DE2804132C2 - Wellentypenweiche - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Wellentypenweiche zur Auskopplung der elektrischen Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Quer-Schnittsverengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschließenden Haupthohlleiters, wobei die magnetische Grundwelle als nachrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablageinformation für die selbsttätige Zielnachführung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem Haupthohlleiter herausgeführt wird.

Im Satellitenfunk und auch in der Radartechnik tritt das Problem auf, mehrere bestimmte in ein- und demselben Hohlleiter existierende Wellentypen mit Hilfe einer Weiehe voneinander zu trennen. Eine derartige, beispielsweise zur selbsttätigen Nachsteuerung einer Antenne in die Richtung von empfangenen Hochfrequenzschwingungen geeignete Anordnung, bei der die BiI-dung des Fehlersignals aufgrund eines gleichzeitig mit einer Wn-Nutzwelle auftretenden A/21-Wellentyps erfolgt, ist beispielsweise aus der DE-AS 12 80 991 bekannt. Diese Anordnung ist jedoch vorwiegend für Ii-

3 4

neare Polarisation geeignet, und soll insbesondere si- einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Querschnittscherstellen, daß für jede Polarisationsrichtung der emp- Verengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich fangenen Welle ein ausreichendes Fehlersignal gebildet anschließenden Haupthohlleiters, wobei die magnewerdenkann. tische Grundwelle als nachrichtentragender Nutzwel-

Beim Empfang der magnetischen Grundwelle treten 5 lentyp vom Haupthohlleiter durchgelassen wird, und die dann höhere Wellentypen in der Empfangsantenne und elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablageinforin dem mit ihrem Fußpunkt verbundenen Haupthohllei- mation für die selbsttätige Zielnachführung der Hauptter auf, wenn die einfallende Wellenfront nicht parallel Strahlrichtung der Antenne aus dem Haupthohlleiter zur Antennenapertur aufritt, wenn sich also die Strah- herausgeführt wird, wird diese Aufgabe gemäß der vorlungsquelle nicht exakt in Richtung der Antennenachse io liegenden Erfindung dadurch gelöst, daß in der Mittelbefindet. In diesem Fall treten im Speisestrom der An- längsachse des Haupthohlleiters eine erste Koaxialleitenne außer einer üöi-Welle noch weitere Wellentypen, tung angeordnet ist, deren Innenleiter im Bereich der beispielsweise //21- und die //01-WelIe auf, die wegen Querschnittsverengung in Richtung zur Antenne als kaihres scharfen Differenzdiagrammes zur Peilung heran- pazitiv wirkende, stabförmige Längssonde fortgesetzt gezogen werden können. Diese Wellentypen sind mit 15 ist, daß die erste Koaxialleitung durch eine für die Nutzihrer auf die nachrichtentragende WeUe bezogenen wellen kompensierte Halterungsvorrichtung an ihrem Amplitude und Phase ein Maß für die räumliche Ablage der Längssonde entgegengesetzten Ende innerhalb des des Satelliten oder des Objekts von der Hauptstrahl- Haupthohlleiters gehaltert ist, daß die Halterungsvorrichtung der Antenne und werden in bekannter Weise richtung aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung als Regelkriterien zur automatischen Zielnachführung 20 konzentrisch umgebenden, mit der ersten Koaxialleider Antenne verwendet tung mechanisch fest verbundenen, ueitbandigen, rota-

Im Falle des Satellitenfunks wird als Nachrichtenirä- tionssymmetrischen Kompensationsieif-;r und aus weger im allgemeinen die zirkulär polarisierte magnetische nigstens vier im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen Grundwelle verwendet Hierzu liefert die eiektrische der Außenwandung des Haupthohlleiters und dem Grundwelle als Peilwellentyp, das ist im Rundhohlleiter 25 Kompensationsleiter verlaufenden, metallischen Stäben die £ii-Welle und im Quadrahthohlieiter die ffn-Welle, (Pfosten) relativ geringen Durchmessers gebildet ist, eine geeignete Ablageinformation. Am Fußpunkt einer daß einer der metallischen Stäbe hohl ist und den Au-Empfangsantenne treten dann in einem gemeinsamen ßenleiter einer mit der ersten Koaxialleitung reflexions-Hohlleiter gleichzeitig die magnetische Grundwelle als arm verbundenen zweiten Koaxialleitung darstellt, daß Signalwelle und die elektrische Grundwelle ais Peilwel- 30 die zweite Koaxialleitung durch dte Wandung des lentyp auf. Entsprechend der unterschiedlichen weite- Haupthohlleiters und des Kompensationsleiters geführt ren Verarbeitung sind diese mittels einer Wellentypen- ist, und daß der Durchmesser des mit der Halterungsweiche voneinander zu trennen. vorrichtung versehenen Haupihohllei ter-Abschnittes so

