WO2012045586A1 - Betriebsgerät für leuchtmittel mit niedervolt-spannungsversorgung - Google Patents

Betriebsgerät für leuchtmittel mit niedervolt-spannungsversorgung Download PDF

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WO2012045586A1
WO2012045586A1 PCT/EP2011/066492 EP2011066492W WO2012045586A1 WO 2012045586 A1 WO2012045586 A1 WO 2012045586A1 EP 2011066492 W EP2011066492 W EP 2011066492W WO 2012045586 A1 WO2012045586 A1 WO 2012045586A1
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voltage
switch
low
supply circuit
circuit according
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PCT/EP2011/066492
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English (en)
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Reinhard BÖCKLE
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Tridonic Gmbh & Co Kg
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0045—Converters combining the concepts of switch-mode regulation and linear regulation, e.g. linear pre-regulator to switching converter, linear and switching converter in parallel, same converter or same transistor operating either in linear or switching mode

Definitions

  • the present invention relates to the field of so-called.
  • Low-voltage power supply for a load in particular for active semiconductor ICs.
  • the invention relates in particular to control gear for lamps (eg. LEDs, OLEDs, halogen, low-pressure and high-pressure gas discharge lamps).
  • lamps eg. LEDs, OLEDs, halogen, low-pressure and high-pressure gas discharge lamps.
  • these DC supply voltages are in the range of less than 15 volts DC.
  • a start phase of the operating device immediately after switching on the mains voltage supply from this a first start-low voltage is generated.
  • the switch is usually a transistor and the energy store is a charging capacitor, preferably an electrolytic capacitor.
  • a DC voltage is applied to the capacitor.
  • This DC voltage runs from zero to a certain voltage below 15 volts high, which is then kept more or less constant.
  • This DC voltage then supplies an active control circuit of the operating device, which usually controls clocked modules of the operating device. Only in periods in which the control circuit clocks these modules properly, then a power supply for the control circuit can be done from a clocked module, and the power loss of the mains voltage supplied starting resistor can be switched off if necessary.
  • the starting voltage usually serves only to initiate the starting phase or to cover a particularly low power requirement of a load, unless you take a higher power loss in purchasing.
  • the charging capacitor In a known low-voltage power supply circuit described in DE 10 2008 016 754 A1, which is part of an operating device for a lighting device, the charging capacitor therefore, after passing through the starting phase, which is also referred to here as "linear operation", with the center tap of a rectifier
  • the half or full bridge is present anyway in the operating device and is part of a voltage converter for the supply of the light source, so that the power transferred to the charging capacitor is sufficient to reach a higher one in the phase following the starting phase To meet the power requirement of a load connected to the output of the low-voltage supply circuit.
  • the above-described known low-voltage power supply circuit has the following disadvantages: 1. It is not independently controllable.
  • the range of services depends on the half or full bridge frequency.
  • the known circuit must be dimensioned so that they at low frequency, ie at 100% light needed
  • the invention has for its object to provide a method for providing a low voltage for a load, in particular for semiconductor ICs, which are preferably used in operating devices for lighting, and a corresponding low-voltage power supply circuit, which at least one of the disadvantages of the prior the technique is reduced.
  • the power provided in the pulse operation of the low-voltage supply circuit is higher than the power transmitted in linear operation, thus the pulse currents are higher than the continuous currents in linear operation.
  • the frequency of the switching pulses for the switch is higher, preferably much higher than the mains frequency chosen.
  • An input voltage is a DC source.
  • a charging capacitor preferably an electrolytic capacitor is suitable.
  • the switch with a current limiting circuit and the energy storage with ahesbegrenzungsscrien- connected This can for example consist of a parallel to the energy storage Zener diode.
  • the means for generating the switching pulses for the switch may be formed by a controller, which is anyway present in any case when using the low-voltage power supply circuit in a control device for a lighting device anyway.
  • the controller can also be effective as a voltage regulator at the same time.
  • control input of the switch is connected to a charge pump 'which evaluates the generated from the charge of the energy storage operating voltage and after a change in the mode of operation from linear operation to pulsed operation a potential increase of Switching pulses at the control input of the switch causes such that the switching pulses for the switch overcome the threshold voltage when switching safely.
  • Figure 1 shows a first embodiment
  • Figure 2 shows a second embodiment of
  • Low-voltage supply circuit which differs from the first embodiment only in terms of the voltage limit and the specific design of the charge pump.
  • the low-voltage supply circuit shown in Figure 1 is used to generate from the higher voltage of an input voltage source SQ, a low voltage Vcc, with the active semiconductor ICs, such as ASICs can be fed.
  • the low voltage Vcc to be generated in the present case is a DC voltage of, for example, a maximum of 12 volts.
  • the input voltage is in stationary operation a DC voltage with, for example, 400 volts. Since this input voltage with active clocked components ⁇ eg. active PFC) is generated starting from an AC line voltage, it can be equal to the peak value of the applied mains voltage during startup or standby (PFC not yet switched on or off).
  • the input voltage source SQ is connected to the input terminals 1 and 2 of the circuit.
  • the input voltage of a series circuit of an optional circuit breaker SW (with an internal resistance, which is represented by Rl), the primary winding Li of a transformer TR, a controllable electronic switch XI (in the form of a power FETs) and one at the output terminals 3 and 4 lying load RL supplied.
  • the optional disconnect switch SW switches off in certain states, the circuit shown completely to limit the losses to zero. This is particularly possible if electrical energy for a control circuit can be obtained from a bus line (for example, if the idle state of the bus protocol is not equal to zero).
  • the switch SW is driven by a standby control circuit, not shown.
  • the ohmic starting resistance is denoted by R2.
  • the series circuit of the capacitors C2, C3 is charged via the starting resistor R2 and thus the gate of XI is triggered via the node R2, C2, R3.
  • the switch XI is thus in linear operation.
  • the load RL represents, for example, semiconductor active ICs to be supplied.
  • a charging capacitor C4 which is formed, for example. Of an electrolytic capacitor.
  • controllable electronic switch XI is hereinafter referred to as "switch”, while the optional disconnect switch S is also referred to below as “disconnector”.
  • the charging capacitor C4 has the function of an energy storage.
  • the Zener diode D4 serves to limit the voltage drop across the charging capacitor C4 to the Zener voltage of-in the present case-12 volts.
  • a current limiting circuit which consists of a shunt (resistor for picking up a voltage signal) R5, a charge capacitor C1 connected in parallel thereto, and a
  • the emitter-base path of the transistor Ql is connected in parallel with the shunt R5 and the capacitor C1.
  • the base of the transistor Ql is connected to the source of the switch XI, and the collector is connected to the gate of XI via a resistor R3.
