EP0285879B1 - Breitband-Polarisationsweiche - Google Patents

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EP0285879B1
EP0285879B1 EP88104292A EP88104292A EP0285879B1 EP 0285879 B1 EP0285879 B1 EP 0285879B1 EP 88104292 A EP88104292 A EP 88104292A EP 88104292 A EP88104292 A EP 88104292A EP 0285879 B1 EP0285879 B1 EP 0285879B1
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EP
European Patent Office
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polarisation
waveguide
inner conductor
junction according
junction
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Expired - Lifetime
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EP88104292A
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EP0285879A1 (de
Inventor
Eberhard Dr.-Ing. Schuegraf
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
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Publication of EP0285879A1 publication Critical patent/EP0285879A1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
    • H01P1/161—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion sustaining two independent orthogonal modes, e.g. orthomode transducer

Definitions

  • the invention relates to a broadband polarization switch for separating orthogonally linearly polarized electromagnetic microwaves with a branching device which divides a waveguide guiding the two orthogonal polarizations into two rectangular waveguide arms which each only carry one of these polarizations and which have the same line impedance.
  • K / a the cross-sectional factor for the respective wave in the rectangular waveguide
  • Z o the field wave resistance of a plane wave in free space
  • ⁇ o the wavelength in free space
  • ⁇ k the respective critical wavelength, which is also called the cut-off wavelength of the wave type under consideration.
  • a broadband adaptation of the wave resistance jump between the lines is - in principle over wide bandwidths of one octave and more - impossible.
  • a polarization switch for separating two orthogonally linearly polarized electromagnetic waves using a branching device which divides a horn radiator guiding the two orthogonal polarizations into two rectangular waveguide arms which each only carry one of these polarizations.
  • the latter two arms have equally large line wave resistance values.
  • the polarization switch known from GB-A-2 175 145 behaves in a similar manner and just as disadvantageously, in which the transition zone to the wave resistance transformation does not contain an ideal pyramid-shaped core, but rather a core which is often stepped in the manner of a staircase and consists of a series of parallelepipedic elements of square cross-section consists.
  • the object of the invention is to provide a possibility with which the interfering jumps in wave resistance in the case of broadband polarization switches to be used are reduced or completely eliminated.
  • the waveguide carrying the two polarizations has a line impedance whose value corresponds at least approximately to that of the two rectangular waveguide arms, for which two conditions are met, namely on the one hand, the approximation of the cross-sectional factors in the wave resistance equations of the waveguides to be matched to one another and, on the other hand, the approximation of the cut-off frequencies of the wave types to be merged into one another in these waveguides, and that transformation measures requiring only short lengths to adapt remaining reactances in the waveguides are provided.
  • the invention is based on the idea that the line wave resistances of the rectangular crossover waveguide arms with their aspect ratio a ⁇ 2 b are fixed, whereas the line wave resistance of the waveguide carrying the two orthogonal polarizations is not fixed and can therefore be freely selected.
  • This opens up the previously unused possibility of lowering the line wave resistance of the waveguide guiding the two orthogonal polarizations by the specified measures and thus at least approximating the line wave resistances of the rectangular waveguide arms.
  • Ideal adaptation conditions prevail if the line wave resistances of the waveguide carrying the two orthogonal polarizations are broadband matched to those of the rectangular waveguide arms.
  • either a symmetrical arrangement of at least four metal webs 2, 3, 4 and 5 on the inner surface of the wall of the outer conductor is suitable according to the left representation of FIG 1 or / and, as shown in the right-hand illustration of FIG. 1, a concentrically arranged inner conductor 6.
  • the inner conductor 6 is easier to manufacture than the conductive webs 2, 3, 4 and 5 extending in the longitudinal direction of the waveguide.
  • the inner conductor 6 is arranged in the central longitudinal axis of the outer conductor 1 and thus runs concentrically.
  • the inner conductor 1 is preferably fixed in the bifurcation zone of the three polarization switch waveguides with the outer conductor contours, i.e. conductive, connected. This specially created attachment can be used universally and can be used for reflection compensation of both polarizations.
  • the simplest form of an inner conductor 6 is the circular cross-sectional shape shown in the right-hand illustration of FIG. 1.
  • a significant expansion of the uniqueness range for the coaxial waveguide is also achieved, for which quantitative information will follow in the further course of the description.
  • the inner conductor 6 can be, for example, cruciform, and combinations with a round or square outer conductor 1 without or with conductive longitudinal webs 2, 3, 4 and 5 are also possible.
  • the inner conductor 6 causes very little additional loss and brings the following additional advantages.
  • the inner conductor 6, which is extended beyond the polarization switch, is suitable for improving the behavior of a consumer connected to the polarization switch, e.g. to improve the bandwidth of the low reflection of a grooved horn and its cross-polarization properties compared to horn feeding through a pure waveguide - i.e. without an inner conductor.
  • the inner conductor 6 can end in the horn neck, in the groove area or outside the horn aperture in a steady, stepped or abrupt manner. Furthermore, space can be created in a hollow inner conductor 6 for waves of the same or different type with the same or different frequency as those waves already present outside the inner conductor 6.
  • the interior of the inner conductor can in turn be suitably provided with conductive material or with a dielectric.
  • coupling devices for waves can also be arranged, which are coupled from the space outside the inner conductor to its interior and vice versa.
  • the inner conductor 6 predominantly increases the transverse capacitance in the wave resistance equivalent circuit diagram for H waves.
