Kurz nach diesem Einschaltvorgang muss das monostabile Relais Rel2 wieder ausgeschaltet werden, damit Ql nicht thermisch überlastet wird. Ziel ist es lediglich, den Netzelko Cl kurz aufzuladen, damit das Hilfsnetzteil starten kann. Zum Ausschalten von Rel2 wird Pl für eine kurze Zeit auf einen hohen Pegel geschaltet, danach wieder auf einen niedrigen. Über den Kondensator C4 wird ein gegenüber dem ersten Schaltimpuls um- gekehrter Schaltimpuls auf TO gegeben und erscheint am Ausgang als hochtransformierter negativer Impuls von z.B. -15V. Dadurch wird C3 über D2 und Z3 entladen bis auf ca. IV. Dies liegt unterhalb der Schwellspannung von Ql, sodass Ql nun abgeschaltet ist. R3 soll langfristig dafür sorgen, dass der ausgeschaltete Transistor Ql auch ausgeschaltet bleibt, indem über ihn eine eventuelle Restladung des Kondensators C3 entladen wird.
Wie oben beschrieben erfolgt die Ansteuerung des monostabilen Relais Rel2 durch eine zweistufige Schaltung. Die erste
Schaltstufe umfasst insbesondere den MikroController 17, die Schaltung zur Überwachung der erzeugten Sekundärspannung, die Batterie Vl und den Schalter Sw2. Sie wird durch die Batterie Vl gespeist. Der MikroController 17 überwacht den Fronttaster Sw2 und die sekundäre Hilfsspannung 5Vaux-sec und stellt geeignete Steuersignale für die Ansteuerung der zweiten Schaltstufe bereit. Die zweite Schaltstufe umfasst insbesondere den MOSFET Ql, die zugehörige Ansteuerelektronik zum Bereitstellen eines geeigneten Ansteuersignals für dessen Gateanschluss sowie die Versorgungsschaltung mit dem Hilfsgleichrichter BD2 zum Versorgen des Relais Rel2 mit einer geeigneten Schaltspannung. Dabei sind die erste und die zweite Schaltstufe im Ausführungsbeispiels gemäß Figur 4 mittels des Übertragers TO galvanisch voneinander getrennt.
Figur 5 zeigt eine weitere Ausgestaltung einer Ansteuerschaltung für die Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3. Die darin offenbarte Netzeingangsschaltung sowie die Beschaltung des
MikroControllers 17 entsprechen denen der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4, wobei in der Figur 5 zusätzlich die sekundären Gleichspannungsausgänge 12V-sec, 5V-sec, 3V3-sec und -12-sec des Hauptnetzteils 15 dargestellt sind. Darüber hinaus unter- scheidet sich die zweite Schaltstufe der Ansteuerschaltung gemäß Figur 5 von der Schaltung gemäß Figur 4 wie folgt.
Ein Vorteil der Ansteuerschaltung gemäß Figur 4 ist, dass nur ein MOSFET-Transistor Ql benötigt wird. Jedoch muss diese An- Steuerschaltung mittels des Übertragers TO eine relativ hohe Ausgangsspannung erzeugen. Die Anordnung gemäß Figur 5 zeigt, dass sich durch Hinzufügen eines zusätzlichen Kleinsignal- MOSFET-Transistors Q5 die nötige Ausgangsspannung und damit das Übersetzungsverhältnis von TO herabsetzen lassen.
Gemäß dem zweiten Ansteuerungsbeispiel in Figur 5 ist der untere Anschluss der Ausgangswicklung von TO nicht mit dem unteren, sondern mit dem oberen, positiven Anschluss von C3 verbunden. Die Ansteuerspannung wird auf den MOSFET- Transistor Q5 gegeben, der die hochohmigen Widerstände R15 und R16 zum Laden des Kondensators C3 durchschaltet. Die Ze- nerdiode Z2 begrenzt dabei die Ansteuerspannung auf einen konstanten Wert. Bei dieser Ansteuerschaltung kann nun die
Relaisspannung durch Auswahl der Nennspannung von Z2 auch höher gewählt werden, z.B. 24 V oder 48 V, um den Relaisstrom und damit die Verlustleistung in Ql abzusenken.