  • the connection point between Rl and the primary winding LI of the transformer TR is connected through the resistor R2 and the resistor R3 to the gate of the switch XI.
  • the capacitor Cl is dimensioned such that neither the pulse operation (see below) is affected, nor the inrush current is too large.
  • a charge pump LP is connected to the charge capacitor C4, the exact function of which will be explained later.
  • the charge pump LP comprises two series-connected pump capacitors C2 and C3, which are between ground and the control input of the switch XI, wherein the series resistor R3 is interposed.
  • a resistor R6 is connected in parallel.
  • a controller CT (which can also be arranged externally) is shown here as a further part of the charge pump LP. It has a connection 5 for the supply of the operating voltage Vcc, a ground terminal 7 and a terminal 6, from which switching pulses for the switch XI are output.
  • the terminal 5 of the controller CT is - as indicated by the two Vcc characters - connected to the higher-potential output terminal 3.
  • the charge pump LP includes a first pump transistor Q3 and a second pump transistor Q2.
  • the emitter of the first pump transistor Q3 is grounded. Its collector is connected both to the base of the second pump transistor Q2 and - via a resistor R8 - to the hot output terminal 3.
  • the base of the first pump transistor Q3 is connected via a resistor R4 to terminal 6 of the controller CT, which is intended to output the switching pulses for the switch XI.
  • the emitter-collector path of the second pump transistor Q2 extends between the connection point of the two pump capacitors C2 and C3 on one side and - with the interposition of a Load resistor R7 - the "hot output port 3 on the other side.
  • the emitter-base path of the second pump transistor Q2 is bridged by a diode D3.
  • the "hot" output terminal 3 is further connected via a diode D2 and the resistor R3 to the control input of the switch XI.
  • the circuit breaker SW is opened and the switch XI is opened, i. the power FET is still non-conductive.
  • the gate potential must be higher than the source potential by the FET threshold voltage (approximately 1.5 to 4.5 volts) when the disconnector SW is switched on.
  • the voltage at the charging capacitor C4 is still zero, the controller CT is still inactive.
  • the voltage at the source of XI is also zero.
  • the full DC input voltage of, for example, 400 volts in steady-state operation is present (in the standby case or in the start-up phase 310V at 230V mains voltage, see above).
  • the pump capacitors C2 and C3 begin to charge via the resistor R2, with the result that the voltage at the control input of the switch XI increases.
  • the switch XI starts to become conductive. Now, a current flows from the input voltage source SQ via the circuit breaker SW, the resistor Rl, the primary winding Li of the transformer TR, the closed switch XI, the shunt R5 and the output terminals 3, 4 in the charging capacitor C4.
  • the load RL are active semiconductor ICs, they still do not take power while they are inactive. This applies equally to the Controller CT. The result is that the voltage across the charging capacitor increases approximately linearly.
  • the current through the switch XI is - as will be described in more detail later - limited by the shunt R5 and the capacitor Cl in conjunction with the current limiting transistor Ql.
  • the capacitor Cl serves primarily to allow later to pass more accurately described pulse currents. It is important that the time constants R2, C2, C3 in relation to the charging time of Cl is very large, so that when switching on the current slowly increases to the value set with the shunt.
  • the limitation of the current through the switch XI is made by the fact that an excessive current has a correspondingly high voltage drop across the shunt R5 result. As a result, the current limiting transistor Ql becomes increasingly conductive. This in turn reduces the voltage across the source-gate path of switch XI, with the result that the current through XI is reduced again. With the current flowing through the switch XI and the charging of the charging capacitor C4, the voltage at the source electrode of the switch XI increases. To maintain the current flow and still - up to the specified limit - too increase, the voltage at the gate electrode of the switch XI must be increased accordingly. This is ensured by the increase in the voltage across the two pump capacitors C2, C3.
  • the linear mode switches to the so-called “pulse mode.” This can be done automatically or externally controlled.
  • the pulsed operation it is initially assumed that the maximum current predetermined by the current limiting circuit flows through the switch XI, and that the maximum voltage of 12 volts imposed by the zener diode D4 is applied to the charging capacitor C4.
  • the signal output 6 of the controller CT is initially not yet give a switching pulse, so practically still at ground potential.
  • the first pump transistor Q3 is still off, and a base current flows across the second pump transistor Q2 the resistor R8 with the result that Q2 is conductive.
  • the connection point of the two pump capacitors C2, C3 has approximately the potential of the charging capacitor C4.
  • the gate ⁇ control input ⁇ of switch XI continues to be at a bias potential greater than 12 volts (about 20 volts) and is higher than the potential at the source electrode by the FET threshold voltage. As a result, current continues to flow through the switch XI, as was the case previously in linear mode. However, the current flowing in pulse mode in the on state by the switch XI currents are higher than the currents in linear operation.
  • the switchover between linear operation and pulse operation is dependent on the state of the operating device, in particular the load of the low-voltage supply circuit.
  • the state may be a state present in the controller CT or a state supplied to it (for example, a predetermined state sequence). For example. If such a state can be defined in terms of time (the switching, in particular from linear operation to pulsed operation, then takes place after a defined time interval, for example after the controller has been switched on), or depends on at least one feedback measuring signal.
  • the controller CT can know the current or soon-to-be-available energy demand of the load (for example ASIC etc.) of the low-voltage supply circuit on the basis of the state or of a returned measurement signal. If there is an increased demand for energy, switching to pulsed operation will take place.
  • the returned measurement signal can thus be tapped in particular at the load.
  • a switching pulse is delivered by the controller CT, this results in an increase of the potential at the signal output 6 of the controller CT to ground potential, whereby the first pump transistor Q3 is turned on. It thus reduces the potential at the connection point of the two pump capacitors C3 and C2 to almost ground potential.
  • the potential at the gate electrode (control input) of the switch is lowered accordingly, with the result that the switch XI blocks abruptly.
  • the sudden interruption of the current flow through the inductance of the input winding LI of the transformer TR results in a freewheeling current, which is transmitted to the secondary winding L2 and used to charge the charging capacitor C4.
  • the switch XI, the transformer TR with its two windings LI, L2, the rectifier diode D5 and the charging capacitor C4 form a flyback converter which reduces the input DC voltage of 400 volts substantially to the low output voltage of 12 Converts volts.
  • the output 3, 4 of the circuit during the pulse operation removable power is higher than that which can be removed from the circuit during the linear phase.
  • the linear operation can be maintained as long as the power limit of the switch XI and the Zener diode D4 are not exceeded.