Bei bekannten Modenkopplern wird im allgemeinen gewählt ist, daß seine //31-Grenzwellenlänge

stets der zur Bildung des Ablagekriteriums vorgesehene 35 (>ijfc//3i = 0,75 D) kleiner ist als die Freiraumwellenlänge

Peilwellentyp in mehrere Teilwellen zerlegt und über bei der höchsten Betriebsfrequenz,

eine entsprechende Anzahl von am umfang des Haupt- Als besonderer Vorteil der erfindungägernäBen An-

hohlleiters verteilten Koppelstellen aus dem Haupt- Ordnung ergibt sich eine besonders geringe Dämpfung

hohlleiter ausgekoppelt Diese Teilwellen werden dann bei der Auskopplung der ϋόι-Peilwelle, so daß efne auf-

mit einer geeigneten Phasenlage zusammengefaßt 40 wendige Verstärkung der ausgekoppelten Peilwelle

Nachteilig bei derartigen Anordnungen ist die uner- nicht zwingend erforderlich ist

wünschte gleichzeitige Auskopplung der Signalwellen, ein weiterer Vorteil ergibt sich durch die geringe die dann wieder in dem Haupthohlleiter zurück reflek- Rückwirkung auf die //n-Signalwelle und durch eine tiert werden müssen. Damit verbunden sind Reflexionen hohe Leistungsbelastbarkeit der Anordnung,
der Signalwellen, die wiederum kompensiert werden 45 Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist durch den gemüssen und die Polarisation der S'gnalwellen störend genüber bekannten derartigen Vorrichtungen außerorbeeinflussen können. dentlich einfachen konstruktiven Aufbau gegeben.

Abweichend von diesem Funktionsprinzip ist aus der Vorteilhaft im Hinblick auf geringe Reflexionen ist es DE-AS 12 64 636 eine üöi-Wellentypenweiche im Zu- insbesondere, wenn die metallischen Stäbe der Haltesammenhang mit einer Polarisationsweiche bekannt, bei 50 rungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer Pyrader die £bi-WelIe mit einer im Zentrum des Haupthohl- mide verlaufen, deren Basisfläche von einem regeimäßileiters angebrachten, kapazitiven Längssonde breitban- gen Vieleck gebildet ist und mit der Querschnittsebene dig und ohne Verkopplung beispielsweise mit der des Haupthohlleiters zusammenfällt und deren Spitze //11-Signalwelle ausgekoppelt wird. Da eine Hu-Grund- auf tier Mittelachse des Haupthohlleiters liegt,
welle beliebiger Polarisation keine ZT-Längskomponen- 55 Weitere vorteilhafte Ausbildungen der vorliegenden te aufweist, ist sie von der kapazitiven Längssonde voll- Erfindung ergeben sich aus den weiteren Ifciteransprüständig entkoppelt Wegen einer zwangsläufigen Bin- chen.

dung der Längssonde an eine Polarisationsweiche ist Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausfüh-

jedoch die Einsatzmöglichkeit einer solchen als Wellen- rungsbeispielen poch näher erläutert. Es zeigt in der

typenweiche wirkenden Anordnung begrenzt. 60 Zeichnung

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, Fi g. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel mit einer stetig eine die Nachteile der bekannten Anordnungen vermei- verlaufenden Querschnittsverengung,
dende Lösung anzugeben, durch die sich insbesondere F i g. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel mit einem die Möglichkeit einer vollständigen Entkopplung der Ew-Störanregungsfreiem Querschnittssprung,
fi)i-Peilwelle von der//11-Signalwelle beliebiger Polari- 65 Fig. 3 ein E_n Störanregungsfreier Querschnittssation ergibt. sprung,

Ausgehend von einfr Wellentypenweiche zur Aus- Fig.4 ein Ausführungsbeispiel mit pyramidenförmi-

kopplung der elektrischen Grundwelle aus dem Bereich gern Pfostenkreuz,

Fig.5 ein Ausführungsbeispiel mit doppelt geknicktem Pfostenkreuz,

Fig.6 ein Ausführungsbeispiel mit Dreikreiskompensation,

F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel mit Stichleitungskompensation,

F i g. 8 ein Diagonalpfosten innerhalb eines Quadrathohlleiters,

F i g. 9 eine Reflexionskurve eines durch einen Kompensationsinnenleiter kompensierten Winkelpfostens.