Figur 6 zeigt eine dritte Ansteuerschaltung zur Ansteuerung der Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3. Auch die Schaltung gemäß Figur 6 entspricht bzgl. der Netzeingangsschaltung und der Ansteuerung des MikroControllers 17 im Wesentlich der o- ben beschriebenen Figur 4.
Im dritten Ansteuerungsbeispiel gemäß Figur 6 wird die Ansteuerung von Q5 jedoch nicht durch jeweils einen Ein- und einen Ausschaltimpuls durch P2 und Pl angesteuert, sondern nur durch eine Impulsfolge am Ausgang P2 des MikroControllers 17. Durch C4 wird der Gleichspannungsanteil der Rechteckspannung von P2 abgetrennt und auf der Sekundärseite mit Hilfe von ClO und D2 wieder zurückgewonnen. Die Ansteuerspannung wird über Dl und R4 an C9 und das Steuergate des MOSFET- Transistors Q5 angelegt, der bei angelegter Steuerspannung die hochohmigen Widerstände R15 und Rl 6 zum Laden des Kondensators C3 durchschaltet. R14 dient zum Entladen von C9, wenn die Ansteuerung durch P2 abgeschaltet wird.
Somit weist die Schaltung gemäß Figur 6 dieselben Vorteile auf wie die Schaltung gemäß Figur 5. Darüber hinaus kann die Ansteuerung des Relais Rel2 durch den MikroController 17 zuverlässiger vorgenommen werden. Figur 7 zeigt eine vierte Ansteuerschaltung zur Ansteuerung der Netzeingangsschaltung gemäß Figur 3. Gegenüber den vorhergehenden Schaltungsanordnungen wurde die Ansteuerung des monostabilen Relais Rel2 und des bistabilen Relais ReIl sowie die Überwachung der von dem Hilfsnetzteil 16 erzeugten Spannungen weiter verbessert.
Im vierten Ansteuerungsbeispiel gemäß Figur 7 wird der Ü- bertrager TO zur Ansteuerung von Q5 nicht als Impulsübertra- ger verwendet, sondern als Sperrwandler. Bei diesem Prinzip wird die Ansteuerenergie optimal ausgenutzt. Anschluss P2 steuert den Transistor Q6 an, der die Primärseite von TO an die Batteriespannung VDD schaltet und dadurch Magnetisierungsenergie in TO speichert. Dl sperrt zu diesem Zeitpunkt. Wird nun Q6 abgeschaltet, magnetisiert der Übertrager TO ab, indem er sekundärseitig über Dl und R4 den Kondensator C9 auflädt. Je nach Dimensionierung des Schaltkreises wird ein einzelner oder mehrere Schaltimpulse am Anschluss P2 erzeugt, um den Kondensator C9 zu laden. Die Ansteuerspannung schaltet über den MOSFET-Transistor Q5 über dessen Steuergate ein. R14 dient zum Entladen von C9, wenn die Ansteuerung durch P2 abgeschaltet wird. Der verbleibenden Teil der Ansteuerung des Relais Rel2 ist gegenüber der vorherigen Ausgestaltung unverändert .
Weiterhin ist in dieser Ausgestaltung der Ansteuerschaltung eingezeichnet, wie die Erregerspule des Relais ReIl von der Primärseite aus mit einem Betriebsstrom versorgt werden kann. Das hat den Vorteil, dass die zu beachtenden Sicherheitsvor- Schriften wegen der nicht mehr notwendigen Primär/-
Sekundärtrennung nicht so streng sind und daher ein preisgünstigeres Relais eingesetzt werden kann. Die in der Figur 7 zur Ansteuerung des Relais ReIl verwendeten Optokoppler UIa und UIb bzw. U2a und U2b sind wesentlich preisgünstiger, so dass trotz Bauteilmehraufwand der Gesamtpreis für die Schaltungsanordnung niedriger ist.