  • the wave resistance of the H11 wave or the H10 wave - as intended - and the associated cutoff wavelengths increase.
  • the coaxial waveguide with a circular inner and outer conductor 3 shows the quantitative relationship between the characteristic impedance of this coaxial waveguide and its diameter ratio d / D k from inner conductor diameter d to outer conductor diameter D k .
  • the measurements are carried out in such a way that, for coaxial waveguides with specific values of the diameter ratios (d / D K ) n , that rectangular waveguide with its aspect ratio (b / a) n is determined, which results in broadband adaptation at the abrupt transition between the respective coaxial waveguide and the rectangular waveguide.
  • the limit frequencies of the H10 wave in the rectangular waveguide and the H11 wave in the coaxial waveguide are made the same.
  • the diameter D o of the imaginary circular waveguide that determines the has the same H11 cutoff frequency as the coaxial waveguide.
  • the reactance remaining at the cross-sectional jump is compensated for by a suitable longitudinal offset of the beginning of the inner conductor relative to the jump point.
  • Such abrupt transitions from the rectangular waveguide to the coaxial waveguide require practically no overall length. They reach bandwidths of poor reflection up to an octave, and over 50% bandwidth their reflection is less than 1%.
  • An important basic component of wave resistance homogeneous polarization switches is thus available.
  • their theoretical uniqueness ranges are then determined in view of the E11 interference wave that occurs first with symmetrical H11 excitation.
  • the E11-following H31 interference wave according to Fig. 6 is also included in the observation.
  • the H31 interference wave is excited despite symmetrical excitation next to the H11 fundamental wave, because according to Fig. 6 e.g. the E field strengths of the H13 wave at diametrically opposite points on the circumference in the coaxial waveguide always have the same direction as the E fields of the H11 wave.
  • the range of uniqueness f kH31 / f kH11 is also expanded.
  • a broadband polarization filter of a two-band antenna system for the directional radio frequency ranges 3.58 to 4.2 GHz and 6.425 to 7.125 GHz is explained below with reference to FIG. 7.
  • the inevitable expansion of the uniqueness range succeeds with the introduction of an inner conductor 8, so that according to FIG. 7, for example from the article by E.
  • the E11 interference field of the double branch 9 is sufficiently attenuated; and - since the inner conductor 8 is extended into the vicinity of the first groove of a connected grooved horn - the E11 useful excitation in the groove region is decoupled from the horn waveguide with the aperiodic E11 damping as desired.
  • the shape of the inner conductor 8 has a very decisive influence on the horn reflection and also on the cross-polarization suppression, even with very small changes.
  • the rotationally symmetrical transformer offers many, easily implemented correction options that always have the same effect for both polarizations.
  • the polarization switch shown in the exemplary embodiment according to FIG. 7 has a very large useful bandwidth. Therefore, it is particularly suitable for the fact that on its rectangular waveguide arms 10 and 11 a crossover for two or more microwave radio frequency ranges different frequency position is connected (directly).
  • the connection between the two rectangular waveguide arms 10 and 11 of the polarization crossover shown in FIG. 7 and the two crossovers can also be established by two long lines, which are designed, for example, as having corresponding transitions, overmoded, bendable rectangular waveguides and by all conceivable measures are suitable to expand their clear transmission frequency range, more than one directional radio range of the same polarization from the location of the crossovers, e.g. at the foot of the antenna tower, low attenuation, reflection and delay distortion to the broadband polarization switch arranged directly on the antenna, i.e. for example on the tower and vice versa.
  • the inner conductor shown in Figure 7 of the already mentioned article by E. Schuegraf in the magazine “NTZ”, volume 38 (1985), number 8, pages 554-560 is not a round inner conductor in the Acting with the invention, with which a wave resistance homogenization is achieved along the two passages of a polarization filter, but rather a ⁇ / 4 transformer.
  • the inner conductor shown in FIGS. 2a and 2b of DE-C2-28 42 576 also represents a narrow-band ⁇ / 4 transformer network with additional reactances, which are specifically designed for good adaptation in two narrow frequency ranges that are relatively far apart (scarce Octave), specially cut and cannot be compared with an inner conductor dimensioned according to the invention.
  • new polarization switches can now be dimensioned, each of which has two rectangular waveguide arms, for example, with the following aspect ratios (calculation table):
  • the coaxial waveguide is determined in each case which has the same H11 cutoff frequency and frequency-independent same waveguide resistances as the rectangular waveguide arms in the case of a round outer and inner conductor.
  • the diameter ratio of the coaxial waveguide which is the same as the wave resistance, follows from the b / a value of the rectangular waveguide arm
  • For the respective d / D K value of the coaxial waveguide follows from Fig.

Landscapes

  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Filtration Of Liquid (AREA)
  • External Artificial Organs (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Separation Using Semi-Permeable Membranes (AREA)

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Breitband-Polarisationsweiche zur Trennung orthogonal linear polarisierter elektromagnetischer Mikrowellen mit einer Verzweigungseinrichtung, die einen die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Wellenleiter in zwei nur noch jeweils eine dieser Polarisationen führende Rechteckhohlleiterarme untereinander gleichen Leitungswellenwiderstandes aufteilt.