Beim Ausführungsbeispiel einer Wellentypenweiche nach F i g. 1 ist der als Rundhohlleiter ausgeführte und wie auch in den weiteren Figuren gestrichelt dargestellte Haupthohlleiter 1 an seinem antennenseitigen Ende mit einem kegelförmigen Rundhohlleiter 2 verbunden, dessen großer Enddurchmesser wenigstens so groß sein muß, daß ein runder Anschlußhohlleiter bei der tiefsten Empfangsfrequenz die £b,-Welle gut durchläßt, während der Durchmesser des am anderen Ende des Kegelüberganges sich anschließenden Haupthohlleiter 1 wenigstens so klein gewählt ist, daß der die £<n-Welle bei der höchsten Empfangsfrequenz periodisch sperrt. Somit stellt der Kegelübergang für die £öt-Welle im ganzen Empfangsband einen Kurzschluß dar. In der Mittellängsachse des Haupthohlleiters 1 ist gemäß der Erfindung eine erste Koaxialleitung 3 angeordnet, deren Innenleiter 4 im Bereich der Querschnittsverengung 2 in Richtung zur Antenne als kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde 4' fortgesetzt ist. Der als Längssonde wirkende Innenleiter 4' ragt so weit in die kegelförmige Erweiterung des Rundhohlleiters hinein, daß die Kurzschlußebene, die dieser Kegelübergang etwa bei einer mittleren Empfangsfrequenz für die £bi-Welle darstellt, zur reflexionsarmen £ot-Koaxialwellenumformung durch die Längssonde optimal liegt

Wegen der relativ unkritischen Lage der Kurzschlußebene, die sich etwa im Abstand von Aheo\I2 hinter der Längssonde ausbildet, führt die frequenzabhängige Lage der Kurzschlußebene beim Abweichen von der Mittenfrequenz mit optimal eingestelltem Kurzschluß lediglich zu einem Anstieg der Reflexion des üoi-Koaxialwellenumformers zu tieferen und höheren Frequenzen hin, der jedoch in Frequenzbändern mit geringen relativen Bandbreiten ausreichend klein ist.

Der Kegelübergang, der gegebenenfalls als £Ί ι-freier Doppel- oder Mehrfachkegel ausgeführt werden kann, ist für die H_n-Welle in bekannter Weise reflexionsarm realisiert

Innerhalb des Haupthohlleiters 1 ist die erste Koaxialleitung 3 durch eine Halterungsvorrichtung an ihrem, der Längssonde 4' entgegengesetzten Ende mechanisch gehaltert Die Halterungsvorrichtung besteht aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung 3 konzentrisch umgebenden und mit dieser mechanisch fest verbundenen, breitbandigen, rotationssymmetrischen Kompensationsleiters, und aus vier im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen der Außenwandung des Haupthohlleiters 1 und dem Kompensationsleiter 5 in radialer Richtung verlaufenden metallischen Stäben 6, 7, 8, 9 relativ geringen Durchmessers, deren gegenseitiger Winkel 90° beträgt.

Einer der metallischen Stäbe des aus den Stäben 6 bis 9 gebildeten Pfostenkreuzes ist gemäß der Erfindung als Hohlstab ausgebildet und stellt den Außenleiter einer mit der ersten Koaxialleitung 3 reflexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung 9 dar, die durch den Kompensationsleiter und die Wandung des Haupthohlleiters zu einer äußeren Anschlußbuchse 10 geführt ist

Der Außendurchmesser der ersten Koaxialleitung 3 ist beim Ausführungsbeispiel in Relation zum Innendurchmesser des Haupthohlleiters 1 ausreichend klein, beispielsweise im Verhältnis 1/10 gewählt, so daß die Belastung des Rundhohlleiters durch die Koaxialleitung für beliebig polarisierte HwWellen eine ausreichend kleine Wellenwiderstands-Erniedrigung darstellt.