Eine weitere Möglichkeit, Kosten zu sparen, ist, dass ReIl so angesteuert wird, dass niemals ein Stoßstrom über dieses Relais fließt. In diesem Fall können die Kontakte des Relais deutlich schwächer ausgelegt werden, ohne dass sich die Lebensdauer verkürzt. Dadurch besteht die Möglichkeit, ein preisgünstigeres Relais einzusetzen. Dazu muss Rel2 jeweils kurz vor und während des Einschaltens von ReIl angesteuert werden und auch kurz vor und während des Ausschaltens. Dadurch entsteht beim Einschalten von ReIl kein Stoßstrom und beim Abschalten kann durch die Induktivitäten des Filters keine induktive Überspannung entstehen. Rel2 ist beim Einschalten durch den Heißleiter Rntc geschützt und muss ohnehin auf den maximalen Stoßstrom des Netzteils und Überspannungen ausgelegt werden, so dass dadurch keine Mehrkosten entstehen.
In der Schaltung gemäß Figur 7 ist auch die Versorgung des OW-Prozessors sowohl durch 3V Knopfzelle als auch durch das Hilfsnetzteil 16 eingezeichnet, so dass die Batterie nur ganz kurz beim Start belastet wird. Die Dioden D8 und D7 sind zum Schutz der Lithiumbatterie Batt vor unerlaubter Aufladung durch das Hilfsnetzteil 16 vorgesehen, sollte eine der beiden Dioden überbrückt werden. D2 und D6 setzen die Hilfsspannung herab, damit sie an den Bereich der Prozessorversorgungsspannung besser angepasst ist.
Sind genügend Prozessoreingänge vorhanden, ist es vorteilhaft, die Primärspannung über 'PRIM' und die Hilfsnetzteil- spannung über Aux 5V getrennt zu messen. Den in den Figuren 3 bis 7 dargestellten Schaltungen ist gemeinsam, dass das bistabile Relais ReIl bei Netzausfall abgeschaltet werden sollte, um Stromstöße und dadurch verursachte Beschädigungen der Schaltungen beim erneuten Anlegen einer Netzspannung zu vermeiden. Durch periodisches kurzes Einschalten von Rel2 zum Test, ob die Netzspannung wieder vorhanden ist, kann eine
Funktion zum automatischen Netzwiederstart verwirklicht werden. Dabei muss jedoch die Lebensdauer des Relais Rel2 beachtet werden. Hierzu können die Intervalle zwischen den Einschaltversuchen im Lauf der Zeit erhöht werden oder nach ei- ner festgelegten Anzahl von Einschaltversuchen ganz abgebrochen werden.
Wenn es dagegen unbedingt erforderlich ist, einen Netzwiederstart jederzeit zu ermöglichen, beispielsweise bei Serversys- temen, dann kann auch Relais Rel2 als bistabiles Relais realisiert werden. Figur 8 zeigt eine dafür geeignete Netzeingangsschaltung 14 mit 2 bistabilen Relais ReIl und Rel2, Figur 9 eine zugehörige Schaltungsanordnung mit einer kompletten Schaltung zur Ansteuerung der Netzeingangsschaltung 14.
In diesem Ausführungsbeispiel wird ein zweites bistabile Relais Rel2 bei Erkennung eines Netzausfalls durch den Mikro- controller 17 dauerhaft eingeschaltet und ein erstes bistabile Relais ReIl ausgeschaltet. Erst nach Erkennen der wieder verfügbaren Netzspannung wird das erste bistabile Relais ReIl eingeschaltet und das zweite bistabile Relais Rel2 gegebenenfalls wieder abgeschaltet.
Werden zwei bistabile Relais verwendet, bleibt Relais Rel2 eingeschaltet, wenn ein konventioneller Versorgung des Hilfs- netzteiles 16 gewünscht wird. Zusätzlich wird ReIl dazuge- schaltet, wenn das Hilfsnetzteil 16 angelaufen ist. Bei einem Netzausfall muss auch hier ReIl abgeschaltet werden, Rel2 je- doch bleibt eingeschaltet. Rel2 wird nur dann abgeschaltet, wenn OW-Standby-Betrieb gewünscht ist, beispielsweise über eine Tasten- oder Softwareanforderung.