  • Praktisch allen bekannten Polarisationsweichen fehlt die Grundvoraussetzung für eine echte Breitbandanpassung, nämlich die Wellenwiderstandshomogenität entlang den beiden Durchgängen einer solchen Weiche; denn zwischen jedem der beiden polarisationsselektiven Weichenanschlüsse, die stets als Rechteckhohlleiter mit dem Seitenverhältnis a ≈ 2b ausgebildet sind, und dem Hohlleiter kreisrunden oder quadratischen Querschnitts ( a = b
    Figure imgb0001
     ) besteht bei allen bekannten Polarisationsweichen nach der Wellenwiderstandsgleichung
    Figure imgb0002
    ein Wellenwiderstandssprung Zrund bwz. ZQuadrat / ZRechteck ≈ 2. In der vorstehenden Gleichung ist Z der Leitungswellenwiderstand, b . K / a der Querschnittsfaktor für die jeweilige Welle im Rechteckhohlleiter, Zo der Feldwellenwiderstand einer ebenen Welle im freien Raum, λo die Wellenlänge im freien Raum und λk die jeweilige kritische Wellenlänge, die auch Grenzwellenlänge des betrachteten Wellentyps genannt wird. Eine breitbandige Anpassung des Wellenwiderstandssprungs zwischen den Leitungen ist - jedenfalls über große Bandbreiten von einer Oktave und mehr - prinzipiell unmöglich.
  • Es ist versucht worden, mit stetigen Übergängen, mit Umlenk- und Kurzschlußblechen unterschiedlichsten Zuschnitts beider Stirnflächen, mit Blenden, Schraubenansammlungen und ähnlichem den diagnostizierten Wellenwiderstandssprung wenigstens schmalbandig (bis ca. 20 %) reflektionsarm zu machen.
  • Aus US-A-3 150 333 ist eine Polarisationsweiche zur Trennung zweier orthogonal linear polarisierter elektromagnetischer Wellen unter Verwendung einer Verzweigungseinrichtung bekannt, die einen die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Hornstrahler in zwei nur noch jeweils eine dieser Polarisationen führende Rechteckhohlleiterarme aufteilt. Die beiden letztgenannten Arme weisen gleich große Leitungswellenwiderstandswerte auf. Durch Anordnung eines pyramidenförmigen Metallkerns im Inneren des Hornstrahlers, wobei die Pyramidenspitze im Aperturbereich des Horns und die Pyramidenbasis im Inneren des Verzweigungsbereiches am Speiseende des Horns liegt, wird eine allmähliche, stetige Impedanztransformation vom Wellenwiderstandswert der beide Polarisationen führenden Rechteckhohlleiterarme auf den Wellenwiderstandswert des Hornstrahlers im Bereich seiner Apertur erreicht. Bei diesem bekannten stetigen Impedanzübergang wird der Wellenwiderstandssprung nur schmalbandig reflexionsarm gemacht. Für eine breitbandige Anwendung ist dieser Übergang nicht geeignet.
  • In ähnlicher Weise und ebenso nachteilig verhält sich die aus GB-A-2 175 145 bekannte Polarisaitonsweiche, bei der die Übergangszone zur Wellenwiderstandstransformation keinen ideal pyramidenförmigen Kern, sondern einen nach Art einer Treppe vielfach abgestuften Kern enthält, der aus einer Reihe parallelepipedischer Elemente quadratischen Querschnitts besteht.
  • Aufgabe der Erfindung ist es, eine Möglichkeit anzugeben, mit welcher die störenden Wellenwiderstandssprünge bei breitbandig zu verwendenden Polarisationsweichen reduziert oder ganz eliminiert werden.
  • Gemäß der Erfindung, die sich auf Breitband-Polarisationsweichen der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der die beiden Polarisationen führende Wellenleiter einen Leitungswellenwiderstand aufweist, dessen Wert demjenigen der beiden Rechteckhohlleiterarme zumindest angenähert entspricht, wozu zwei Bedingungen erfüllt sind, nämlich zum einen die Angleichung der Querschnittsfaktoren in den Wellenwiderstandsgleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter und zum anderen die Angleichung der Grenzfrequenzen der ineinander überzuführenden Wellentypen in diesen Wellenleitern, und daß nur kurze Baulängen erfordernde Transformationsmaßnahmen zur Anpassung verbleibender Reaktanzen in den Wellenleitern vorgesehen sind. Die Erfindung geht von dem Gedanken aus, daß die Leitungswellenwiderstände der rechteckigen Polarisationsweichen-Hohlleiterarme mit ihrem Seitenverhältnis a ≈ 2 b fest vorgegeben sind, wogegen der Leitungswellenwiderstand des die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiters nicht festgelegt und daher frei wählbar ist. Dies eröffnet die bislang ungenutzte Möglichkeit, den Leitungswellenwiderstand des die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Wellenleiters durch die angegebenen Maßnahmen abzusenken und damit an die Leitungswellenwiderstände der Rechteckhohlleiterarme zumindest anzunähern. Ideale Anpassungsbedingungen herrschen, wenn die Leitungswellenwiderstände des die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Wellenleiters an diejenigen der Rechteckhohlleiterarme breitbandig angeglichen sind. Durch die Erfüllung der angegebenen beiden Bedingungen, nämlich zum einen der Angleichung der Querschnittsfaktoren in den Wellenwiderstandsgleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter, z.B. nach der vorstehend angegebenen Wellenwiderstandsgleichung der Faktor b . K / a für die H₁₀-Welle im Rechteckhohlleiter, und der Angleichung der Grenzfrequenzen der ineinander überzuführenden Wellentypen, wird eine Angleichung der Wellenwiderstände über sehr große Bandbreiten erreicht. Beide Durchgänge solcher wellenwiderstandshomogenisierter Polarisationsweichen enthalten dann keinerlei Wellenwiderstandssprünge mehr, sondern nur noch Reaktanzen, die bekanntlich - im Gegensatz zu Wellenwiderstandssprüngen - sehr breitbandig anpaßbar sind. Dieses Prinzip der Wellenwiderstandshomogenisierung ist auf praktisch alle bekannten Polarisationsweichen anwendbar. Das Ergebnis ist stets eine gegenüber bisher wesentlich vergrößerte Bandbreite der Reflexionsarmut.