  • the function of the framed charge pump LP is that switching pulses output by the controller CT are converted at a relatively low voltage amplitude into switching pulses whose amplitude is substantially higher, so high that the FET threshold voltage (Threshold), which may be about depending on the FET type between 1.5 volts and 3.5 volts, is safely swept by the converted switching pulses.
  • the FET threshold voltage which may be about depending on the FET type between 1.5 volts and 3.5 volts
  • the circuit of Figure 2 differs from that of Figure 1, characterized the limitation of the voltage across the charging capacitor C4 is no longer done by a Zener diode connected in parallel to this, which inevitably destroys energy, but by a circuit part, the additional
  • Voltage limiting transistor Q4 contains.
  • the collector of Q4 is connected via the series resistor R3 to the control input of the switch XI.
  • the emitter of Q4 is connected to the collector of the first pump transistor Q3 via a Zener diode D4, and the base of Q4 is connected to the "hot" terminal of the charging capacitor C4, when the voltage across the charging capacitor C4 passes through the Zener Diode D4 exceeds a predetermined value of 12 volts, a current flows through Q4, thereby reducing the potential at the base of Q4, thereby causing the current flow through switch XI is reduced, which then causes a corresponding reduction of the charging voltage at C4.
  • Essential to the voltage limiting variant according to FIG. 2 is that it is active only in linear operation.
  • the potential at the signal output 6 of the controller CT is approximately ground potential, so that the positive electrode of the Zenerdxode here is virtually at ground.
  • This additional way to limit the current flowing through the switch XI linear operation is only particularly advantageous when working in the pulse mode with the smallest possible pulse duration and possibly also with lückendem or burst mode. This is the case when too few consumers are active and still too much power has to be destroyed. Then, in some circumstances - as far as the power loss is concerned - the linear mode could be the cheaper one.
  • the linear operation is needed only for the start-up phase, until the voltage on the charging capacitor C4 has risen to 8 volts or more, the controller CT is supplied with the operating voltage Vcc and the gate of the switch XI with the required bias of more than 8 volts can be applied.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bereitstellen einer Niedervoltspannung für eine Last (RL), insbesondere für Halbleiter-ICs, sowie Niederspannungs-Versorgungsschaltung. Letztere ist versehen mit Eingangsanschlüssen (1, 2) für eine Eingangs-Spannungsquelle (SQ), deren Spannung höher als die zu erzeugende Niederspannung ist, mit Ausgangsanschlüssen (3, 4) für die Last (RL), mit einer parallel zu den Eingangsanschlüssen (1, 2) geschalteten Serienschaltung aus; a) einem mit dem Anlaufwiderstand (R2), b) einem steuerbaren elektronischen Schalter (XI) und c) einem Energiespeicher (C4), der mit den Ausgangsanschlüssen (3, 4) verbunden ist, wobei der Energiespeicher (C4) im sog. Linearbetrieb über den Schalter (X1) aufgeladen wird und aus der Ladung eine Anlaufspannung für die Last (RL) generierbar ist. Weiterhin weist sie; d) Mittel (CT) zur Erzeugung von Schaltimpulsen für den Schalter (X1) zum Betreiben desselben im sog. Impulsbetrieb, auf wobei der Energiespeicher (C4) und der Schalter (X1) Teile eines Schaltreglers bzw. Gleichspannungswandlers bilden, derart, dass aus der Ladung des Energiespeichers (C4) eine Betriebsspannung für die Last (RL) generierbar ist.

Description

Betriebsgerät für Leuchtmittel mit Niedervolt- Spannungsversorgung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der sog. Niedervolt-Spannungsversorgung für eine Last, insbesondere für aktive Halbleiter-ICs . Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf Betriebsgeräte für Leuchtmittel (bspw. LEDs, OLEDs, Halogen, Niederdruck- und Hochdruck-Gasentladungslampen) .
Typischerweise liegen diese DC-Versorgungsspannungen in einem Bereich von unter 15 Volt DC . Grundsätzlich ist es aus dem Stand der Technik im Bereich von Betriebsgeräten für Leuchtmittel bekannt, dass für eine Startphase des Betriebsgeräts unmittelbar nach dem Einschalten der Netzspannungsversorgung aus dieser eine erste Anlauf- Niederspannung generiert wird. Dazu wird bspw. einer Serienschaltung aus einem Anlaufwiderstand, einem elektronischen steuerbaren Schalter und einem Energiespeicher durch Schließen des Schalters die (gleichgerichtete) Netzspannung zugeführt. Bei dem Schalter handelt es sich in der Regel um einen Transistor und bei dem Energiespeicher um einen Ladekondensator, vorzugsweise einen Elektrolytkondensator .
An dem Kondensator liegt somit eine Gleichspannung an. Diese Gleichspannung läuft von Null bis zu einem bestimmten Spannungswert unterhalb von 15 Volt hoch, der dann mehr oder weniger konstant gehalten wird. Diese Gleichspannung versorgt dann eine aktive Steuerschaltung des Betriebsgeräts, die üblicherweise getaktete Baugruppen des Betriebsgeräts ansteuert. Nur in Zeitdauern, in denen die Steuerschaltung diese Baugruppen ordnungsgemäss taktet, kann dann eine Spannungsversorgung für die Steuerschaltung ausgehend von einer getakteten Baugruppe erfolgen, und die Verlustleistung des mit Netzspannung versorgten AnlaufWiderstands kann ggf. abgeschaltet werden.
Es versteht sich, dass bei vertretbarer Verlustleistung, die durch den Stromfluss in dem Anlaufwiderstand und dem den Schalter bildenden Transistor bedingt ist, die dem Ladekondensator entnehmbare Leistung begrenzt ist. Dementsprechend dient die AnlaufSpannung in der Regel nur zum Einleiten der Startphase oder zur Deckung eines besonders geringen Leistungsbedarfs einer Last, es sei denn man nimmt eine höhere Verlustleistung in Kauf. Bei einer in der DE 10 2008 016 754 AI beschriebenen bekannten Niederspannungs-Versorgungsschaltung, die Teil eines Betriebsgerätes für ein Leuchtmittel ist, wird der Ladekondensator deshalb nach Durchlaufen der Startphase, die hier auch als „Linearbetrieb" bezeichnet wird, mit dem Mittelabgriff einer Gleichrichter-Halb- oder Vollbrücke verbunden. Die Halb- bzw. Vollbrücke ist in dem Betriebsgerät ohnehin vorhanden ist und Teil eines Spannungswandlers zur Versorgung des Leuchtmittels ist. Die so auf den Ladekondensator übertragene Leistung ist ausreichend, um in der auf die Startphase folgenden Phase auch einen höheren Leistungsbedarf einer an den Ausgang der Niederspannungs-Versorgungsschaltung angeschlossenen Last zu decken. Die vorstehend beschriebene bekannte Niederspannungs- Versorgungsschaltung hat jedoch die folgenden Nachteile: 1. Sie ist nicht unabhängig steuerbar.