Das bistabile Relais Rel2 wird über eine der oben beschriebenen Ansteuerschaltungen aus dem Netz versorgt, aber die Betätigungsrichtung (ein oder aus) wird über einen der Optokoppler Ul bzw. U2 festgelegt. Natürlich sind auch die anderen vorher erwähnten Versorgungsschaltungen möglich. Auch ReIl kann wie oben beschrieben gezeigt von der Primärseite aus betätigt werden.
Die Figuren 10 bzw. 11 zeigen weiter verbesserte Netzeingangsschaltungen 14, bei denen das erste Schaltelement 3 als Halbleiterschaltelement ausgeführt ist.
Gemäß Figur 10 wird eine aus 4 Dioden BRl bis BR4 aufgebaute Gleichrichterbrücke mit einem im positiven Pfad der Gleichrichterbrücke angeordneten Thyristor SCR als erstes Schalt- element 3 eingesetzt. Gemäß Figur 11 wird ein Symistor, auch bekannt als Triac, als Schaltelement 3 verwendet. Die Verwendung eines Thyristors bzw. eines Symistors zum Schalten des Strombegrenzungselements 4 hat den Vorteil, dass auf das zweite Relais Rel2 völlig verzichtet werden kann. Darüber hinaus weisen Halbleiterschaltelemente den Vorteil auf, dass sie eine wesentlich längere Lebensdauer aufweisen. Die Schaltung gemäß Figur 11 ist günstiger in der Herstellung benötigt jedoch einen Ansteuerstrom von etwa 5 mA für den Symistor, der Thyristor benötigt dagegen nur einen Ansteuerstrom von 0 , 2 mA.
Zur Ansteuerung der Halbleiterschaltelemente wird wieder ein Übertrager TO verwendet, der wie in den Figuren 4 bis 7 be- schrieben entweder als Impulsübertrager oder als Sperrwandler beschaltet sein kann.
Figur 12 zeigt eine mögliche Ansteuerschaltung für die Netz- eingangsschaltung 14 gemäß Figur 10.
Der Übertrager TO arbeitet hier z.B. im Sperrwandlermodus und das bistabile Relais ReIl ist mit Primär-/Primärtrennung gezeigt. Die Widerstände R2, R3, R4, R14 und der Glättungskon- densator C2 in der Ansteuerschaltung für den Thyristor SCR reduzieren die in den Netzeingang Line eingespeisten HF- Störungen, sind für das funktionieren der Schaltungsanordnung jedoch nicht erforderlich.
Im Schaltungsteil für die Überwachung der Primärspannung über den Anschluss PRIM des MikroControllers 17 wurde im Vergleich zur Schaltungsanordnung gemäß Figur 9 die Zenerdiode Z3 herausgelassen. Der Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen R6 und R8 muss daher etwas umdimensioniert werden, aber man spart sich die Z-Diode Z3.
Zusätzlich wurde eine Schaltung zur Überwachung eines Signal Aux Sense durch den MikroController 17 ergänzt. Durch die zugehörige Überwachungsschaltung kann eine schlagartige Entlas- tung der Hilfsspannung 5Vaux-sec erkannt werden, die beispielsweise durch Lastsprünge der daran angeschlossenen Komponenten verursacht wird. Ein solcher Lastsprung kann damit von einem Abfall der Primärspannung unterschieden werden und dient dazu, eine in diesem Fall ungewollte Abschaltung des bistabilen Relais ReIl zu verhindern. Die Ansteuerung der Leistungsschaltung gemäß Figur 11 mit dem Symistor TRIAC erfolgt prinzipiell genauso wie die Ansteuerung des Thyristor SCR und ist deshalb nicht dargestellt.