  • In den Unteransprüchen sind vorteilhafte und zweckmäßige Ausführungsmöglichkeiten der Erfindung zur Erreichung einer Wellenwiderstandshomogenität entlang den beiden Durchgängen einer Breitband-Polarisationsweiche angegeben.
  • Die Erfindung und Ausführungsbeispiele davon werden im folgenden anhand von sieben Figuren erläutert. Es zeigen
    • Fig. 1
    zwei wellenwiderstandssenkende Maßnahmen im die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter,
    Fig. 2
    eine Anzahl von Querschnittsmöglichkeiten bei einem die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter jeweils mit einem Innenleiter mit reduziertem Wellenwiderstand und erweiterten Frequenz-Eindeutigkeitsbereichen,
    Fig.3
    einen meßtechnisch gewonnenen, quantitativen Zusammenhang zwischen dem Wellenwiderstand eines Koaxialwellenleiters mit rundem Innenleiter und seinem Durchmesserverhältnis von Innen- zu Außenleiterdurchmesser,
    Fig. 4
    ein Diagramm, bei dem für das Durchmesserverhältnis eines jeweils betrachteten Koaxialwellenleiters der Durchmesser desjenigen gedachten Rundhohlleiters ermittelt wird, der die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz hat wie der Koaxialwellenleiter,
    Fig. 5
    ein Diagramm, in dem Frequenz-Eindeutigkeitsbereiche in Koaxialwellenleitern abhängig von ihrem Durchmesserverhältnis dargestellt sind,
    Fig. 6
    in einer Querschnittsdarstellung eines Koaxialwellenleiters das E-Feld der H₃₁-Störwelle,
    Fig. 7
    in einer Schrägansicht die Struktur einer Zweiband-Polarisationsweiche mit einem Innenleiter zur Reduzierung der Wellenwiderstandssprünge.
  • Zur angestrebten Wellenwiderstandssenkung in einem einen Außenleiter 1 runden oder quadratischen Querschnitts aufweisenden, beide Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter eignet sich nach der linken Darstellung von Fig.1 entweder eine symmetrische Anordnung von wenigstens vier Metallstegen 2, 3, 4 und 5 an der Innenfläche der Wand des Außenleiters 1 oder/und, wie in der rechten Darstellung von Fig. 1 gezeigt ist, ein konzentrisch angeordneter Innenleiter 6. Der Innenleiter 6 ist in der Praxis leichter herzustellen als die sich in Hohlleiterlängsrichtung erstreckenden leitenden Stege 2, 3, 4 und 5. Der Innenleiter 6 ist in der mittleren Längsachse des Außenleiters 1 angeordnet und verläuft somit konzentrisch. Der Innenleiter 1 wird vorzugsweise in der Gabelungszone der drei Polarisationsweichenhohlleiter mit den Außenleiterkonturen fest, d.h. leitend, verbunden. Diese eigens dafür geschaffene Befestigung ist universell einsetzbar und läßt sich zur Reflexionskompensation beider Polarisationen ausnützen.
  • Die einfachste Form eines Innenleiters 6 ist die in der rechten Darstellung von Fig. 1 gezeigte kreisrunde Querschnittsform. Damit wird neben der angestrebten Wellenwiderstandssenkung zusätzlich eine wesentliche Ausweitung des Eindeutigkeitsbereiches beim Koaxialwellenleiter erreicht, wozu im weiteren Verlauf der Beschreibung noch quantitative Angaben folgen.
  • Für noch breitere Eindeutigkeitsbereiche fkE11 / fkH11, fkH31 / fkH11 und fkE21 / fkH10 sind günstigere Querschnittsformen des Innenleiters 6 möglich, die in Fig. 2 im einzelnen dargestellt sind. Danach läßt sich der Innenleiter 6 z.B. kreuzförmig ausbilden, und auch Kombinationen mit einem runden oder quadratischen Außenleiter 1 ohne oder mit leitenden Längsstegen 2, 3, 4 und 5 sind möglich.
