EP0059927B1 - Mikrowellen-Empfangseinrichtung - Google Patents

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EP0059927B1
EP0059927B1 EP82101608A EP82101608A EP0059927B1 EP 0059927 B1 EP0059927 B1 EP 0059927B1 EP 82101608 A EP82101608 A EP 82101608A EP 82101608 A EP82101608 A EP 82101608A EP 0059927 B1 EP0059927 B1 EP 0059927B1
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EP
European Patent Office
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waveguide
receiving equipment
feed waveguide
equipment according
feed
Prior art date
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Expired
Application number
EP82101608A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0059927A1 (de
Inventor
Günther Dr.-Ing. Mörz
Wilhelm Dipl.-Ing. Milcz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bosch Telecom GmbH
Original Assignee
ANT Nachrichtentechnik GmbH
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Filing date
Publication date
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Application filed by ANT Nachrichtentechnik GmbH filed Critical ANT Nachrichtentechnik GmbH
Priority to AT82101608T priority Critical patent/ATE15960T1/de
Publication of EP0059927A1 publication Critical patent/EP0059927A1/de
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Publication of EP0059927B1 publication Critical patent/EP0059927B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H01Q13/0208—Corrugated horns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/165—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation
    • H01P1/17—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation
    • H01P1/172—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation using a dielectric element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/10—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces
    • H01Q19/18—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces having two or more spaced reflecting surfaces
    • H01Q19/19—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces having two or more spaced reflecting surfaces comprising one main concave reflecting surface associated with an auxiliary reflecting surface
    • H01Q19/193—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces having two or more spaced reflecting surfaces comprising one main concave reflecting surface associated with an auxiliary reflecting surface with feed supported subreflector

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device for left-handed and right-handed circularly polarized microwave signals, consisting of a receiving antenna with a feed system, a polarization converter, a polarization switch and a circuit for converting the microwave signals of both polarization directions from the radio frequency to the intermediate frequency level, part of which for Feed system of the receiving antenna belonging to the receiving waveguide is designed as a bandpass filter acting for both polarization directions and a dielectric insert is inserted into the antenna-side end of the feeding waveguide.
  • Such a receiving device is known from US-A-3001 193.
  • the devices for polarization conversion, for polarization separation and for coupling the received signals to the receiver circuits are implemented using waveguide technology. This results in a complex and very spacious arrangement.
  • Both US-A-3 216 017 and FR-A-1 562 149 are based on a stem radiator, consisting of a dielectric rod inserted into the feed waveguide of the antenna.
  • the part of the dielectric rod which is inserted in the feed waveguide is provided with flats which bring about a polarization conversion of the received signals.
  • the feed waveguide of an antenna can be formed by appropriate dimensioning as a high-pass filter to z. B. to block the oscillator frequency of a frequency converter coupled to the feed waveguide.
  • US Pat. No. 3,778,717 discloses a transmission device in which a waveguide is coupled to a microstrip substrate which carries an oscillator circuit, in that the waveguide is connected to the substrate in a vertical position on the substrate.
  • US-A-3 611 396 discloses an antenna horn which is provided with a groove structure and is formed from a dielectric material and is metallized on its outer surface.
  • the invention has for its object to provide a receiving device for double circularly polarized microwave signals, which is constructed with very simple means and in a very compact form, so that it offers ideal conditions for use as a TV satellite home reception system.
  • the conventional receiving device mentioned at the beginning uses separate components for the polarization conversion, the polarization separation and the waveguide-microstrip line transitions, which leads to a large overall length.
  • FIG. 1 shows the basic structure of a TV satellite home reception system.
  • a Cassegrain antenna with subreflector SR and main reflector HR serves as the receiving antenna.
  • the feed waveguide H of this antenna takes over the function of a high pass HP and a band pass BP for the microwave signals of both polarization directions.
  • a polarization switch OMT Organic Metal-Oxide Transducer
  • a polarization converter POL and a receiving train for each polarization direction are connected directly to the feed waveguide.
  • Each reception train contains an HF preamplifier HFV, a mirror selection filter F 1, a converter consisting of a mixer RF / ZF and an oscillator OSZ, a further mirror selection filter F 2 and an intermediate frequency amplifier ZFV.
  • the receiving device with two receiving trains allows the simultaneous reception of, for example, TV programs which are assigned to both the right-handed and the left-handed circular polarization.
  • FIG 3a shows a perspective view of the feed waveguide H for the receiving antenna constructed according to the Cassegrain principle.
  • the feed waveguide ends with a funnel-like exciter horn E, in which a dielectric, conical insert D is inserted.
  • a dielectric, conical insert D is inserted.
  • the end face of this insert is metallized and thus acts as a sub-reflector SR.
  • the dielectric insert D is provided with two cylindrical J.j 4 transformers T 1 and T 2 protruding into the feed waveguide H for impedance matching.
  • the transformation element T 2 has a reduced cross section compared to the transformation element T 1.
  • a transformation element can be used that tapers continuously towards the inside of the waveguide.