2. Das Leistungsangebot ist abhängig von der Halboder Vollbrückenfrequenz . Die bekannte Schaltung muss so dimensioniert sein, dass sie bei niedriger Frequenz, also bei 100% licht die benötigte
Leistung liefert. Das bedeutet für den Dimmbetrieb, dass die infolge höherer Frequenz zuviel gelieferte Leistung über Zenerdioden „vernichtet" werden muss, was nutzlose Verluste verursacht.
3. Wenn die Halb- oder Vollbrücke nicht in Betrieb ist („Stand-By" ) , muss die benötigte Leistung im Linearbetrieb bereitgestellt werden, was wiederum mit einer höheren Verlustleistung erkauft werden muss .
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Bereitstellen einer Niedervoltspannung für eine Last zu schaffen, insbesondere für Halbleiter-ICs , die vorzugsweise Anwendung in Betriebsgeräten für Leuchtmittel finden, sowie eine entsprechende Niederspannungs- Versorgungsschaltung, mit denen wenigstens einer der beschriebenen Nachteile des Standes der Technik verringert wird.
Den in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Lösungen liegen folgende Überlegungen zugrunde: Die Anlaufphase und die dafür notwenigen Bauelemente, wie Anlaufwiderstand, Schalter und Energiespeicher werden beibehalten. Der erhöhte Energiebedarf soll jedoch nicht mehr durch Anzapfen einer externen Energiequelle, wie bspw. der Halb- oder Vollbrücke eines Betriebsgerätes, sondern von der mit Netzspannung gespeisten Niederspannungs-Versorgungsschaltung selbst gedeckt werden. Dazu wird Niederspannungs-Versorgungsschaltung mit den erwähnten bereits vorhandenen Bauelementen selektiv, d.h. abhängig vom aktuellen Zustand des Betriebsgeräts, in einen sog. „Impulsbetrieb" (im Gegensatz zu dem bereits beschriebenen „Linearbetrieb") versetzt, um dann als Schaltregler oder Gleichspannungswandler betrieben zu werde .
Die im Impulsbetrieb bereitgestellte Leistung der Niedervolt-Versorgungsschaltung ist höher als die im Linearbetrieb übertragene Leistung, somit sind auch die Impulsströme höher als die Dauerströme im Linearbetrieb.
Die verschiedenen Typen von möglichen Schaltreglern bzw. Gleichspannungswandlern sind beispielsweise in dem Buch von U. Tietze und Ch . Schenck „Halbleiter- Schaltungstechnik", Springer-Verlag, 9. Auflage auf den Seiten 563-586 beschrieben.
Wenn die Eingangs-Spannungsquelle das Wechselstromnetz ist, ist die Frequenz der Schaltimpulse für den Schalter höher, vorzugsweise sehr viel höher als die Netzfrequenz gewählt werden. Als Eingangsspannung kommt indessen auch eine DC-Quelle in Frage. Als Energiespeicher eignet sich ein Ladekondensator, vorzugsweise ein Elektrolytkondensator.
Zur praktischen Realisierung eines Schaltreglers bzw. Gleichspannungswandlers wird" weiterhin vorgeschlagen, dass der Serienschaltung aus Anlaufwiderstand, Schalter, und Energiespeicher noch die Primärwicklung eines Transformators hinzugefügt wird, dessen Sekundärwicklung in Serie mit einer Gleichrichter-Diode parallel zu dem Ladekondensator geschaltet ist, wobei der Schalter, der Transformator, die Gleichrichter-Diode und der Ladekondensator dann einen Sperrwandler bilden können.
Zweckmäßigerweise werden der Schalter mit einer Strombegrenzungsschaltung und der Energiespeicher mit einer Spannungsbegrenzungsschaltung- verbunden. Diese kann beispielsweise aus einer zu dem Energiespeicher parallel geschalteten Zener-Diode bestehen. Die Mittel zum Erzeugen der Schaltimpulse für den Schalter können von einem Controller gebildet sein, der jedenfalls bei Verwendung der Niederspannungs- Versorgungsschaltung in einem Betriebsgerät für eine Leuchtmittel in der Regel ohnehin vorhanden ist. Der Controller kann auch gleichzeitig als Spannungsregler wirksam sein.
Eine weitere wichtige Weiterbildung der Erfindung kann darin bestehen, dass der Steuereingang des Schalters mit einer Ladungspumpe verbunden' ist, welche die aus der Ladung des Energiespeichers generierte Betriebsspannung auswertet und nach einem Wechsel der Betriebsart von Linearbetrieb auf Impulsbetrieb eine Potentialanhebung der Schaltimpulse am Steuereingang des Schalters bewirkt, derart, dass die Schaltimpulse für den Schalter dessen Schwellspannung beim Umschalten sicher überwinden. Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen
Niederspannungs-Versorgungsschaltung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
Figur 1 eine erste Ausführungsform
NiederSpannungs-Versorgungsschaltun
Figur 2 eine zweite Ausführungsform der
Niederspannungs-Versorgungsschaltung, die sich von der ersten Ausführungsform nur bezüglich der Spannungsbegrenzung und der speziellen Ausführung der Ladungspumpe unterscheidet .
Die in Figur 1 dargestellte Niederspannungs- Versorgungsschaltung dient dazu, aus der höheren Spannung einer Eingangs-Spannungsquelle SQ eine Niederspannung Vcc zu erzeugen, mit der aktive Halbleiter-ICs, wie z.B. ASICs gespeist werden können. Die zu erzeugende Niederspannung Vcc ist im vorliegenden Fall eine Gleichspannung von bspw. maximal 12 Volt. Die Eingangsspannung ist im stationären Betrieb eine Gleichspannung mit bspw. 400 Volt. Da diese Eingangsspannung mit aktiv getakteten Bauteilen {bspw. aktiver PFC) ausgehend von einer Netzwechselspannung erzeugt wird, kann sie im Anlauf- oder Standbyfall (PFC noch nicht eingeschaltet bzw. ausgeschaltet) gleich dem Scheitelwert der anliegenden Netzspannung sein. Die Eingangs-Spannungsquelle SQ ist mit den Eingangsanschlüssen 1 und 2 der Schaltung verbunden. Dementsprechend wird die Eingangsspannung einer Serienschaltung aus einem optionalen Trennschalter SW (mit einem Innenwiderstand, der durch Rl dargestellt ist) , der Primärwicklung Li eines Transformators TR, einem steuerbaren elektronischen Schalter XI (in Form eines Leistungs-FETs) und einer an den Ausgangsanschlüssen 3 und 4 liegenden Last RL zugeführt.