  • Nach dem Aufsatz W. Baier: "Wellentypen in Leitungen rechteckigen Querschnitts" aus der Zeitschrift "AEÜ", Band 22 (1968), Heft 4, Seiten 179-185, insbesondere Seite 184-185 bewirkt der Innenleiter 6 sehr geringe Zusatzverluste und bringt folgende weitere Vorteile. Der über die Polarisationsweiche hinaus verlängerte Innenleiter 6 eignet sich dazu, das Verhalten eines an die Polarisationsweiche angeschlossenen Verbrauchers zu verbessern, so z.B. die Bandbreite der Reflexionsarmut eines Rillenhorns und seine Kreuzpolarisationseigenschaften gegenüber der Hornspeisung durch einen reinen Hohlleiter - also ohne Innenleiter - zu verbessern. Dabei kann der Innenleiter 6 im Hornhals, im Rillenbereich oder ausserhalb der Hornapertur stetig, gestuft oder sprunghaft enden. Ferner kann in einem hohl gestalteten Innenleiter 6 Raum geschaffen werden für Wellen gleicher oder anderer Art mit gleicher oder anderer Frequenz wie diejenigen außerhalb des Innenleiters 6 bereits vorhandenen Wellen. Dazu kann der Innenraum des Innenleiters seinerseits in geeigneter Weise mit leitendem Material oder mit einem Dielektrikum versehen werden. Im Innenraum des Innenleiters 6 und/oder nahe seiner Oberfläche können ferner Koppeleinrichtungen für Wellen angeordnet werden, die aus dem Raum außerhalb des Innenleiters in sein Inneres und umgekehrt gekoppelt werden.
  • Der Innenleiter 6 erhöht unabhängig von seiner jeweiligen Querschnittsform und derjenigen des zugehörigen Außenleiters 1 überwiegend die Querkapazität im Wellenwiderstandsersatzschaltbild für H-Wellen. Somit sinkt der Wellenwiderstand der H₁₁-Welle bzw. der H₁₀-Welle - wie beabsichtigt - und die zugehörigen Grenzwellenlängen steigen an.
  • Für den einfachen, praktisch interessanten Fall des koaxialen Wellenleiters mit einem kreisrunden Innen- und Außenleiter zeigt Fig. 3 den meßtechnisch gewonnenen, quantitativen Zusammenhang zwischen dem Wellenwiderstand dieses Koaxialwellenleiters und seinem Durchmesserverhältnis d/Dk von Innenleiterdurchmesser d zu Außenleiterdurchmesser Dk. Die Messungen sind so ausgeführt, daß für Koaxialwellenleiter mit bestimmten Werten der Durchmesserverhältnisse (d/DK)n jeweils derjenige Rechteckhohlleiter mit seinem Seitenverhältnis (b/a)n ermittelt ist, der am sprunghaften Übergang zwischen dem jeweiligen Koaxialwellenleiter und dem Rechteckhohlleiter Breitbandanpassung ergibt. Hierbei sind zuvor die Grenzfrequenzen der H₁₀-Welle im Rechteckhohlleiter und der H₁₁-Welle im Koaxialwellenleiter gleich gemacht. Dazu wird für das Durchmesserverhältnis d/Dk des jeweils betrachteten Koaxialwellenleiters aus der Fig. 4 nach Meinke, Gundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", 2. Auflage, Springer-Verlag, Seite 309 der Durchmesser Do desjenigen gedachten Rundhohlleiters ermittelt, der die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz hat wie der Koaxialwellenleiter. Mithin ergibt sich die Grenzwellenlänge des Koaxialwellenleiters als λkH11 = 1,706 Do und daraus dann die gesuchte Breitseite a des Rechteckhohlleiters mit der angeglichenen H₁₀-Grenzwellenlänge 2a = 1,706 Do.
  • Außerdem ist bei diesen Messungen die am Querschnittssprung verbleibende Reaktanz durch einen passenden Längsversatz des Innenleiteranfangs gegenüber der Sprungstelle breitbandig kompensiert. Solche sprunghaften Übergänge vom Rechteckwellenleiter auf den Koaxialwellenleiter beanspruchen praktisch keine Baulänge. Sie erreichen Bandbreiten der Reflexionsarmut bis zu einer Oktave, und über 50 % Bandbreite ist ihre Reflexion kleiner als 1 %. Damit ist eine wichtige Grundkomponente wellenwiderstandshomogener Polarisationsweichen verfügbar.
  • Anhand der quantitativen Zusammenhänge der Durchmesserverhältnisse d/Dk von Koaxialwellenleitern mit ihren Wellenwiderständen, dargestellt in Fig. 3, und ihren H₁₁-Grenzfrequenzen, dargestellt in Fig. 4, lassen sich zunächst für die zumeist gegebenen Rechteckhohlleiter mit a = 2b die hinsichtlich des Wellenwiderstands und der H₁₁-Grenzfrequenz dazu passenden Koaxialwellenleiter ermitteln. In diesem Zusammenhang wird auf die linke Spalte der am Schluß der Beschreibung angefügten Berechnungstabelle hingewiesen. Darüber hinaus ergeben sich ganz neue Konzeptperspektiven für die Realisierung von Polarisationsweichen mit extrem großen Bandbreiten aufgrund der Einführung von niedrigeren Rechteckhohlleitern mit b < a/2 und den daran angepaßten Koaxialwellenleitern mit relativ dicken Innenleitern. Hierzu werden in der am Schluß der Beschreibung angegebenen Berechnungstabelle die Beispiele a = 3b und a = 4b ausgewertet. Zur Beurteilung der zugehörigen Koaxialwellenleiter werden sodann ihre theoretischen Eindeutigkeitsbereiche im Blick auf die bei symmetrischer H₁₁-Anregung zuerst auftretende E₁₁-Störwelle ermittelt. Quantitativ kennzeichnend hierfür sind die Grenzfrequenzverhältnisse fkE11 / fkH11 abhängig vom Durchmesserverhältnis d/Dk der Koaxialwellenleiter nach Fig. 5 aus Meinke, Gundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Springer-Verlag, 2. Auflage, 1962, Seite 309. Es ergeben sich für niedriger gewählte Rechteckhohlleiter mit b < a/2 und die daran angepaßten Koaxialwellenleiter mit relaiv dicken Innenleitern Einideutigkeitsbereiche fkE11 / fkH11, die mit zunehmendem Durchmesserverhältnis d/DK äußerst rasch breiter werden und deren Breite für d/DK → 1 gegen ∞ gehen.