  • the two transformation elements T 1 and T simultaneously fulfill the function of a polarization converter, which converts the received right-handed or left-handed circularly polarized waves into horizontally or vertically linearly polarized waves.
  • the cylindrical transformation elements such as that in FIG. FIG. 3b shows section A-A across the feed waveguide, two opposing flats A 1 and A 1 'or A 2 and A 2' running along the cylinder axis.
  • the flats are arranged in such a way that their normals enclose an angle of 45 ° with the horizontal axis (x-axis) or the vertical axis (y-axis) of the feed steel conductor.
  • the dimensions of the flattenings can influence the intrinsic ellipticity of the polarization converter, whose course plotted against the frequency should be as flat as possible.
  • the dielectric filling degree of the waveguide at the location of the transformation elements must be selected so that an optimal distance between the operating frequency and the cutoff frequency of the waveguide is created. If the distance were too small or too large, the course of the intrinsic ellipticity would become significantly slanted and the polarization decoupling would deteriorate considerably.
  • the transformation elements T 1 and T 2 can also be provided with thickenings and / or indentations, not shown in FIGS. 3a and 3b, in order to reduce self-reflections.
  • the part of the feed waveguide into which the transformation elements of the dielectric insert protrude is dimensioned in such a way that it has the properties of a high-pass filter.
  • this high-pass waveguide piece HP has a cut-off frequency which ensures a sufficiently high blocking attenuation for the oscillator signal (for example 10.8 GHz).
  • the distance between the cut-off frequency (e.g. 11.0 GHz) and the useful signal frequencies must not be too small, otherwise the attenuation would be too high for the useful signals and the electrical parameters, such as cross-polarization decoupling, would be too strong for the mechanical ones Tolerances of the waveguide become dependent.
  • the high-pass waveguide piece HP is followed by a further part of the feed waveguide, which is designed as a bandpass filter BP.
  • a bandpass filter BP for example, this is a three-circuit bandpass filter that has identical transmission properties in the horizontal (x) and vertical (y) direction of oscillation.
  • the four orifices B 1 to B 4 which divide the waveguide into three resonators R 1, R 2 and R 3, have circular coupling openings.
  • the first diaphragm B 1 or the other diaphragms B 2, B 3, B 4 can be provided with a cross-slot-shaped coupling opening.
  • the feed waveguide H is terminated with a substrate MS which carries the microstrip circuit of the receiving train (s); namely, the feed waveguide is perpendicular to the ground surface of the substrate soldered to it.
  • a substrate MS which carries the microstrip circuit of the receiving train (s); namely, the feed waveguide is perpendicular to the ground surface of the substrate soldered to it.
  • four coupling pins K 1 to K 4 are arranged on the substrate MS, which protrude into the feed waveguide. Two of these coupling pins are arranged on the horizontal axis (x-axis) and the other two on the vertical axis (y-axis) of the waveguide.
  • the coupling pins protruding axially into the waveguide each have an end S 1, S 2, S 3 and S 4 that is angled radially to the direction of wave propagation.
  • each coupling pin also has an extension BL 1 BL 2, BL that acts as a dummy line 3 or BL 4, which points in the axial direction into the interior of the feed waveguide.
  • extension BL 1 BL 2 BL that acts as a dummy line 3 or BL 4, which points in the axial direction into the interior of the feed waveguide.
  • These blind lines BL 1 to BL 4 are used for broadband adaptation of the wave type conversion.
  • the overall length of the three-circuit bandpass filter shown in FIG. 3a can be further shortened in that the fourth aperture B 4 is omitted, and the resonator R 3 on the one hand from the Aperture B 3 and on the other hand is limited by the ground surface of the substrate MS, whereby the waveguide space for the shaft coupling simultaneously takes over the function of the third resonator R 3.
  • P 1, P 2, P 3 and P 4 denote the base points of the coupling pins K 1, K 2, K 3 and K 4 projecting through the substrate.
  • the signals at the two base points P 3 and P 4 or P 1 and P 2 each lying on an axis - the vertical (y) or horizontal (x) - have a phase difference of 180 ° with one another. This phase difference must be corrected again when the signals at the base points are combined. In the present exemplary embodiment, this is done, as indicated in FIG. 4, by means of different line lengths of the microstrip lines L 1, L 2, L 3 and L 4 starting from the base points. B. can also be done in a known manner with 180 ° ring hybrids.
  • the branch conductors SL 1, SL 2, SL 3 and SL 4 branching off from the microstrip lines serve to compensate for mismatches.
  • the total energy from the horizontally polarized field becomes the one input and the total energy from the vertically polarized field fed to the other input of a 90 ° ring hybrid RH.
  • the information from the right-handed circularly polarized and the left-handed circularly polarized receive signal are then present separately, provided that no separate polarization converter would be provided in the feed waveguide. Since this is available, the 90 ° hybrid RH could be dispensed with and the oppositely polarized received signals would be available after the conductors L 1, L 2 and L 3, L 4 have been brought into phase.