Der optionale Trennschalter SW schaltet in gewissen Zuständen die dargestellte Schaltung völlig ab, um die Verluste auf Null zu begrenzen. Dies ist insbesondere möglich, wenn elektrische Energie für eine Steuerschaltung aus einer Busleitung bezogen werden kann (bspw. wenn der Ruhezustand des Busprotokolls ungleich Null ist) . Der Schalter SW wird von einer nicht dargestellten Standby- Steuerschaltung angesteuert.
Der Ohm' sehe Anlaufwiderstand ist mit R2 bezeichnet. Im Anlauffall wird über den Anlaufwiderstand R2 die Serienschaltung der Kondensatoren C2,C3 aufgeladen und damit über den Knotenpunkt R2, C2, R3 das Gate von XI angesteuert. Der Schalter XI ist damit im Linearbetrieb.
Die Last RL repräsentiert bspw. zu versorgende aktive Halbleiter-ICs . Parallel zum Ausgang 3, 4 liegt ferner ein Ladekondensator C4, der bspw. von einem Elektrolytkondensator gebildet ist. Weiterhin liegt parallel zum Ausgang 3, 4 die Serienschaltung aus der Sekundärwicklung L2 des Transformators TR und einer Gleichrichter-Diode D5. Und schließlich liegt über dem Ausgang 3, 4 noch eine Zener-Diode D4.
Zur Unterscheidung wird der steuerbare elektronische Schalter XI nachfolgend durchgehend als „Schalter" bezeichnet, während der optionale Trennschalter S nachfolgend auch durchgehend „Trennschalter" genannt wird.
Der Ladekondensator C4 hat die Funktion eines Energiespeichers. Die Zener-Diode D4 dient zur Begrenzung der über dem Ladekondensator C4 abfallenden Spannung auf die Zener-Spannung von - im vorliegenden Fall - 12 Volt.
Um den durch den Schalter XI fließenden Strom zu begrenzen, ist eine Strombegrenzungsschaltung vorgesehen, die aus einem Shunt (Widerstand zum Abgriff eines Spannungssignals) R5, einem zu diesem parallel geschalteten Ladekondensator Cl und einem
Strombegrenzungs-Transistor Ql besteht. Die Emitter-Basis- Strecke des Transistors Ql ist zu dem Shunt R5 und dem Kondensator Cl parallel geschaltet. Die Basis des Transistors Ql liegt an der Source-Elektrode des Schalters XI, und der Kollektor ist über einen Vorwiderstand R3 mit der Gate-Elektrode von XI verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen Rl und der Primärwicklung LI des Transformators TR ist über den Widerstand R2 und den Vorwiderstand R3 mit der Gate-Elektrode des Schalters XI verbunden.
Der Kondensator Cl ist dabei derart dimensioniert, dass weder der Impulsbetrieb (siehe weiter unten) beeinflusst wird, noch der Einschaltstrom zu groß wird. Mit dem Ladungskondensator C4 ist außerdem eine Ladungspumpe LP verbunden, deren genaue Funktion noch später erläutert wird. Die Ladungspumpe LP umfasst zwei in Serie geschaltete Pumpen-Kondensatoren C2 und C3, die zwischen Masse und dem Steuereingang des Schalters XI liegen, wobei noch der Vorwiderstand R3 dazwischengeschaltet ist. Zu dem Ladekondensator C2 ist ein Widerstand R6 parallel geschaltet.
Ein Controller CT (der auch extern angeordnet werden kann) ist hier als weiterer Teil der Ladungspumpe LP dargestellt. Er besitzt eine Anschluss 5 für die Zuführung der Betriebsspannung Vcc, einen Masse-Anschluss 7 und einen Anschluss 6, von dem Schaltimpulse für den Schalter XI ausgegeben werden. Der Anschluss 5 des Controllers CT ist - wie durch die beiden Vcc-Zeichen angedeutet - mit dem potentialhöheren Ausgangsanschluss 3 verbunden.
Ferner gehören zu der Ladungspumpe LP ein erster Pumpen- Transistor Q3 und ein zweiter Pumpen-Transistor Q2. Der Emitter des ersten Pumpen-Transistors Q3 liegt an Masse. Sein Kollektor ist sowohl mit der Basis des zweiten Pumpen-Transistors Q2 als auch - über einen Widerstand R8 - mit dem „heißen Ausgangsanschluss 3 verbunden. Die Basis des ersten Pumpen-Transistors Q3 ist über einen Widerstand R4 mit Anschluss 6 des Controllers CT verbunden, der zur Ausgabe der Schaltimpulse für den Schalter XI bestimmt ist. Die Emitter-Kollektor-Strecke des zweiten Pumpen- Transistors Q2 erstreckt sich zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Pumpen-Kondensatoren C2 und C3 auf der einen Seite und - unter Zwischenschaltung eines Lastwiderstandes R7 - dem „heißen Ausgangsanschluss 3 auf der anderen Seite. Die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Pumpen-Transistors Q2 ist durch eine Diode D3 überbrückt. Der „heiße" Ausgangsanschluss 3 ist ferner über eine Diode D2 und den Vorwiderstand R3 mit dem Steuereingang des Schalters XI verbunden.
Nunmehr soll die Funktion der Schaltung beschrieben werden:
Linearbetrieb
Zunächst ist der Trennschalter SW geöffnet und der Schalter XI geöffnet, d.h. der Leistungs-FET ist noch nicht-leitend. Damit er leitend wird muss - bei eingeschaltetem Trennschalter SW - das Gate-Potential um die FET-Schwellspannung (ca. 1,5 bis 4,5 Volt) höher sein, als das Source-Potential . Die Spannung am Ladekondensator C4 ist noch Null, der Controller CT ist noch inaktiv. Die Spannung an der Source-Elektrode von XI ist ebenfalls noch Null.
Durch Schließen des Trennschalters SW wird die erste Phase der Erzeugung einer Niederspannung eingeleitet, die als „Linearbetrieb" bezeichnet wird.