  • Sodann wird auch die auf die E₁₁-folgende H₃₁-Störwelle nach Fig. 6 in die Betachtung einbezogen. Die H₃₁-Störwelle wird trotz symmetrischer Anregung neben der H₁₁-Grundwelle angeregt, weil nach Fig. 6 z.B. die E-Feldstärken der H₁₃-Welle an diametral gegenüberliegenden Stellen des Umfangs im Koaxialwellenleiter stets die gleiche Richtung haben wie die E-Felder der H₁₁-Welle.
  • Mit der Einführung des Innenleiters wird neben der breitbandigen Angleichung der Wellenwiderstände auch die Erweiterung des Eindeutigkeitsbereiches fkH31 / fkH11 erreicht. Nach Fig. 5 hat der an den Rechteckhohlleiter mit a = 2b angepaßte Koaxialwellenleiter mit d/DK = 0,37 einen nutzbaren Eindeutigkeitsbereich fkH31 / fkH11 = 2,73 (gegenüber dem nutzbaren Eindeutigkeitsbereich fkE11 / fkH11 = 2,08 beim Rundhohlleiter ohne Innenleiter). Wegen der notwendigen Abstände der Betriebsfrequenzen von den Grenzfrequenzen entspricht fkH31 / fkH11 = 2,73 einer nutzbaren Bandbreite von fh / fn = 2,5 maximal. Nach Fig. 5 erreicht der Koaxialwellenleiter bei d/DK = 0,77 ein Maximum der Breite des Eindeutigkeitsbereiches bei fkH31 / fkH11 = 3,09 entsprechend einer nutzbaren Bandbreite von maximal fh / fn = 2,8.
  • Diese Zahlenwerte gelten für Koaxialwellenleiter mit runden Innen- und Außenleitern. Noch größere Nutzbandbreiten sind mit Koaxialwellenleitern zu erwarten, deren Querschnittsvarianten in Fig. 2 skizziert sind. Die Gestaltung dieser Querschnitte zielt auf eine möglichst starke kapazitive Belastung der H₁₁-Welle - also auf eine niedrige H₁₁-Grenzfrequenz - bei zugleich möglichst geringer kapazitiver Belastung der H₃₁-Welle und einer folglich hohen H₃₁-Grenzfrequenz. Mit diesen Methoden erscheint es möglich, z.B. die praktisch interessierende Kombination der beiden Richtfunkbereiche von 3,4 bis 4,2 GHz und von 10,7 bis 11,7 GHz mit einer einzigen Polarisationsweiche zu beherrschen.
  • Als praktischer Anwendungsfall der Erfindung wird im folgenden anhand der Fig. 7 eine Breitband-Polarisationsweiche eines Zweiband-Antennensystems für die Richtfunkfrequenzbereiche 3,58 bis 4,2 GHz und 6,425 bis 7,125 GHz erläutert. Für diesen Frequenzquotienten fh / fn = 1,99 ist der Rundhohlleiter 7 wegen seiner "Mehrwelligkeit" über Frequenzbereiche, die einschließlich der notwendigen Grenzfrequenzabstände fkE11 / fkH11 = 2,08 erreichen, sowohl als Polarisationsweichenhohlleiter wie auch als Hornhohlleiter untauglich. Die unumgängliche Erweiterung des Eindeutigkeitsbereiches gelingt mit der Einführung eines Innenleiters 8, so daß nach Fig. 7 an die z.B. aus dem Aufsatz von E. Schuegraf "Neuartige Mikrowellenweichen für Zweibandantennen" aus "NTZ", Band 38 (1985), Heft 8, Seiten 554 bis 560 bekannte Doppelverzweigung 9, die der E₁₁- und H₂₁-störwellenfreien Anregung beider Polarisationen dient, ein Koaxialwellenleiter, bestehend aus dem Innenleiter 8 und dem Außenleiter 7, angeschlossen ist. Sein Eindeutigkeitsbereich kann schon mit einem relativ dünnen Innenleiter 8 von d = 7,3 mm im Außenleiter 7 mit DK = 52,2 mm auf fkE11 / fkH11 = 2,274 ausgeweitet werden. Damit ist fkH11 = 3,21 GHz (11 % unter fn = 3,58 GHz) und fkE11 = 7,3 GHz, d.h. 2,5 % über fh = 7,125 GHz, bei der sich demnach eine ausreichende Störfelddämpfung für die E₁₁-Welle ergibt. Somit wird einerseits das E₁₁-Störfeld der Doppelverzweigung 9 genügend gedämpft; und - da der Innenleiter 8 bis in die Nähe der ersten Rille eines angeschlossenen Rillenhorns verlängert ist - ist die E₁₁-Nutzanregung im Rillenbereich vom Hornhohlleiter mit der aperiodischen E₁₁-Dämpfung erwünschtermaßen entkoppelt. Im übrigen hat die Gestalt des Innenleiters 8 auch bei sehr kleinen Änderungen einen ganz entscheidenden Einfluß auf die Hornreflexion und ebenso auf die Kreuzpolarisationsunterdrückung.