Bei diesen Varianten der Leistungsschaltung gemäß den Figuren 10 und 11 ist es noch wesentlich besser möglich, dass ReIl so angesteuert wird, dass niemals ein Stoßstrom über dieses Relais ReIl fließt. Dazu muss der Thyristor SCR oder Symistor TRIAC jeweils kurz vor und während des Einschaltens von Rel2 angesteuert werden und auch kurz vor und während des Ausschaltens. Dadurch entsteht beim Einschalten von ReIl kein Stoßstrom und beim Abschalten kann durch die Induktivitäten des Filters keine induktive Überspannung entstehen. Ein Symistor oder Thyristor hat prinzipiell keine Abnutzung, so dass über dieses zusätzliche Einschalten keine Reduzierung der Lebensdauer entsteht, aber eine Erhöhung der Lebensdauer von ReIl. Auch die Batterie wird nicht zusätzlich belastet, da das Ein- und Ausschalten von Rel2 erfolgt, wenn Strom vom Hilfsnetzteil 16 zur Verfügung steht.
Ein weiterer Vorteil ist das jetzt mögliche verbesserte Verhalten nach einem Netzausfall. Nach einem Netzausfall bleibt der Netzeingang normalerweise im abgeschalteten Zustand, bis er von der Sekundärseite wieder einen Startbefehl bekommt.
Mit Hilfe des Prozessors und des Thyristors oder Symistors können nun beliebig viele Startversuche gemacht werden, ohne dass Abnützungsprobleme auftreten. Diese Startversuche sind natürlich nur notwendig, wenn sich das Netzteil vorher in ei- nem Standby- oder Betriebszustand befand. Der Prozessor muss also im Fall des Standby-Betriebs diesen Zustand bei einem Netzausfall speichern und sofort danach mit Wiederstartversuchen beginnen. Das kann zeitlich gestaffelt werden, z.B. 100 Startversuche nach jeweils 1 Sekunde, dann 100 Startversuche nach jeweils 2 Sekunden, usw.
Figur 13 zeigt eine alternative Anordnung der einzelnen Kom- ponenten der Netzeingangsschaltung 14. Insbesondere wurde in der Netzeingangsschaltung 14 gemäß Figur 13 die Filterschaltung 5, umfassend den Netzfilter 7, die Schaltung 8 zur Leistungsfaktorkorrektur und den Brückengleichrichter 9, unmittelbar an den Phasenanschluss Line auf Seiten des Stromver- sorgungsnetzes 2 und somit elektrisch vor das Schaltelement 3 bzw. das bistabile Relais 6 verlagert.
Hier ist die Position des Schaltelementes, in der Figur 13 beispielsweise die Variante mit Thyristor SCR, nach hinten in Richtung des Netzelkos Cl verschoben. Das hat bei aktiver Leistungsfaktorkorrektur den Vorteil, dass besonders bei niedriger Netzspannung an dieser Stelle geringere Ströme fließen, da der Kondensator Cl bei einem 230V Wechselstromnetz in etwa eine Ladespannung von 400V aufweist, wenn das Hauptnetzteil 15 eingeschaltet ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 13 hat gegenüber den zuvor beschriebenen Anordnungen aber den Nachteil, dass beim Abschalten des Netzeingangsschaltung 14 noch eine gewisse Blindleistung und eine sehr geringe Wirkleistung in der nicht abgeschalteten Filterschaltung 5 verbraucht wird. Dieser Vor- und Nachteil muss je nach den Anforderungen an die Netzabschaltung gegeneinander abgewogen werden.
Der Thyristor SCR benötigt in der Anordnung gemäß Figur 13 keinen zusätzlichen Brückengleichrichter mehr, da er im Gleichstromzweig nach dem Hauptbrückengleichrichter 9 angeordnet ist. Die unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 12 oben beschriebenen Ansteuerschaltungen 10 eignen sich ebenfalls zur Ansteuerung der in der Figur 13 dargestellten Netzeingangs- Schaltung 14 und werden daher nicht erneut beschrieben.