An dem Schalter XI, d.h. an der Source-Drain-Strecke des Leistungs-FETs liegt nun die volle Eingangs-Gleichspannung von bspw. 400 Volt im stationären Betrieb an (im Standyby-Fall oder in der Anlaufphase 310V bei 230V Netzspannung siehe oben) . Die Pump-Kondensatoren C2 und C3 beginnen sich über den Widerstand R2 aufzuladen, mit der Folge, dass die Spannung am Steuereingang des Schalters XI steigt. Wenn die Schwellspannung überschritten wird, beginnt der Schalter XI leitend zu werden. Es fließt nun ein Strom von der Eingangs-Spannungsquelle SQ über den Trennschalter SW, den Widerstand Rl, die Primärwicklung Li des Transformators TR, den geschlossenen Schalter XI, den Shunt R5 und über die Ausgangsanschlüsse 3, 4 in den Ladekondensator C4. Da es sich bei der Last RL um aktive Halbleiter ICs handelt, nehmen diese noch keine Leistung auf, solange sie inaktiv sind. Das gilt gleichermaßen für den Controller CT. Die Folge ist, dass die Spannung an dem Ladekondensator etwa linear ansteigt. Der Strom durch den Schalter XI wird - wie später noch genauer beschrieben wird - durch den Shunt R5 und den Kondensator Cl in Verbindung mit dem Strombegrenzungs-Transistor Ql begrenzt. Der Kondensator Cl dient vor allem dazu, später noch genauer beschriebene Pulsströme passieren zu lassen. Wichtig ist, dass die Zeitkonstanten R2, C2 , C3 im Verhältnis zur Ladezeit von Cl sehr groß ist, damit beim Einschalten der Strom langsam, auf den mit dem Shunt eingestellten Wert ansteigt.
Die Begrenzung des Stromes durch den Schalter XI erfolgt dadurch, dass ein überhöhter Strom einen entsprechend hohen Spannungsabfall über dem Shunt R5 zur Folge hat. Dadurch wird der Strombegrenzungs-Transistor Ql zunehmend leitend. Dies wiederum reduziert die Spannung über der Source-Gate-Strecke des Schalters XI, mit der Folge, dass der Strom durch XI wieder reduziert wird. Mit dem Stromfluss durch den Schalter XI und dem Aufladen des Ladekondensators C4 steigt die Spannung an der Source- Elektrode des Schalters XI. Um den Stromfluss aufrecht zu erhalten und noch - bis zu dem vorgegebenen Grenzwert - zu erhöhen, muss auch die Spannung an der Gate-Elektrode des Schalters XI entsprechend erhöht werden. Das ist durch das Ansteigen der Spannung an den beiden Pumpen-Kondensatoren C2, C3 gewährleistet.
Wenn die Spannung am Ladekondensator C4 etwa 3,3 Volt erreicht, reicht sie aus, um den Controller CT in Funktion zu setzen. Gleiches gilt für die aktiven Halbleiter-ICs, die durch die Last RL repräsentiert werden. Das bedeutet/ dass der Controller CT nunmehr in der Lage ist, an seinem Ausgangsanschluss 6 Schaltimpulse für den Schalter XI auszugeben.
Wenn die Spannung an dem Ladekondensator C4 ihren durch die Zener-Diode D4 einen Wert entsprechend der Schwellenspannung des verwendeten Fets (bspw. 8 Volt) erreicht hat, wird vom Linearbetrieb in den sog. „Impulsbetrieb" gewechselt. Das kann automatisch oder fremdgesteuert erfolgen.
Impulsbetrieb
Zur Beschreibung des Impulsbetriebes soll zunächst davon ausgegangen, dass - noch vom vorangegangenen Linearbetrieb her - der durch die Strombegrenzungsschaltung vorgegebene Maximalstrom durch den Schalter XI fließt, und dass an dem Ladekondensator C4 die durch die Zener-Diode D4 vorgegebene Maximalspannung von 12 Volt liegt. Der Signalausgang 6 des Controllers CT soll zunächst noch keinen Schaltimpuls abgeben, also praktisch noch auf Massepotential liegen. Unter dieser Voraussetzung ist der erste Pumpen-Transistor Q3 noch gesperrt, und an dem zweiten Pumpen-Transistor Q2 fließt ein Basisstrom über den Widerstand R8 mit der Folge, dass Q2 leitend ist. Dadurch hat der Verbindungspunkt der beiden Pumpen- Kondensatoren C2, C3 etwa das Potential des Ladekondensators C4. Die Gate-Elektrode {Steuereingang) des Schalters XI liegt weiterhin auf einem Vorspannungs- Potential von über 12 Volt (ca. 20 Volt) und ist um die FET-Schwellspannung höher als das Potential an der Source- Elektrode. Dadurch fließt - wie vorher im Linearbetrieb - weiterhin Strom durch den Schalter XI. Die im Impulsbetrieb im eingeschalteten Zustand durch den Schalter XI fliessenden Ströme sind indessen höher als die Ströme im Linearbetrieb.
Die Umschaltung zwischen Linearbetrieb und Impulsbetrieb erfolgt abhängig vom Zustand des Betriebsgeräts, insbesondere der Last der Niedervolt-Versorgungsschaltung. Der Zustand kann ein in dem Controller CT vorliegender Zustand oder ein ihm zugeführter Zustand (bspw. eine vorgegebenen Zustandsablaufs) sein. Bspw. kann ein derartiger Zustand zeitlich definiert werden (die Umschaltung insbesondere von Linearbetrieb in Impulsbetrieb erfolgt dann nach einem definierten Zeitablauf bspw. nach Einschalten des Controllers) oder von wenigstens einem zurückgeführten Messignal abhängen. Insbesondere kann der Controller CT anhand des Zustands oder eines zurückgeführten Messignals den aktuellen oder bald anstehenden Energiebedarf der Last (bspw. ASIC etc.) der Niedervolt-Versorgungsschaltung kennen. Bei erhöhtem Energiebedarf wird eine Umschaltung auf den Impulsbetrieb erfolgen. Das zurückgeführte Messignal kann somit insbesondere an der Last abgegriffen werden. Wenn nun von dem Controller CT ein Schaltimpuls abgegeben wird, so hat das eine Erhöhung des Potentials am Signalausgang 6 des Controllers CT gegenüber Massepotential zur Folge, wodurch der erste Pumpen- Transistor Q3 leitend geschaltet wird. Er zieht damit das Potential an dem Verbindungspunkt der beiden Pumpen- Kondensatoren C3 und C2 auf nahezu Massepotential herab. Damit wird auch das Potential an der Gate-Elektrode (Steuereingang) des Schalters entsprechend abgesenkt, mit der Folge, dass der Schalter XI abrupt sperrt. Das schlagartige Unterbrechen des Stromflusses auch durch die Induktivität der Eingangswicklung LI des Transformators TR hat einen Freilaufström zur Folge, der auf die Sekundärwicklung L2 übertragen und zur Aufladung des Ladekondensators C4 genutzt wird. Wie man leicht erkennt, bilden der Schalter XI, der Transformator TR mit seinen beiden Wicklungen LI, L2, die Gleichrichter-Diode D5 und der Ladekondensator C4 einen Sperrwandler, der die Eingangs-Gleichspannung von 400 Volt weitgehend verlustarm auf die Äusgangs-Niederspannung von 12 Volt umsetzt. Dabei ist die dem Ausgang 3, 4 der Schaltung während des Impulsbetriebes entnehmbare Leistung höher als diejenige, die der Schaltung währen der Linearphase entnommen werden kann. Grundsätzlich kann aber der Linearbetrieb beibehalten werden, solange die Leistungsgrenze des Schalters XI und der Zener-Diode D4 nicht überschritten werden.