  • Die Rechteckhohlleiterzugänge 10 und 11 der in Fig. 7 dargestellten Polarisationsweiche sind mit a = 2 b = 46 mm ausgeführt. Beide Hohlleitergabeln 12, 12ʹ und 13, 13ʹ und die Doppelverzweigung 9 sind wellenwiderstandshomogen, und der dazu passende Koaxialwellenleiter hat nach Fig. 3 und 4 DK = 43 mm und d = 16 mm. Diese Dimensionierung stellt den Prototyp der erfindungsgemäßen wellenwiderstandshomogenen Polarisationsweiche dar.
  • Bei der Anordnung in Fig. 7 ist der verbleibende Wellenwiderstandssprung zwischen dem zuvor ermittelten Koaxialwellenleiter (d = 16 mm, DK = 43 mm) und dem zum Horn weiterführenden mit DK = 52,2 mm und d = 7,3 mm vorteilhafterweise auf 1,6 reduziert und wird durch λ H / 4-Transformationsstufen reflexionsarm überbrückt. Der rotationssymmetrisch ausgeführte Transformator bietet viele, einfach ausführbare Korrekturmöglichkeiten, die stets für beide Polarisationen gleiche Wirkung haben.
  • Die im Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 dargestellte Polarisationsweiche hat eine sehr große Nutzbandbreite. Daher ist sie besonders dazu geeignet, daß an ihre Rechteckhohlleiterarme 10 und 11 je eine Frequenzweiche für zwei oder mehr Richtfunkfrequenzbereiche unterschiedlicher Frequenzlage angeschlossen wird (direkt). Außerdem kann die Verbindung zwischen den beiden Rechteckhohleiterarmen 10 und 11 der in Fig. 7 dargestellten Polarisationsweiche und den beiden Frequenzweichen auch durch zwei lange Leitungen hergestellt werden, die z.B. als mit entsprechenden Übergängen versehene, übermodierte, biegbare Rechteckhohlleiter ausgebildet sind und die durch alle erdenklichen Maßnahmen zur Erweiterung ihres eindeutigen Übertragungsfrequenzbereiches dazu geeignet sind, jeweils mehr als einen Richtfunkbereich gleicher Polarisation vom Ort der Frequenzweichen, z.B. am Fuße des Antennenturms, dämpfungs-, reflexions- und laufzeitverzerrungsarm zur unmittelbar an der Antenne, d.h. also beispielsweise auf dem Turm angeordneten Breitband-Polarisationsweiche und umgekehrt zu übertragen.
  • Es wird noch darauf hingewiesen, daß es sich bei dem in Bild 7 des bereits erwähnten Aufsatzes von E. Schuegraf in der Zeitschrift "NTZ", Band 38 (1985), Heft 8, Seiten 554-560 dargestellten Innenleiter nicht um einen runden Innenleiter im Sinne der Erfindung handelt, mit dem eine Wellenwiderstandshomogenisierung entlang der beiden Durchgänge einer Polarisationsweiche erreicht wird, sondern um einen λ/4-Transformator. Auch der in den Figuren 2a und 2b der DE-C2-28 42 576 dargestellte Innenleiter stellt ein schmalbandiges λ/4-Trafo-Netzwerk mit Zusatzreaktanzen dar, das speziell auf eine gute Anpassung in zwei schmalen Frequenzbereichen, die relativ weit auseinander liegen (knappe Oktave), speziell zugeschnitten und mit einem gemäß der Erfindung bemessenen Innenleiter nicht vergleichbar ist.
  • Nach den erfindungsgemäßen Grundsätzen können nun neue Polarisationsweichen dimensioniert werden, deren je zwei Rechteckhohlleiterarme beispielsweise mit folgenden Seitenverhältnissen ausgestattet werden (Berechnungstabelle):
    Figure imgb0003
    Dazu wird jeweils derjenige Koaxialwellenleiter ermittelt, der bei rundem Außen- und Innenleiter die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz und frequenzunabhängig gleiche Welllenwiderstände aufweist wie die Rechteckhohlleiterarme. Aus dem b/a-Wert des Rechteckhohlleiterarms folgt nach Fig. 3 das Durchmesserverhältnis des wellenwiderstandsgleichen Koaxialwellenleiters zu
    Figure imgb0004
    Für den jeweiligen d/DK-Wert des Koaxialwellenleiters folgt aus Fig. 4 das Durchmesserverhältnis (DK / Do) mit Do als Durchmesser desjenigen Rundhohlleiters, der die gleiche H₁₁-Grenzfrequenz hat wie der jeweilige Koaxialwellenleiter
    Figure imgb0005
    Für den jeweiligen Koaxialwellenleiter mit d / DK ergibt sich nach Fig. 5 aus Meinke, Gundlach "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", 2. Auflage, Seite 309 der Eindeutigkeitsbereich fkE11 / fkH11 bzw. fkH31 / fkH11:
    Figure imgb0006
    Als konkretes Beispiel werden für den 4-GHz-Rechteckhohlleiter mit a = 58,17 mm und den obigen Seitenverhältnissen folgende vollständige Dimensionierungen angegeben.