Den Ausführungsbeispielen gemäß den Figuren 1 bis 13 ist gemeinsam, dass sie die Leistungsaufnahme eines Netzteils, insbesondere eines Computernetzteils, in einem weiteren, in die- ser Anmeldung als OW-Standby bezeichneten Energiesparmodus, weiter reduzieren bzw. völlig vermeiden. Auf diese Weise leisten die verschiedenen Schaltungsanordnungen und die zugehörigen Ansteuerschaltungen einen weiteren Beitrag zur Energieeinsparung bei Computersystemen, der über die bisher be- kannten Energiesparzustände gemäß dem ACPI-Standard hinausgeht. Dabei liegt der hierin offenbarte Betriebszustand zwischen den als G3 ("mechanical off") und G2 ("soft-off") bezeichneten Zuständen.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung (1) für ein Netzteil (15, 16) zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspan- nung eines Stromversorgungsnetzes (2), umfassend ein Schaltelement (3) zum Schalten eines Laststroms des Netzteils (15, 16), ein mit dem Schaltelement (3) in Reihe geschaltetes Strombegrenzungselement (4) zum Begrenzen eines Stromstoßes beim Einschalten des Schaltelements (3), ein zu dem Schalt- element (3) und dem Strombegrenzungselement (4) parallel geschaltetes bistabiles erstes Relais (6) zum Halten des Laststroms und eine Ansteuerschaltung (10) zum Schalten des Netzteils (15, 16) aus einem ersten Betriebszustand, in dem kein Laststrom von dem Stromversorgungsnetz (2) zu dem Netzteil (15, 16) fließt, in einen zweiten Betriebszustand, in dem ein Laststrom zum Erzeugen der Gleichspannung von dem Stromversorgungsnetz (2) zu dem Netzteil (15, 16) fließt, wobei die Ansteuerschaltung (10) dazu eingerichtet ist, beim Schalten des Netzteils (15, 16) aus dem ersten in den zweiten Be- triebszustand das Schaltelement (3) für einen ersten Schaltzeitraum einzuschalten, während des ersten Zeitraums das bistabile Relais (6) einzuschalten und am Ende des ersten Zeitraums das Schaltelement (3) auszuschalten.
2. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine erste Schaltstufe, die einen Energiespeicher (11) zur Versorgung der ersten Schaltstufe und ein Bedienelement (12) umfasst, wobei die erste Schaltstufe dazu eingerichtet ist, beim Betätigen des Bedienelements (12) ein erstes Steu- ersignal zu erzeugen, und eine mit der ersten Schaltstufe gekoppelte zweite Schaltstufe, die ein Verstärkerelement zur Erzeugung eines zweiten Steuersignal zur Ansteuerung des Schaltelements (3) umfasst.
3. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement ein zweites Relais (Rel2) umfasst und die zweite Schaltstufe eine Versorgungsschaltung zum Versorgen des zweiten Relais (Rel2) mit einer aus dem Stromversorgungsnetz (2) gewonnen Betriebsspannung umfasst.
4. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Relais (Rel2) als monostabiles Relais ausgestaltet ist, wobei die zweite Schaltstufe das zweite Relais (Rel2) während des ersten Zeitraums mit einer aus dem Stromversorgungsnetz (2) gewonnenen Betriebsspannung versorgt.
5. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Relais (Rel2) als bistabiles Relais ausgestaltet ist, wobei die zweite Schaltstufe das zweite Relais (Rel2) zu Beginn des ersten Zeitraums mit einem aus dem Stromversorgungsnetz (2) gewonnenen Einschaltimpuls versorgt und zum Ende des zweiten Zeitraums mit einem aus dem Stromversorgungsnetz (2) gewonnenen Ausschaltimpuls versorgt.
6. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (3) ein Halbleiterschaltelement umfasst, insbesondere einen Thyristor (SCR) oder Symistor (TRIAC) .
7. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement als Thyristor (SCR) ausgestaltet ist, wobei der Thyristor (SCR) so in einer mit dem Stromver- sorgungsnetz (2) verbundenen Brückenschaltung angeordnet ist, sodass durch Schalten des Thyristor (SCR) sowohl positive als auch negative Halbwellen der Wechselspannung des Stromversorgungsnetzes (2) geschaltet werden können.
8. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch ein Hauptnetzteil (15) zum Bereitstellen wenigstens einer Betriebsspannung und einem Hilfsnetzteil
(16) zum Bereitstellen einer Hilfsspannung, wobei in dem ers- ten Betriebszustand das Hauptnetzteil (15) und das Hilfsnetz- teil (16) durch das Schaltelement (3) und das erste Relais (6) von dem Stromversorgungsnetz (2) getrennt sind und in dem zweiten Betriebszustand das Hauptnetzteil (15) und/oder das Hilfsnetzteil (16) durch das Schaltelement (3) und/oder das erste Relais (6) mit dem Stromversorgungsnetz (2) gekoppelt sind.
9. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Relais (6) während des ersten Zeitraums mit einem Einschaltimpuls von dem Hilfsnetzteil (16) versorgt wird.
10. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass beim Schalten des wenigstens einen Netzteil (15, 16) aus dem ersten Betriebszustand in den zweiten Betriebszustand in einer ersten Schaltphase zunächst das Hilfsnetzteil (16) und in einer zweiten Schaltphase das Hauptnetzteil (15) aktiviert wird.
11. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) eine integrierte Schaltung, insbesondere einen MikroController (17), umfasst, der das erste Schaltelement (3) und das erste Relais (6) ansteuert.
12. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die integrierte Schaltung in der ersten Betriebsart mit einer ersten Taktfrequenz und in der zweiten Betriebsart mit einer zweiten Taktfrequenz betrieben wird, wobei die erste Taktfre- quenz kleiner als die zweite Taktfrequenz ist.
13. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die integrierte Schaltung dazu eingerichtet ist, die wenigs- tens eine von dem Netzteil (15, 16) erzeugte Gleichspannung und die Wechselspannung des Stromversorgungsnetzes (2) zu ü- berwachen .
14. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) einen Übertrager (TO) umfasst und die integrierte Schaltung dazu eingerichtet ist, wenigstens ein gepulstes Steuersignal zur Ansteuerung des Schaltelements (3) zu erzeugen, das über den Übertrager (TO) übertragen wird.
15. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) eine Sperrwandlerschaltung zur An- Steuerung des Schaltelements (3) umfasst, wobei die integrierte Schaltung den Sperrwandler ansteuert.
16. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, gekennzeichnet durch eine an das Stromversorgungsnetz (2) anschließbare Filterschaltung (5), umfassend wenigstens einen Netzfilter (7) und eine Gleichrichterschaltung (9), wobei das Schaltelement (3) zwischen der Filterschaltung (14) und dem wenigstens einen Netzteil (15, 16) angeordnet ist.
17. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, gekennzeichnet durch eine Filterschaltung (5), umfassend wenigstens einen Netzfilter (7) und eine Gleichrichterschaltung (9), wobei das Schaltelement (3) zwischen dem Stromversorgungsnetz (2) und der Filterschaltung (5) angeordnet ist.
18. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) dazu eingerichtet ist, das Netzteil (15, 16) aus dem zweiten Betriebszustand in den ersten Betriebszustand zu schalten, beim Schalten des Netzteils (15, 16) aus dem zweiten in den ersten Betriebszustand das Schalt- element (3) für einen zweiten Zeitraum einzuschalten, während des zweiten Zeitraums das bistabile Relais (6) auszuschalten, und am Ende des zweiten Zeitraums das Schaltelement (3) auszuschalten .
19. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) dazu eingerichtet ist, die Wechselspannung des Stromversorgungsnetzes (2) zu überwachen und bei Erkennung einer Netzstörung das Netzteil (15, 16) von dem zweiten in den ersten Betriebszustand zu schalten.