Die Funktion der eingerahmten Ladungspumpe LP besteht darin, dass vom Controller CT ausgegebene SchaltImpulse mit einer relativ geringen Spannungsamplitude in Schaltimpulse umgesetzt werden, deren Amplitude wesentlich höher ist, und zwar so hoch, dass die FET-Schwellspannung (Threshold) , die etwa je nach FET-Typ zwischen 1,5 Volt und 3,5 Volt betragen kann, durch die umgesetzten Schaltimpulse sicher überstrichen wird. Um die einzelnen Baugruppen besser zu kennzeichnen, sind sie eingerahmt worden. Die am Linearbetrieb beteiligten Bauelemente sind mit einer Doppelstrich -Doppelpunkt-Linie eingerahmt. Die am Impulsbetrieb beteiligten Bauelemente sind durch eine strichpunktierte Linie eingerahmt. Die zu der Ladungspumpe LP gehörenden Bauelemente befinden sich in einem Rahmen, der von einer gestrichelten Linie gebildet ist. Gleiches gilt für die Bauelemente, die den Energiespeicher C4, die eine Spannungsbegrenzung bewirkende Zener-Diode D4 und die Last RL bilden. In Figur 2 sind die Rahmen weggelassen.
Die Schaltung gemäß Figur 2 unterscheidet sich von derjenigen nach Figur 1, dadurch die Begrenzung der Spannung an dem Ladekondensator C4 nicht mehr durch eine zu diesem parallel geschaltete Zener-Diode erfolgt, die zwangsläufig Energie vernichtet, sondern durch einen Schaltungsteil, der einen zusätzlichen
Spannungsbegrenzungs-Transistor Q4 enthält. Der Kollektor von Q4 ist über den Vorwiderstand R3 mit dem Steuereingang des Schalters XI verbunden. Der Emitter von Q4 ist über eine Zener-Diode D4 mit dem Kollektor des ersten Pumpen- Transistors Q3 verbunden, und die Basis von Q4 list mit dem „heißen" Anschluss des Ladekondensators C4 verbunden. Wenn die Spannung an dem Ladekondensator C4 den durch die Zener-Diode D4 vorgegebenen Wert von 12 Volt überschreitet, so fließt ein Strom durch Q4. Dadurch wird das Potential an der Basis von Q4 verringert, mit der Folge dass dadurch der Stromfluss durch den Schalter XI reduziert wird, was dann eine entsprechende Verringerung der Ladespannung an C4 bewirkt.
Wesentlich an der Spannungsbegrenzungs-Variante gemäß Figur 2 ist, dass diese nur im Linearbetrieb aktiv ist. Im Linearbetrieb ist das Potential am Signalausgang 6 des Controllers CT etwa Massepotential, so dass die positive Elektrode der Zenerdxode hier quasi auf Masse liegt. Diese zusätzliche Art, den durch den Schalter XI fließenden Strom im Linearbetrieb zu begrenzen, ist nur dann besonders vorteilhaft, wenn im Impulsbetrieb mit der kleinstmöglichen Pulsdauer und eventuell auch mit lückendem oder Burstbetrieb gearbeitet wird. Das ist dann der Fall, wenn zu wenig Verbraucher aktiv sind und immer noch zuviel Leistung vernichtet werden muss. Dann könnte unter Umständen - was die Verlustleistung betrifft - der Linearbetrieb der günstigere sein. Sonst wird der Linearbetrieb nur für die Anlaufphase benötigt, und zwar so lange, bis die Spannung am Ladekondensator C4 auf 8 Volt oder darüber gestiegen ist, der Controller CT mit der Betriebsspannung Vcc versorgt und die Gate-Elektrode des Schalters XI mit der nötigen Vorspannung von mehr als 8 Volt beaufschlagt werden kann.

Claims

Patentansprüche :
. Niederspannungs-Versorgungsschaltung für eine Last (RL) , insbesondere für aktive Halbleiter-ICs,
mit Eingangsanschlüssen (1, 2) für eine Eingangs- Spannungsquelle (SQ) , deren Spannungs-Spitzenwert höher als die zu erzeugende Versorgungsspannung Vcc ist,
mit Ausgangsanschlüssen (3, 4) für die Last (RL) , wobei ein Energiespeicher (C4) vorgesehen ist, der in einem Linearbetrieb eines steuerbaren Schalters (XI) aufladbar ist und aus der Ladung des Energiespeichers (C4) die Versorgungsspannung Vcc für die Last (RL) generierbar ist,
gekennzeichnet durch
Mittel (CT) zur Erzeugung von Schaltimpulsen für den Schalter (XI) zum Betreiben desselben in einem
Impulsbetrieb, wobei
- im Impulsbetrieb der Energiespeicher (C4) und der Schalter (XI) Teile eines Schaltreglers bzw.
Gleichspannungswandlers bilden, und aus der Ladung des Energiespeichers (C4) die Versorgungsspannung Vcc für die Last (RL) generierbar ist, und
- die Umschaltung zwischen Impulsbetrieb und
Linearbetrieb zustandsabhängig, d.h. insbesondere vom Zustand der Last erfolgt.
2. Schaltung nach Anspruch 1,
mit einer parallel zu den Eingangsanschlüssen {1, 2) geschalteten Serienschaltung aus
- einem Anlaufwiderstand (R2), - dem steuerbaren elektronischen Schalter (XI) und
- dem Energiespeicher (C4), der mit den
Ausgangsanschlüssen {3, 4) verbunden ist.
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet
dass der Schalter (XI) ein Transistor, vorzugsweise ein Leistungs-FET ist.
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet
dass die Eingangs-Spannungsquelle (SQ) eine ggf. gleichgerichtete Netzspannung oder eine von einem aktiven PFC erzeugte Zwischenkreisspannung eines Betriebsgeräts für Leuchtmittel ist.
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Frequenz der Schaltimpulse höher, vorzugsweise sehr viel höher als die Netzfrequenz ist .
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Energiespeicher (C4) ein Ladekondensator, vorzugsweise ein Elektrolytkondensator ist.