    Figure imgb0007

Claims (17)

  1. Breitband-Polarisationsweiche zur Trennung orthogonal linear polarisierter elektromagnetischer Mikrowellen mit einer Verzweigungseinrichtung, die einen die beiden orthogonalen Polarisationen führenden Wellenleiter (7) in zwei nur noch jeweils eine dieser Polarisationen führende Rechteckhohlleiterarme (10, 11) untereinander gleichen Leitungswellenwiderstandes aufteilt,
    dadurch gekennzeichnet, daß der die beiden Polarisationen führende Wellenleiter (7) einen Leitungswellenwiderstand aufweist, dessen Wert demjenigen der beiden Rechteckhohlleiterarme (10, 11) zumindest angenähert entspricht, wozu zwei Bedingungen erfüllt sind, nämlich zum einen die Angleichung der Querschnittsfaktoren in den Wellenwiderstandsgleichungen der aneinander anzupassenden Wellenleiter und zum anderen die Angleichung der Grenzfrequenzen der ineinander überzuführenden Wellentypen in diesen Wellenleitern, und daß nur kurze Baulängen erfordernde Transformationsmaßnahmen zur Anpassung verbleibender Reaktanzen in den Wellenleitern vorgesehen sind.
  2. Polarisationsweiche nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß bei räumlich symmetrischer Anregung beider Linearpolarisationen mit je einer elektrisch symmetrischen, jeweils aus zwei Gabelteilarmen bestehenden Rechteckhohlleitergabel (12, 12', 13, 13') die Gabelteilarme mit der Hälfte der Höhe b der äußeren Zugänge zu den Rechteckhohlleiterarmen und mit unveränderter Breitseite a in den die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter (7) münden.
  3. Polarisationsweiche nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß an der Innenfläche der kreisrund oder quadratisch ausgebildeten Außenwand (1) des beide Polarisationen führenden Wellenleiters in Wellenleiterlängsrichtung wenigstens vier Metallstege (2, 3, 4, 5) symmetrisch angeordnet sind.
  4. Polarisationsweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß im Innenraum des Wellenleiteraußenleiters (1) kreisrunden oder quadratischen Querschnitts ein konzentrisch, d.h. in der mittleren Längsachse angeordneter Innenleiter (6) vorgesehen ist, der querschnittsmäßig so dimensioniert und möglicherweise abgestuft ist, daß die vorgegebenen Bedingungen zur homogenen Wellenwiderstandsnäherung oder -homogenisierung erfüllt sind.
  5. Polarisationsweiche nach Anspruch 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Zugänge zu den beiden Rechteckhohlleiterarmen (10, 11) mit gegenüber der Normalhöhe b = a/2
    Figure imgb0008
     wesentlich reduzierter Höhe ausgeführt sind und daß der Leitungswellenwiderstand des die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiters (7) an den Leitungswellenwiderstand dieser in der Hohlleiterhöhe reduzierten Rechteckhohlleiterarmzugänge durch verstärkte kapazitive Belastung mittels dickerem Innenleiter (8) im die beiden Orthogonalpolarisationen führenden Wellenleiter und/oder mit Metallängsstegen innen an dessen Außenwand angeglichen ist.
  6. Polarisationsweiche nach den Ansprüchen 4 oder 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (8) in der Gabelungszone der drei Polarisationsweichenwellenleiter, z.B. bei einer Doppelverzweigung (9), befestigt und dort mit den Wellenleiterkonturen fest, d.h. leitend verbunden ist.
  7. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (8) einen kreisrunden Querschnitt aufweist.
  8. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (6) einen kreuzförmigen Querschnitt aufweist.
  9. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (6) einen Vierkantquerschnitt aufweist.
  10. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (6) einen kreisrunden Querschnitt mit symmetrisch angeordneten Längsstegen aufweist.
  11. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 10,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter (8) im Außenleiter (7) kreisrunden oder quadratischen Querschnitts über den eigentlichen Polarisationsweichenbereich in Richtung zum angeschlossenen Verbraucher hin verlängert ist.
  12. Polarisationsweiche nach Anspruch 11,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter im Verbraucher, z.B. einem Hornstrahler, insbesondere einem Rillenhornstrahler, im Hornstrahlerhals, im Rillenbereich oder außerhalb der Hornstrahlerapertur stetig, gestuft oder sprunghaft endet.
  13. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 4 bis 12,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Innenleiter hohl ausgebildet ist, so daß darin Wellen gleicher oder anderer Art mit gleicher oder unterschiedlicher Frequenz wie diejenigen außerhalb des Innenleiters bereits vorhandenen Wellen geführt werden können.
  14. Polarisationsweiche nach Anspruch 13,
    dadurch gekennzeichnet, daß der hohle Innenraum des Innenleiters seinerseits in geeigneter Weise mit leitendem und/oder dielektrischem Material versehen ist.
  15. Polarisationsweiche nach Anspruch 12 oder 14,
    dadurch gekennzeichnet, daß im hohlen Innenraum des Innenleiters und/oder nahe an seiner Oberfläche Koppeleinrichtungen für Wellen angeordnet sind, die aus dem Raum außerhalb des Innenleiters in sein Inneres und umgekehrt gekoppelt werden.
  16. Polarisationsweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß an beide polarisationsselektiven Rechteckhohlleiterarme (10, 11) je eine Frequenzweiche direkt angeschlossen ist.
  17. Polarisationsweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 15,
    dadurch gekennzeichnet, daß an beide polarisationsselektiven Rechteckhohlleiterarme (10, 11) je eine Frequenzweiche über jeweils eine lange Leitung angeschlossen ist, die als mit entsprechenden Übergängen versehene, übermodierte Rechteckhohlleitung ausgebildet ist.
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