Die in der ersten Koaxialleitung 3 durch die £όι -Welle hervorgerufene Grundwelle ist von Hn-Wellen jeglieher Polarisationsrichtung deshalb vollständig entkoppelt, weil die Peilkomponenten der elektrischen Feldstärke dieser Wellen in der einen Hälfte der antennenseitigen öffnung der ersten Koaxialleitung stets die gleiche Richtung haben wie in der gegenüberliegenden Querschnittshälfte, während diese Teilkomponenten bei der koaxialen Grundwelle untereinander entgegengesetzte Richtungen aufweisen.

Der im Zentrum des Rundhohlleiters angeordnete koaxiale Außenleiter der ersten Koaxialleitung 3 ist an seinem der Längssonde 4' entgegengesetztem Ende vergrößert und dadurch als Kompensationsleiter 5 ausgebildet

Zur Wahrung einer vollständigen Rotationssymmetrie auch für beliebig polarisierte H\ \ -Wellen sind für die Halterungsvorrichtung wenigstens vier metallische Stäbe 6 bis 9 mit Zwischenwinkeln von jeweils 90° deshalb erforderlich, weil das elektrische Feld jeder beliebig polarisierten //n-Welle aus zwei aufeinander senkrecht stehenden Komponenten zusammengesetzt is, die entsprechend der Anordnung nach F i g. 1 parallel zum vertikal verlaufenden Stabpaar 6,9 bzw. parallel zum horizontal verlaufenden S'tabpaar 7,8 ?usgerichtet sind. Da die beiden Stabpaare untereinander vollständig gleich aufgebaut sind, finden alle Komponenten von //n-Wellen beliebiger Polarisation in diesem Hohlleiterabschnitt jeweils untereinander die gleichen Obertragungsbedindungen vor und dementsprechend auch die daraus resultierenden Hw -Wellen selbst
Der in der F i g. 1 nach oben verlaufende Hohlstab 9 ist mit einem Innenleiter passenden Durchmessers zu einer Koaxialleitung ergänzt die einerseits die Rundhohlleiterwand durchstößt und in einen koaxialen Anschlußstecker 10 übergeht und andererseits mit der axialen ersten Koaxialleitung 3 im Knickpunkt reflexionsarm verbunden ist. Dadurch ist eine dämpfungsarme Verbindung der kapazitiven Längssonde 4' mit einem außerhalb des Rundhohlleiters angebrachten Stekker 10 hergestellt weiche durch den jeweiligen Außenleiter im Hinblick auf alle im Rundhohlleiter auftretenden Wellentypen und insbesondere gegenüber der //n-Welle vollständig abgeschirmt ist

Für eine //π-Welle, deren £-Feld parallel zur Stabachse ausgerichtet ist, stellt ein solcher Stab einen induktiven Querleitwert dar, der zur Vermeidung von Reflexionen sowohl im Empfangsband wie auch im relativ weit von diesem entfernten Sendeband zu kompensieren ist

Da der Querleitwert eines Stabes sehr rasch mit dessen Durchmesser ansteigt, sind die einzelnen Stäbe so zu dimensionieren, daß sich bei möglichst geringem Stabdurchmesser eine noch ausreichende mechanische Stabilität der Halterungsvorrichtung ergibt Ein Stabdurchmesser von 1,5 mm innerhalb eines Grundhohlleiters, dessen Innendurchmesser 54 mm beträgt erweist sich in der Praxis als ausreichend stabil, wenn die einzelnen Stäbe aus zähfestem Material, beispielsweise Chrom-Nickelstahl, bestehen. Der Hohlstab 9 ist vorteilhaft aus gebräuchlichen Chrom-Nickelkapillaren mit

1,5 mm Außendurchmesser und 0,9 mm Innendurchmesser aufgebaut.