  • an input of the 90 ° ring hybrid RH or 3dB coupler is preceded by a 180 ° phase switch PS (see FIG. 4). Depending on the switching state (0 ° or 180 °), it enables either the information from the clockwise circularly polarized input signal or the information from the left-handed circularly polarized input signal to be present at an output of the ring hybrid.
  • the second redundant exit of the ring hybrid can be closed with an absorber.
  • the 180 ° phase changeover switch PS has, for example, the shape of a magnetized ferrite body, which is either arranged above the microstrip line leading to the ring hybrid or is attached to a location on the back of the substrate which is etched free from the ground line. With the exception of the separating surface from the substrate, the ferrite body can be metallized, which enables simple soldering onto the substrate. The magnetization of the ferrite body can be switched over by means of a magnetization coil through which a current pulse flows, with one or more turns.
  • the 180 ° phase switch can also be implemented using a switching circulator or a 3dB directional coupler with PIN diodes.
  • FIG. 5 shows another form of the exciter with which the cross-polarization properties of the antenna can be improved.
  • the exciter E shown in FIG. 3a in the form of a smooth-walled funnel is replaced here by a corrugated horn, the advantageous properties of which with regard to cross-polarization should be exploited; namely, the groove exciter is integrated in the dielectric insert D, the end face of which, as described above, is designed as a sub-reflector SR.
  • the groove structure R is applied to the initial area of the dielectric insert D protruding from the high-pass waveguide piece HP. This roller structure can be produced rationally together with the dielectric insert in the injection molding process.
  • the groove structure R perpendicular to the axis of the insert D and also to make the grooves trapezoidal so that the workpiece can be separated more easily from the injection mold.
  • the area provided with the groove structure R and a part TM of the dielectric insert which is inserted in the high-pass waveguide piece HP is coated with a metal layer which is identified in FIG. 5 by a puncturing.
  • the dielectric insert D can be fastened in the high-pass waveguide piece by gluing the metallized part TM, which is cylindrical or slightly conical. No electrical contact between the waveguide and the metallization is required, provided that the adhesive layer is sufficiently thin.
  • the dielectric insert D in turn has two transformation elements T 1 and T 2, the configuration of which is not shown for the purpose of polarization conversion.
  • the insert D can also have a conical cavity which is closed with a half-shell serving as a subreflector.
  • FIG. 6 A further form of excitation is shown in FIG. 6. It was created from the combination of a classic stem radiator with a dielectric holder of the subreflector SR.
  • the stem radiator consists of a dielectric insert DS which is inserted in the high-pass waveguide piece HP and also provided with transformation elements T 1 and T 2 and tapers towards the subreflector SR.
  • a stable dielectric sheath DH is placed on the high-pass waveguide piece, which encloses the metallized subreflector shell SR wearing.
  • the interior of this envelope DH can be filled with a light foam SCH with a low dielectric constant. This exciter achieves very good cross-polarization properties, provided there is a sufficiently large difference between the dielectric constants of the dielectric insert DS and the foam SCH.
  • the receiving device Since the aim is to keep the costs for the receiving device described above as low as possible, simple and quickly implementable methods of electrical balancing, which otherwise takes up a large part of the manufacturing costs, should be discussed in the end.
  • the receiving device should have high electrical qualities, on the other hand, the use of tuning screws should be avoided.
  • the particularly tolerance-sensitive components such.
  • corrections of the intrinsic ellipticity can hereby be brought about, whereby, as can be seen from FIG.
  • the alignment marks M are attached, depending on the cause of the ellipticity, in pairs opposite one another, at a suitable angle to the x or y axis. In the case of interfering couplings of the vibration levels that can be eliminated by adjustment, they must be attached at 45 ° or 135 °.
  • the generation of the alignment marks M can be facilitated by pre-weakening the waveguide wall at the predetermined points.

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne mit Speisesystem, einem Polarisationswandler, einer Polarisationsweiche und einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene, wobei ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter ausgebildet ist und in das antennenseitige Ende des Speisehohlleiters ein dielektrischer Einsatz eingefügt ist.
  • Eine derartige Empfangseinrichtung ist aus der US-A-3001 193 bekannt. Bei dieser Empfangseinrichtung sind die Vorrichtungen für die Polarisationswandlung, für die Polarisationstrennung und für die Ankopplung der Empfangssignale an die Empfängerschaltungen in Hohlleitertechnik ausgeführt. Daraus resultiert eine aufwendige und sehr großräumige Anordnung.
  • Sowohl der US-A-3 216 017 als auch der FR-A-1 562 149 liegt ein Stielstrahler zugrunde, bestehend aus einem in den Speisehohlleiter der Antenne eingesetzten dielektrischen Stab. Der in dem Speisehohlleiter steckende Teil des dielektrischen Stabes ist mit Abflachungen versehen, welche eine Polarisationswandlung der Empfangssignale bewirken.
  • Aus der DE-A-2 329 555 ist es bekannt, daß der Speisehohlleiter einer Antenne durch entsprechende Dimensionierung als Hochpaßfilter ausgebildet werden kann, um z. B. die Oszillatorfrequenz eines an den Speisehohlleiter angekoppelten Frequenzumsetzers abzublocken.