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienschaltung aus Widerstand (Rl), Schalter (XI) , und Energiespeicher {C4) zusätzlich noch die Primärwicklung (LI) eines Transformators (TR) enthält, dessen Sekundärwicklung (L2) in Serie mit einer Gleichrichter-Diode (D5) parallel zu dem Ladekondensator (C4) geschaltet ist, wobei der Schalter (XI), der Transformator (TR), die Gleichrichter-Diode (D5) und der Ladekondensator (C4) einen Sperrwandler bilden.
8. Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Schalter (XI) mit einer
Strombegrenzungsschaltung verbunden ist.
9. Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Energiespeicher (C4) mit einer Spannungsbegrenzungsschaltung verbunden ist.
. iederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Mittel (CT) zum Erzeugen der Schaltimpulse für den Schalter (XI) von einem Controller (CT) gebildet sind.
11. Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet, dass der Controller (CT) auch als Spannungsregler wirksam ist.
12. Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorherstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Steuereingang des Schalters (XI) mit einer Ladungspumpe (LP) verbunden ist, welche die aus der Ladung des Energiespeichers (C4) generierte Betriebsspannung auswertet und nach einem Wechsel der Betriebsart von Linearbetrieb auf Impulsbetrieb eine Potentialanhebung der Schaltimpulse am Steuereingang des Schalters (XI) bewirkt, derart, dass die Schaltimpulse für den Schalter dessen Schwellspannung beim Umschalten sicher überwinden.
13. Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Ladungspumpe (LP) einen ersten Pumpen- Transistor (Q3) und einen zweiten Pumpen-Transistor (Q2) umfasst,
dass die Ladungspumpe (LP) ferner einen ersten und einen zweiten Pumpenkondensator (C2, C3) umfasst, die in Serie zwischen den Steuereingang des Schalters (XI) und Masse geschaltet sind,
dass die Basis des ersten Schalttransistors (Q3) mit den Mitteln (CT) zur Erzeugung des Schaltimpulse für den Schalter (XI) verbunden ist,
dass der Emitter des ersten Pumpentransistors (Q3) an Masse liegt,
dass der Kollektor des ersten Pumpentransistors (Q3) mit der Basis des zweiten Pumpentransistors (Q2) und ferner über einen Widerstand (R8) mit dem Energiespeicher (C4) verbunden ist,
dass der Emitter des zweiten Pumpentransistors (Q2) an dem Verbindungspunkt der beiden Pumpen- Kondensatoren (C2, C3) liegt,
dass der Kollektor des zweiten Pumpentransistors (Q2) über einen Lastwiderstand (R7) mit dem Energiespeicher (C4) und außerdem eine mit dem Lastwiderstand (R6) in Serie geschaltete Diode (D2) mit dem Steuereingang des Schalters (XI) verbunden ist, und
dass die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Pumpen- Transistors (Q2) mit einer Diode (D3) überbrückt ist.
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannungsbegrenzungsschaltung von einer parallel zu dem Energiespeicher (C4) geschalteten Zener-Diode (D4) gebildet ist.
Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 9 und 13,
dadurch gekennzeichnet,
dass zu der Spannungsbegrenzungsschaltung ein Spannungsbegrenzungs-Transistor (Q4) gehört, dessen Kollektor mit dem Steuereingang des Schalters (XI) verbunden ist, dessen Basis mit dem Energiespeicher (C4) verbunden ist, und dessen Emitter über eine Zener-Diode (D6) und dem Kollektor des ersten Pumpen- Transistors (Q3) verbunden ist. Niederspannungs-Versorgungsschaltung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
dass zu der Strombegrenzungsschaltung ein Strombegrenzungs-Transistor (Ql) gehört, dessen Kollektor mit dem Steuereingang des Schalters (XI) verbunden ist,
dass mit dem Schalter (XI) die Parallelschaltung aus einem Shunt (R5) und einem Kondensator (Cl) in Serie geschaltet ist,
und dass die Emitter-Basis-Strecke des
Strombegrenzungs-Transistors (Ql) parallel zu dem Shunt (R5) und zu dem Kondensator (Cl) geschaltet ist .
• iederspannungs-Versorgungsschaltung nach einem der vorherstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die über dem Widerstand (Rl) abfallende Spannung dem Steuereingang des Schalters über einen Anlaufwiderstand (R2 ) zugeführt wird.
Betriebsgerät für Leuchtmittel, aufweisend eine Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die eine Steuerschaltung des Betriebsgeräts versorgt, vorzugsweise aufweisend einen aktiven PFC, dessen Ausgangspannung die Eingangs-Spannungsquelle
(SQ) darstellt . 19. Verfahren zum Bereitstellen einer Niedervoltspannung für eine Last, insbesondere für Halbleiter-ICs , bei dem ein Energiespeicher (C4) im sog. Linearbetrieb von einer Eingangs-Spannungsquelle (SQ) über einen Anlaufwiderstand (R2) und einen steuerbaren elektronischen Schalters (XI) aufgeladen und aus der ansteigenden Ladung eine AnlaufSpannung für die Last (RL) generiert wird,
bei dem zustandsabhängig, insbesondere abhängig vom Zustand der Last, vom Linearbetrieb in den Impulsbetrieb des Schalters (XI) gewechselt wird, bei dem dem Steuereingang des Schalters (XI) Schaltimpulse zugeführt werden,
wobei der Schalter (XI) und der Energiespeicher (C4) als Schaltregler bzw. Gleichspannungswandler betrieben werden, und
bei dem im Impulsbetrieb aus der Ladung des Energiespeichers (C4) eine Betriebsspannung für die Last (RL) generiert wird.
20. Verfahren nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Spannung an dem Energiespeicher (C4) konstant gehalten wird.
1. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Strom durch den Schalter (XI) im Linearbetrieb begrenzt wird.
2. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Vorspannung am Steuereingang des Schalters (XI) beim Übergang vom Linearbetrieb in den Impulsbetrieb angehoben wird, derart, dass die Schaltimpulse für den Schalter (XI) letzteren sicher umschalten .
23. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22,
dadurch gekennzeichnet,
dass als Eingangs-Spannungsquelle {SQ) eine Gleichspannung oder eine gleichgerichtete
Wechselspannung verwendet wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22,
dadurch gekennzeichnet,
dass als Eingangs-Spannungsquelle (SQ) das Wechselstrom-Netz verwendet wird, und
dass als Schalter (XI) ein solcher verwendet wird, der nur in einer Richtung leitend ist, beispielsweise ein Transistor.
5. Verfahren nach Anspruch 24,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Frequenz der Schaltimpulse höher, vorzugsweise sehr viel höher als die Netzfrequenz gewählt wird.
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