Zur Kompensation des durch die metallischen Stäbe gebildeten induktiven Querleitwertes ist ein kapazitiver Querleitwert am Ort des Pfostenkreuzes geeignet, der für eine breitbandige Reflexionsfreiheit den gleichen Frequenzgang aufweist, wie der zu kompensierende induktive Querleitwert. Ein kapazitiver Querleitwert dieser Art kenn entsprechend Seite 409 des »Taschenbuchs der Hochfrequenztechnik« von Meinke/Gundlach, Springer Verlag, 2. Auflage 1962, bei einem dielektrisch belasteten Hohlleiterabschnitt gefunden werden, wobei Frequenzgang und Betrag dieses Leitwertes mit der Dielektrizitätskonstanten und der Länge des belasteten Hohlleiterabschnittes in weiten Grenzen variierbar sind. Es ist möglich, diesen Verlauf so zu wählen, daß sich jeweils in der Mitte zweier relativ weit voneinander entfernter Frequenzbereiche, z. B. bei 4- und bei 6.2 GHz Schnittpunkte mit dem zu kompensierenden induktiven Querleitwert der metallischen Stäbe ergeben, und somit für die beiden Bandmitten Reflexionsfreiheit gewährleistet ist. Auch die Neigung des Frequenzganges des Kompensationsleitwertes kann unabhängig von den Beträgen bei beiden Mittenfrequenzen beeinflußt werden, so daß auch eine Breitbandkompensation möglich ist.

Gemäß der Erfindung wird die Induktivität der metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes durch den die erste Koaxialleitung 3 konzentrisch umgebenden und mit ihr mechanisch fest verbundenen rotationssymmetrischen Komp -nsationsleiter 5 kompensieren. Durch den Kompensationsleiter 5 bleibt die Wi ι-Welle vollständig erhalten. Ihre Grenzfrequenz wird durch den Innenleiter, der bei der Wn-Welle überwiegend kapazitive Feldenergie verdrängt und daher den Querkapazitätsbelag erhöht, abgesenkt, und der für die Anpassung maßgebende Leitungswellenwiderstand der Wn-Welle wird niedriger, je dicker der Kompensationsleäter wird. Hiermit ist es möglich, mittels Durchmesser und Länge des Kompensationsleiters dessen Leitwert und Frequenzgang der zu kompensierenden Induktivität der metallischen Stäbe weitgehend anzunähern.

Der Leitwert des Kompensationsleiters 5 entsteht physikalisch dadurch, daß zwei Leitungswellenwiderstandssprünge von untereinander entgegengesetzter Richtung — nämlich am Anfang und am Ende des Innenleiters — über die elektrische Länge des koaxialen Wellenleiters zusammengeschaltet sind. Beispielsweise kompensieren sich die beiden Leitungswellenwiderstandssprünge gegenseitig vollständig für eine elektrische Länge des koaxialen Wellenleiters L = A_H/2 wobei die leitungsverkürzende Wirkung duch die Streukapazitäten an den Stirnflächen des Innenleiters zu berücksichtigen ist Koaxiale Wellenleiterlängen L < Ah/2 wirken — wie im vorliegenden Fall benötigt — durchwegs kapazitiv, wobei ein gewünschter kapazitiver Leitwert entweder mit einem sehr kurzen Innenleiter eines bestimmten Durchmessers oder auch mit einem etwas längeren Innenleiter erzeugt werden kann, der dann für die gleiche Wirkung einen dickeren Innenleiter benötigt In diesen beiden Fällen ergeben sich breitbandig völlig unterschiedliche Frequenzgänge der Gesamtwirkung dieser beiden Innenleiter.

Wegen partieller Kongruenz der Ströme, die von der Wn-WeIIe in einem Pfosten hervorgerufen werden, und ihrer magnetischen Felder mit dem räumlichen Verlauf der Verschiebungsströme und ihrer magnetischen Felder bei der W₃I-WeIIe ist ein Pfosten im Rundhohlleiter mit Wn-Welle eine Wn-Wji-Konversionsquelle. Das Pfostenkreuz ist daher in einem solchen Rundhohlleiter anzubringen, in dem die W3i-Welle nicht existieren kann und auch ausreichend aperiodisch gedämpft wird. Die W3!-Grenzwellenlänge im leeren Rundhohlleiter ist Λκη3\ — 0,75 D, steigt jedoch bei kleinen Innenleiterdurchmessern nur leicht und bei größeren Innenleiterdurchmessern stärker an.