  • Aus der US-A-3 778 717 geht eine Sendeeinrichtung hervor, bei der ein Hohlleiter mit einem eine Oszillatorschaltung tragenden Mikrostreifenleitersubstrat gekoppelt ist, indem der Hohlleiter senkrecht auf dem Substrat stehend mit diesem verbunden ist.
  • Der US-A-3 611 396 liegt ein mit einer Rillenstruktur versehenes, aus einem dielektrischen Material geformtes Antennenhorn hervor, das an seiner Mantelfläche metallisiert ist.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Empfangseinrichtung für doppelt zirkular polarisierte Mikrowellensignale zu schaffen, die mit sehr einfachen Mitteln und in sehr kompakter Form aufgebaut ist, damit sie insbesondere ideale Voraussetzungen für den Einsatz als TV-Satelliten-Heimempfangsanlage bietet.
  • Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
  • Zweckmäßige und vorteilhafte Ausführungen der erfindungsgemäßen Empfangseinrichtung gehen aus den Unteransprüchen hervor.
  • Durch die Integration einiger Schaltungseinheiten in den Speisehohlleiter der Antenne und durch die gleichzeitig die Polarisationstrennung unter Umständen auch die Polarisationswandlung bewirkende Ankopplung der Mikrostreifenleiterschaltung an den Speisehohlleiter erhält man eine hoch integrierte Empfangseinrichtung. Dagegen verwendet die eingangs genannte konventionelle Empfangseinrichtung getrennte Bauteile für die Polarisationswandlung, die Polarisationstrennung und die Hohlleiter-Mikrostreifenleiter-Übergänge, was zu einer großen Baulänge führt.
  • Anhand einiger in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele wird nun die Erfindung näher erläutert. Es zeigt
    • Fig. 1 das Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen,
    • Fig. das Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung mit einem Empfangszug,
    • Fig. 3a einen Speisehohlleiter mit integriertem Erreger und Subreflektor einer Cassegrain-Empfangsantenne,
    • Fig. 3b einen Querschnitt A-A durch diesen Speisehohlleiter,
    • Fig. 4 eine an den Speisehohlleiter angekoppelte Mikrostreifenleiterschaltung und
    • Fig. 5 und 6 zwei weitere Ausführungen von Speisehohlleitern mit integriertem Erreger und Subreflektor.
  • Den prinzipiellen Aufbau einer TV-Satelliten-Heimempfangsanlage zeigt das Blockschaltbild der Fig. 1.
  • Als Empfangsantenne dient eine Cassegrain-Antenne mit Subreflektor SR und Hauptreflektor HR. Der Speisehohlleiter H dieser Antenne übernimmt die Funktion eines Hochpasses HP und eines Bandpasses BP für die Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen. Unmittelbar an den Speisehohlleiter sind eine Polarisationsweiche OMT (Orthomode Transducer), ein Polarisationswandler POL und für jede Polarisationsrichtung ein Empfangszug angeschlossen. Jeder Empfangszug enthält einen HF-Vorverstärker HFV, ein Spiegelselektionsfilter F 1, einen Umsetzer, bestehend aus einem Mischer RF/ZF und einem Oszillator OSZ, ein weiteres Spiegelselektionsfilter F 2 und einen Zwischenfrequenzverstärker ZFV.
  • Die Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen erlaubt den gleichzeitigen Empfang von beispielsweise TV-Programmen, die sowohl der rechtsdrehend als auch der linksdrehend zirkularen Polarisation zugeordnet sind.
  • Der Empfang von Programmen nur jeweils einer Polarisationsrichtung ist mit der in F i g. 2 dargestellten Empfangseinrichtung möglich, die daher mit nur einem Empfangszug auskommt. Diese Version kommt dann in Frage, wenn der Wunsch nach einer sehr preiswerten Empfangseinrichtung mit möglichst geringem Schaltungsaufwand besteht. Um diesen einen Empfangszug wechselweise auf Programme der rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkularen Polarisation schalten zu können, ist vor dem Empfangszug ein Polarisationsumschalter PS angeordnet. Alle anderen in Fig. 2 gezeigten Schaltungselemente entsprechen denen des Blockschaltbildes der Fig. 1.
  • Prinzipiell ist die in den Fig. 1 und 2 gewählte Reihenfolge von Hochpaßfilter HP, Bandpaßfilter BP, Polarisationsweiche OMT und Polarisationswandler POL nicht festgelegt. Eine Vertauschung dieser Schaltungselemente ist durchaus möglich.
  • Im folgenden soll nun der mit der Antenne beginnende bis zu den Klemmen 1 und 2, an die sich die Empfangszüge bzw. der Empfangszug anschließen, reichende Schaltungsteil detailliert beschrieben werden. Auf die Empfangszüge wird hier nicht näher eingegangen, da sie gemäß dem Stand der Technik aufgebaut sein können.