20. Ansteuerschaltung (10) zum Schalten eines Netzteils (15, 16) aus einem ersten Betriebszustand, in dem kein Laststrom von einem Stromversorgungsnetz (2) zu dem Netzteil (15, 16) fließt, in einen zweiten Betriebszustand, in dem ein Laststrom zum Erzeugen einer Gleichspannung von dem Stromversorgungsnetz (2) zu dem Netzteil (15, 16) fließt, umfassend: eine erste Schaltstufe, aufweisend einen Energiespeicher (11) zum Betrieb der ersten Schaltstufe und ein Aktivierungselement, wobei die erste Schaltstufe dazu eingerichtet ist, das Aktivierungselement im ersten Betriebszustand zu überwachen und beim Erkennen eines Aktivierungssignals des Aktivierungs- elements ein erstes Steuersignals zu erzeugen, und eine mit der ersten Schaltstufe gekoppelte zweite Schaltstufe, aufweisend wenigstens ein Verstärkerelement zum Ansteuern eines Relais (ReIl, Rel2) mit einem zweiten Steuersignal und eine Versorgungsschaltung zum Versorgen der zweiten Schalt- stufe mit einer aus dem Stromversorgungsnetz (2) gewonnenen
Versorgungsspannung, wobei die zweite Schaltstufe dazu eingerichtet ist, beim Empfang des ersten Steuersignals das Relais (ReIl, Rel2) zum Schalten eines Laststroms des Netzteils (15, 16) mit der Versorgungsspannung zu versorgen.
21. Ansteuerschaltung (10) nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltstufe wenigstens einen Spannungsimpuls als erstes Steuersignal erzeugt und an die zweite Schaltstufe ü- berträgt und die zweite Schaltstufe die Versorgungsschaltung erst beim Empfang des Spannungsimpulses aktiviert.
22. Ansteuerschaltung (10) nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltstufe und die zweite Schaltstufe durch einen Übertrager (TO) oder einen Optokoppler (Ul, U2) galvanisch voneinander getrennt sind.
23. Ansteuerschaltung (10) nach einem der Ansprüche 20 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltstufe ein Halbleiterschaltelement zum Aktivieren der Versorgungsschaltung umfasst, wobei die erste Schaltstufe mit einem Steueranschluss des Halbleiterschaltelements gekoppelt ist.
24. Ansteuerschaltung (10) nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Betriebszustand im Wesentlichen die gesamte elektrische Spannung des Stromversorgungsnetzes (2) an dem Halbleiterschaltelement abfällt.
25. Computernetzteil mit einer Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 19 und/oder einer Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 20 bis 24.
26. Verfahren zum Schalten eines Netzteils (15, 16) zum Erzeugen wenigstens einer Gleichspannung aus einer Wechselspan- nung eines Stromversorgungsnetzes (2), wobei beim Schalten des Netzteils (15, 16) von einem ersten Betriebszustand in einen zweiten Betriebszustand die folgenden Schritte von einer Ansteuerschaltung (10) durchgeführt werden:
- zu Beginn eines ersten Zeitraums Einschalten eines mit ei- nem Strombegrenzungselement (4) in Reihe geschalteten
Schaltelements (3) zum Schalten eines Laststroms des Netzteils,
- während des ersten Zeitraums Einschalten eines mit dem Schaltelement (3) und dem Strombegrenzungselement (4) pa- rallel geschalteten bistabilen ersten Relais (6) zum Halten des Laststroms und
- am Ende des ersten Zeitraums Ausschalten des Schaltelements (3) .
27. Verfahren nach Anspruch 26, wobei beim Schalten des Netzteils (15, 16) vom zweiten in den ersten Betriebszustand die folgenden Schritte von der Ansteuerschaltung (10) durchge- führt werden:
- zu Beginn eines zweiten Zeitraums Einschalten des Schaltelements (3) ,
- während des zweiten Zeitraums Ausschalten des zweiten Relais (6) und - am Ende des zweiten Zeitraums Ausschalten des Schaltelements (3) .
28. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) die Wechselspannung des Stromver- sorgungsnetzes (2) in dem zweiten Betriebszustand überwacht und beim Erkennen einer Netzstörung das Netzteil (15, 16) von dem zweiten Betriebszustand in den ersten Betriebszustand schaltet .
29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (10) nach einem vorbestimmten Zeitraum nach Erkennung der Netzstörung und dem Schalten des Netzteils (15, 16) in den ersten Betriebszustand versucht, das Netzteil (15, 16) von dem ersten Betriebszustand in den zweiten Be- triebszustand zu schalten.
30. Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 26 bis 29 in einem Computersystem zur Bereitstellung eines Energiesparmodus, in dem das Computersystem keine elektrische Leistung aus dem Stromversorgungsnetz (2) aufnimmt.
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