Bei der Anordnung nach F i g. 1 ist die Anregung eines .En-Feldes, die an den Stirnflächen des Kompensationsleiters 5 erfolgen kann, deshalb unschädlich, weil der Rundhohlleiterabschnitt, in dem sich der Kompensationsleiter und das Pfostenkreuz befinden, unterhalb der Ew -Grenzfrequenz betrieben wird.

Bei der Anordnung nach F i g. 2 ist die konische Querschnittsverengung des Haupthohlleiters 1 ersetzt durch einen Querschnittssprung des Haupthohlleiters. Hierdurch ergibt sich die Möglichkeit, die £u-Anregung an den Stirnflächen des Kompensationsleiters 5 mit einer entgegengesetzten En -Anregung der sprunghaften Erweiterung des Rundhohlleiters etwa im selben Leitungsquerschnitt zu kompensieren. Dadurch entsteht ein £i ι-Störanregungsfreier Übergang, in dem nun auch die ün-Welle existent sein darf, gleichwohl aber bei einem-Querschnittsdoppelsprung nach F i g. 3 nicht angeregt wird.

Nach F i g. 3 ist die Querschnittsverengung derart in einen Teilsprung des Haupthohlleiterdurchmessers und in einen Teilsprung des Kompensationsleiter-Durchmessers aufgeteilt, daß sich Fn -Störwellenfreiheit ergibt Erhält dieser Querschnittssprung die gleichen Durchmesserverhältnisse wie der anhand von F i g. 1 beschriebene Kegelübergang, so bildet dieser Querschnitssprung mit seiner effektiven Eoi-Kurzschlußebene zusammen mit der kapazitiven Längssonde 4' eine Eq\ -Weiche nach F i g. 2. Diese Weiche ist besonders einfach herzustellen und zeichnet sich durch eine besonders geringe Bauiänge aus.
Eine Weiterbildung der Anordnung nach F i g. 2 ergibt sich durch die Anordnung nach F i g. 4, bei der das Pfostenkreuz nicht, wie bei den Anordnungen nach den F i g. 1 und 2, in einer Querschnittsebene des Haupthohlleiters angeordnet ist, sondern bei der die metallischen Stäbe 6 bis 9 der Halterungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem in den Hohlleiterquerschnitt gelegtem Quadrat gebildet ist und deren Spitze auf der Mittelachse des Haupthohlleiters liegt. Durch die gegenüber den Anordnungen nach den F i g. 1 und 2 längeren metallisehen Stäbe 6 bis 9 ergeben sich zunächst eine höhere Induktivität des Pfostenkreuzes und somit niedrigere Leitwerte mit geringen Reflexionen, ohne daß dabei die Funktion der Gesamtanordnung in irgend einer Weise beeinträchtigt wird.

Eine wesentlich über die Erhöhung der Pfosteninduktivität hinausreichende günstige Wirkung der Spitzwinkelpfosten in F i g. 4 entsteht dadurch, daß der in Längsrichtung des Haupthohlleiters ausgedehnte Pfosten zusammen mit dem Haupthohlleiter eine inhomogene, symmetrische, abgeschirmte Doppelleitung im Gegentaktbetrieb darstellt Diese an der Übergangsstelle der Metallstäbe in die Wand des Haupthohlleiters zu diesem parallelgeschaltete Doppelleitung, als deren wirksame Länge ihre in Richtung des Haupthohlleiters gemessene Ausdehnung zu betrachten ist, kann z. B. im untenliegenden von zwei Frequenzbereichen (z. B. um 4 GHz) 3/?o/4 lang gemacht werden und im obenliegenden (z. B. um 6,2 GHz) 5AJA. Dadurch werden — wie F i g. 9 zeigt

— in diesen beiden Frequenzbereichen sehr kleine Reflexionen erreicht. Zwischen diesen beiden reflexionsarmen Nutzfrequenzbereichen liegt ein nicht störendes Reflexionsmaximum, für das die axiale Länge der Winkelpfosten gleich Ao ist.