  • Die Fig. 3a zeigt in perspektivischer Darstellung den Speisehohlleiter H für die nach dem Cassegrain-Prinzip aufgebaute Empfangsantenne. Der Speisehohlleiter endet mit einem trichterartigen Erregerhorn E, in dem ein dielektrischer, kegelförmiger Einsatz D steckt. Wie bereits in der deutschen Patentanmeldung DE-A-2 938 187 vorgeschlagen wurde, ist die Endfläche dieses Einsatzes metallisiert und wirkt somit als Subreflektor SR. Der dielektrische Einsatz D ist zur Impedanzanpassung mit zwei in den Speisehohlleiter H hineinragenden zylinderförmigen J.j 4-Transformationsgliedern T 1 und T 2 versehen. Das Transformationsglied T 2 hat einen gegenüber dem Transformationsglied T 1 reduzierten Querschnitt. Statt zweier oder auch mehrerer Transformationsglieder mit gestufter Querschnittsänderung kann auch ein Transformationsglied eingesetzt werden, das sich zum Hohlleiterinneren hin stetig verjüngt. Die beiden Transformationsglieder T 1 und T erfüllen gleichzeitig die Funktion eines Polarisationswandlers, der die empfangenen rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Wellen in horizontal bzw. vertikal linear polarisierte Wellen umwandelt. Dazu besitzen die zylinderförmigen Transformationsglieder, wie der in F i g. 3b dargestellte Schnitt A-A quer durch den Speisehohlleiter zeigt, zwei einander gegenüberliegende, längs der Zylinderachse verlaufende Abflachungen A 1 und A 1' bzw. A 2 und A 2'. Die Abflachungen sind so angeordnet, daß deren Normalen mit der horizontalen Achse (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehdhlleiters einen Winkel von 45° einschließen. Durch die Abmessungen der Abflachungen läßt sich die Eigenelliptizität des Polarisationswandlers beeinflußen, deren über die Frequenz aufgetragener Verlauf möglichst flach sein soll. Im Hinblick darauf muß der dielektrische Füllungsgrad des Hohlleiters am Ort der Transformationsglieder so gewählt werden, daß ein optimaler Abstand der Betriebsfrequenz von der Grenzfrequenz des Hohlleiters entsteht. Bei zu kleinem oder zu großem Abstand würde sich eine deutliche Schräglage des Verlaufs der Eigenelliptizität einstellen und damit eine erhebliche Verschlechterung der Polarisationsentkopplung eintreten.
  • Die Transformationsglieder T 1 und T 2 können noch mit Verdickungen und/oder Eindrehungen, in den Fig. 3a und 3b nicht dargestellt, versehen werden, um Eigenreflexionen zu vermindern.
  • Sollte die Polarisationswandlung an einer anderen Stelle in der Empfangseinrichtung erfolgen, ist die spezielle Ausbildung der Transformationsglieder nicht erforderlich.
  • Der Teil des Speisehohlleiters, in den die Transformationsglieder des dielektrischen Einsatzes hineinragen, ist so dimensioniert, daß er die Eigenschaften eines Hochpaßfilters besitzt. Dieses Hochpaßhohlleiterstück HP hat einerseits eine Grenzfrequenz, die eine ausreichend hohe Sperrdämpfung für das Oszillatorsignal (z. B 10,8 GHz) gewährleistet. Der Abstand der Grenzfrequenz (z. B. 11,0 GHz) zu den Nutzsignalfrequenzen darf andererseits aber nicht zu gering sein, da sonst für die Nutzsignale eine zu hohe Dämpfung entsteht und die elektrischen Parameter, wie beispielsweise die Kreuzpolarisatonsentkopplung, zu stark von den mechanischen Toleranzen des Hohlleiters abhängig werden.
  • An das Hochpaßhohlleiterstück HP schließt sich ein weiterer Teil des Speisehohlleiters an, der als Bandpaßfilter BP ausgeführt ist. Es handelt sich hier beispielsweise um ein dreikreisiges Bandpaßfilter, das in der horizontalen (x) und vertikalen (y) Schwingungsrichtung identische Übertragungseigenschaften aufweist. Dazu besitzen die vier in den Hohlleiter eingebrachten Blenden B 1 bis B 4, welche den Hohlleiter in drei Resonatoren R 1, R 2 und R 3 aufteilen, kreisrunde Koppelöffnungen. Zum Erzeugen spezieller Frequenzgänge der Kopplung zwischen dem Hochpaßfilter HP und dem ersten Resonator R 1 oder den Resonatoren untereinander können die erste Blende B 1 oder auch die übrigen Blenden B 2, B 3, B 4 mit einer kreuzschlitzförmigen Koppelöffnung versehen werden.
  • Der Speisehohlleiter H ist mit einem Substrat MS abgeschlossen, das die Mikrostreifenleiterschaltung des bzw. der Empfangszüge trägt; und zwar ist der Speisehohlleiter senkrecht auf der Massefläche des Substrats stehend auf dieser aufgelötet. Zur Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiter sind vier Koppelstifte K 1 bis K 4 auf dem Substrat MS angeordnet, die in den Speisehohlleiter hineinragen. Zwei dieser Koppelstifte sind auf der horizontalen Achse (x-Achse) und die anderen zwei auf der vertikalen Achse (y-Achse) des Hohlleiters angeordnet. Die in achsiale Richtung in den Hohlleiter hineinragenden Koppelstifte besitzen jeweils ein radial zur Wellenausbreitungsrichtung abgewinkeltes Ende S 1, S 2, S 3 bzw. S 4. Über dieses angewinkelte Ende hinaus hat jeder Koppelstift noch einen als Blindleitung wirkenden Fortsatz BL 1 BL 2, BL 3 bzw. BL 4, der in achsialer Richtung in das Innere des Speisehohlleiters weist. Diese Blindleitungen BL 1 bis BL 4 dienen der breitbandigen Anpassung der Wellentypwandlung.
  • Die Baulänge des in der Fig. 3a gezeigten dreikreisigen Bandpaßfilters kann weiter dadurch verkürzt werden, daß die vierte Blende B 4 entfällt, und der Resonator R 3 einerseits von der Blende B 3 und andererseits von der Massefläche des Substrats MS begrenzt wird, wodurch der Hohlleiterraum für die Wellenankopplung gleichzeitig die Funktion des dritten Resonators R 3 übernimmt.
  • In der Fig. 4 ist die der Masseseite gegenüberliegende Seite des Substrats MS dargestellt. Dort sind mit P 1, P 2, P 3 und P 4 die Fußpunkte der durch das Substrat ragenden Koppelstifte K 1, K 2, K 3 und K 4 bezeichnet. Die Signale an den zwei jeweils auf einer Achse - der vertikalen (y) bzw. horizontalen (x) - liegenden Fußpunkte P 3 und P 4 bzw. P 1 und P 2 weisen eine Phasendifferenz von 180° untereinander auf. Diese Phasendifferenz muß bei der Zusammenführung der an den Fußpunkten anliegenden Signale wieder korrigiert werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel geschieht das, wie in Fig. 4 angedeutet, mittels unterschiedlicher Leitungslängen der von den Fußpunkten ausgehenden Mikrostreifenleiter L 1, L 2, L 3 und L 4. Die Phasenkorrektur kann aber z. B. auch in bekannter Weise mit 180°-Ringhybriden vorgenommen werden. Die von den Mikrostreifenleitern abzweigenden Stichleiter SL 1, SL 2, SL 3 und SL 4 dienen der Kompensation von Fehlanpassungen.
  • Nachdem die angekoppelten Energieteile der horizontal polarisierten Hohlleiterwelle und die der vertikal polarisierten Hohlleiterwelle über die Mikrostreifenleiter L 1 und L 2 bzw. L 3 und L 4 phasenrichtig zusammengeführt worden sind, wird die Summenenergie aus dem horizontal polarisierten Feld dem einen Eingang und die Summenenergie aus dem vertikal polarisierten Feld dem anderen Eingang eines 90°-Ringhybrids RH zugeführt. An den beiden Ausgängen des 90°-Ringhybrids RH oder 3dB-Kopplers liegen dann getrennt voneinander die Informationen aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten und dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal an, sofern im Speisehohlleiter kein eigener Polarisationswandler vorgesehen wäre. Da dieser vorhanden ist, so könnte auf das 90°-Hybrid RH verzichtet werden und die gegensinnig polarisierten Empfangssignale wären nach der phasenrichtigen Zusammenführung der Leiter L 1, L 2 sowie L 3, L 4 verfügbar.
  • Sofern, wie im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 2 erwähnt, nicht zwei sondern nur ein Empfangszug vorgesehen ist, ist einem Eingang des 90°-Ringhybrids RH oder 3dB-Koppler ein 180°-Phasenumschalter PS vorangesetzt (vgl. Fig.4). Er ermöglicht es je nach Schaltzustand (0° oder 180°), daß entweder die Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal oder die Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal an einem Ausgang des Ringhybrids anliegt. Der zweite überflüssige Ausgang des Ringhybrids kann mit einem Absorber abgeschlossen werden. Der 180°-Phasenumschalter PS hat beispielsweise die Gestalt eines vormagnetisierten Ferritkörpers, der entweder über dem zum Ringhybrid führenden Mikrostreifenleiter angeordnet ist oder auf einer von der Masseleitung freigeätzten Stelle auf der Rückseite des Substrats befestigt ist. Hierbei kann der Ferritkörper mit Ausnahme der Trennfläche zum Substrat metallisiert sein, was ein einfaches Auflöten auf das Substrat ermöglicht. Die Magnetisierung des Ferritkörpers ist mittels einer von einem Stromimpuls durchflossenen Magnetisierungsspule mit einer oder mehreren Windungen umschaltbar. Der 180°-Phasenumschalter ist auch durch einen Schaltzirkulator oder einen 3dB-Richtkoppler mit PIN-Dioden realisierbar.
  • Die Fig. 5 zeigt eine andere Form des Erregers, mit der sich die Kreuzpolarisationseigenschaften der Antenne verbessern lassen. Der in der Fig. 3a dargestellte Erreger E in Gestalt eines glattwandigen Trichters wird hier durch einen Rillenerreger (corrugated horn) ersetzt, dessen vorteilhafte Eigenschaften bezüglich der Kreuzpolarisation ausgenutzt werden sollten; und zwar ist der Rillenerreger in dem dielektrischen Einsatz D, dessen Endfläche, wie weiter oben beschrieben, als Subreflektor SR ausgebildet ist, integriert. Die Rillenstruktur R ist auf dem aus dem Hochpaßhohlleiterstück HP herausragenden Anfangsbereich des dielektrischen Einsatzes D aufgebracht. Auf rationelle Weise läßt sich diese Ril: lenstruktur gemeinsam mit dem dielektrischen Einsatz im Spritzgußverfahren herstellen. Es ist zweckmäßig, die Rillenstruktur R senkrecht zur Achse des Einsatzes D anzuordnen und darüber hinaus die Rillen trapezförmig zu gestalten, damit sich das Werkstück leichter von der Spritzgußform trennen läßt. Der mit der Rillenstruktur R versehene Bereich und ein in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckender Teil TM des dielektrischen Einsatzes ist mit einer Metallschicht überzogen, die in der Fig. 5 durch eine Punktierung kenntlich gemacht ist. Der dielektrische Einsatz D kann durch Kleben des metallisierten Teils TM, der zylindrisch oder leicht konisch ausgebildet ist, im Hochpaßhohlleiterstück befestigt werden. Dabei ist keine elektrische Kontaktierung zwischen dem Hohlleiter und der Metallisierung erforderlich, sofern die Klebeschicht hinreichend dünn ist. Der dielektrische Einsatz D besitzt wiederum zwei Transformationsglieder T 1 und T 2, deren Ausgestaltung zum Zweck der Polarisationswandlung nicht gezeigt wird. Der Einsatz D kann auch einen kegelförmigen Hohlraum aufweisen, der mit einer als Subreflektor dienenden Halbschale abgeschlossen ist.
  • Mit dieser Ausführungsform des Erregers ist es möglich, die elektrisch hochwirksame Rillenstruktur äußerst preiswert herzustellen.
  • Eine weitere Erregerform zeigt die Fig. 6. Sie ist entstanden aus der Kombination eines klassischen Stielstrahlers mit einer dielektrischen Halterung des Subreflektors SR. Der Stielstrahler besteht aus einem in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckenden, auch mit Transformationsgliedern T 1 und T 2 versehenen, dielektrischen Einsatz DS, der sich zum Subreflektor SR hin verjüngt. Auf das Hochpaßhohlleiterstück ist eine stabile dielektrische Hülle DH gesetzt, welche die metallisierte Subreflektorschale SR trägt. Der Innenraum dieser Hülle DH kann mit einem leichten Schaumstoff SCH mit niedriger Dielektrizitätskonstante ausgefüllt sein. Mit diesem Erreger erreicht man sehr gute Kreuzpolarisationseigenschaften, sofern ein ausreichend großer Unterschied zwischen den Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Einsatzes DS und des Schaumstoffs SCH besteht.
  • Die oben beschriebene Integration von Speisehohlleiter, Erreger und Subreflektor führt zu einer sehr kompakten Bauweise des Erregersystems.
  • Da es das Ziel ist, die Kosten für die oben beschriebene Empfangseinrichtung möglichst gering zu halten, soll zum Schluß auf einfache und schnell durchführbare Methoden des elektrischen Abgleichs eingegangen werden, der ansonsten einen großen Teil der Herstellungskosten in Anspruch nimmt. Einerseits soll die Empfangseinrichtung hohe elektrische Qualitäten besitzen, andererseits sollte aber auf den Einsatz von Abstimmschrauben verzichtet werden. Um diese Forderung zu erfüllen, werden die besonders toleranzempfindlichen Komponenten, wie z. B. Hochpaßfilter und Bandpaßfilter, mit Abgleichmarken versehen, an denen beispielsweise mit einer rechnergesteuerten Vorrichtung die Hohlleiterwandung eingedrückt wird. Beim Hochpaßhohlleiterstück HP lassen sich hiermit Korrekturen der Eigenelliptizität herbeiführen, wobei, wie aus der Fig. 3b hervorgeht, die Abgleichmarken M je nach Ursache der Elliptizität, paarweise gegenüberliegend, unter geeignetem Winkel zur x- oder y-Achse angebracht sind. Bei störenden und damit durch Abgleich zu beseitigenden Verkopplungen der Schwingungsebenen sind sie unter 45° oder 135° anzubringen. Die Erzeugung der Abgleichmarken M kann durch eine vorgefertigte Schwächung der Hohlleiterwandung an den vorbestimmten Stellen erleichtert werden.

Claims (15)

1. Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne (HR) mit Speisesystem, einem Polarisationswandler (POL), einer Polarisationsweiche (OMT) und'einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene, wobei ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters (H) als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter (BP) ausgebildet ist und in das antennenseitige Ende des Speisehohlleiters (H) ein dielektrischer Einsatz (D) eingefügt ist, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:
a) daß der in den Speisehohlleiter (H) hineinragende Teil (T 1, T 2) des dielektrischen Einsatzes (D) so geformt ist, daß dadurch die zirkularpolarisierten Empfangssignale in linear polarisierte Signale umgewandelt werden,
b) daß der diesen Teil (T 1, T 2) des dielektrischen Einsatzes (D) aufnehmende Abschnitt des Speisehohlleiters (H) als Hochpaßfilter (HP) ausgebildet ist, dessen Grenzfrequenz oberhalb der Oszillatorfrequenz der Umsetzerschaltung liegt und
c) daß der Speisehohlleiter (H) senkrecht auf der Massefläche eines die Umsetzerschaltung tragenden Mikrostreifenleitersubstrats (MS) steht und mit dieser kontaktiert ist, wobei durch das Mikrostreifenleitersubstrat (MS) in den Speisehohlleiter hinein Koppelstifte (K 1, K 2, K 3, K 4) ragen, deren Fußpunkte (P 1, P 2, P 3, P 4) mit Mikrostreifenleitern (L 1, L 2, L 3, L 4) auf der der Massefläche gegenüberliegenden Seite des Substrats (MS) verbunden sind und die Koppelstifte (K 1, K 2, K 3, K 4) so positioniert und ausgebildet sind, daß sie die Signale beider linearer Polarisationsrichtungen ankoppeln.
2. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die von den Fußpunkten (P 1, P 2, P 3, P 4) der Koppelstifte (K 1, K2, K3, K4) ausgehenden Mikrostreifenleiter (L 1, L 2, L 3, L 4) an einem Ringhybrid (RH) so zusammengeführt sind, daß an jeden der beiden Ausgänge des Ringhybrids ein Signal anliegt mit der Information aus dem rechts- bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal.
3. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Koppelstifte (K 1, K 2) auf einer horizontalen und zwei Koppelstifte (K 3, K4) auf einer vertikalen Achse angeordnet sind, daß die Koppelstifte radial zur Wellenausbreitungsrichtung im Speisehohlleiter abgeknickt sind und daß sie als Blindleitungen wirkende, in den Speisehohlleiter (H) hineingerichtete Fortsätze (BL 1, BL 2, BL 3, BL 4) aufweisen.
4. Empfangseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sofern nur ein Umsetzer für die Empfangssignale beider Polarisationsrichtungen vorgesehen ist, einem Eingang des Ringhybrids (RH) ein 180°-Phasenumschalter (PS) vorgeschaltet ist, der bewirkt, daß an einem Ausgang des Ringhybrids je nach Schaltzustand des 180°-Phasenumschalters entweder das Signal mit der Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal oder mit der Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal anliegt.
5. Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der 180°-Phasenumschalter (PS) ein mittels PIN-Dioden schaltbarer 3dB-Richtkoppler oder Zirkulator ist.
6. Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der 180°-Phasenumschalter (PS) durch einen über oder unter dem an einem Eingang des Ringhybrids führenden Mikrostreifenleiter angeordneten Ferritkörper realisiert ist, dessen Magnetisierung durch einen eine Magnetisierungsspule durchfließenden Stromimpuls umkehrbar ist.
7. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der in den Speisehohlleiter (H) hineinragende Teil (T1, T2) des dielektrischen Einsatzes (D) an seiner Mantelfläche zwei einander gegenüberliegende längs verlaufende Abflachungen (A 1, A 1' und A 2, A 2') besitzt, deren Normalen mit der horizontalen (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehohlleiters einen Winkel von 45° einschließen.
8. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der in den Speisehohlleiter (H) hineinragende Teil (T 1, T 2) des dielektrischen Einsatzes (D) in Richtung des Hohlleiterinneren eine kontinuierliche oder gestufte Querschnittsverjüngung aufweist.
9. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Einsatz (D) sich außerhalb des Speisehohlleiters (H) trichterförmig aufweitet und daß die Endfläche dieser Aufweitung als Subreflektor (SR) ausgebildet ist.
10. Empfangseinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der aus dem Speisehohlleiter (H) herausragende trichterförmige Teil des dielektrischen Einsatzes (D) auf seiner Außenseite mit einer metallisierten Rillenstruktur (R) versehen ist.
11. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Einsatz als Stielstrahler (DS) aus dem Speisehohlleiter (H) herausragt.
12. Empfangseinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß auf das Ende des Speisehohlleiters (H) eine den Stielstrahler (DS) umgebende, sich zum Subreflektor (SR) hin aufweitende dielektrische stabile Hülle (DH) aufgesetzt ist, die mit einer als Subreflektor (SR) dienenden Schale abgeschlossen ist.
13. Empfangseinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die dielektrische Hülle (DH) mit einem Schaumstoff (SCH) ausgefüllt ist, dessen Dielektrizitätskonstante erheblich kleiner ist als die des Stielstrahlers (DS).
14. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speisehohlleiter (H) mit Abgleichmarken (M) versehen sind, die aus einer mechanischen Deformation der Hohlleiterwand gebildet werden und zur elektrischen Abstimmung der Filterparameter und der Kreuzpolarisation der Empfangseinrichtung dienen.
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