Einer der nunmehr im spitzen Winkel gegenüber der Mittelachse des Haupthohlleiters verlaufenden metallischen Stäbe 9 ist bei der Anordnung nach F i g. 4 wiederum als zweite Koaxialleitung ausgebildet, die einerseits reflexionsarm mit der ersten Koaxialleitung 3 und andererseits mit einem an der Außenseite des Haupthohlleiters angebrachten koaxialen Anschlußstecker 10 verbunden ist. Als weiterer Vorteil dieser Anordnung ergibt sich bei gleichem Durchmesserverhältnis von Stabdurchmesser und Innendurchmesser des Rundhohlleiters trotz wesentlich längerer Stäbe eine gegenüber einem ebenen Pfostenkreuz noch weiter verbesserte mechanische Stabilität.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 sind die meiaüischen Stäbe der Haiterungsvorrichtung jeweils aus drei zueinander senkrecht verlaufenden Abschnitten (z. B. 90, 91, 92) zusammengesetzt. Die mit dem Kompensationsleiter 5 verbundenen Abschnitte 62,72 und 92 verlaufen in einer Querschnittsebene des Rundhohlleiters, die daran anschließenden Abschnitte 60,70,80 und 90 verlaufen parallel zur Mittelachse des Haupthohlleiters, und die mit der Haupthohlleiterwandung verbundenen Abschnitte 61,71,81 und 91 verlaufen wiederum in einer Querschnittsebene des Haupthohlleiters. Die jeweils paarweise gegenüberliegenden mittleren Abschnitte 70, 80 und 60, 90 bilden nunmehr jeweils eine homogene, abgeschirmte Doppelleitung, deren Wellenwiderstand im Ausführungsbeispiel etwa 360 Ω beträgt. Wegen ihrer achsenparallclen Ausrichtung sind diese Doppelleitungsabschnitte vollständig von der f/n-Welle im Rundhohlleiter entkoppelt.

Bei der Anordnung nach F i g. 5 ist jeder der metallischen Stäbe des Pfoster.kreuzes in zwei gegeneinander räumlich versetzte, in radialer Richtung verlaufende Abschnitte, z. B. 61,62 bzw. 91,92, aufgeteilt, von denen der eine mit der Wandung des Haupthohlleiters und der andere mit dem Kompensationsleiter 5 verbunden ist. Während für den elektrisch wirksamen Versatz si'Ah dieser beiden Teilreaktanzen eines metallischen Stabes vorwiegend die //π-Hohlleiterwellenlänge maßgebend ist, wird die elektrische Länge siA₀ der Doppelleitung, über die die Teilreaktanz in Serie geschaltet sind, von der Freiraumwellenlänge A₀ bestimmt Wegen der fehlenden Kopplung zwischen den als Doppelleitung wirkenden Abschnitten der metallischen Stäbe und der //n-Welle sind bei dieser Anordung Restreflexionen durch eine Transformation des //n-Leitungswellenwiderstandes nicht gegeben. Wegen des realisierbaren relativ großen Abstandes der Leiter der als Doppelleitung wirkenden Stababschnitte ergibt sich für die Anordnung nach Fig.5 eine besonders hohe Leistungsbelastbarkeit

Eine vorteilhafte Realisierung des die zweite Koaxialleitung darstellenden Hohlstabes 90, 91, 92 ergibt sich, wenn in den geraden Hohlstab vor dem Biegen ein biegsames »semi riged«-KabeI eingeschoben wird, das sich dann an den geknickten Verlauf anpaßt

Bei der Anordnung nach F i g. 6 ist die Restinduktivität des aus den Stäben 6 bis 9 gebildeten, in der Querschnittsebene des Haupthohlleiters 1 angeordneten Pfostenkreuzes durch eine hinsichtlich der äußeren Gestaltung dieses Pfostenkreuzes und des Kompensationsleiters 5 übereinstimmende Nachbildung 5' bis 9' kompensiert, welche in einem solchen Abstand von dem Pfostenkreuz 5 bis 9 angeordnet ist, daß sich die Restinduktivitäten gegenseitig aufheben und sich dadurch ein Minimum der Gesamtreflexion auch in mehreren Frequenzbereichen ergibt. Das Pfostenkreuz und die Nachbildung können hierbei über einen in der Mittelachse des Haupthohlleiters liegenden metallischen Stab 30 miteinander verbunden sein. Bei sehr geringen Restinduktivitäten ergibt sich eine besonders gute Kompensation bei einem gegenseitigen Abstand von /i«/4 bzw. 3/Z///4; bei größeren Restinduktivitäten ist der Abstand bis zur halben Wellenlänge Ah/2 bzw. η ■ Ah/2 zu vergrößern.
Für ein derartiges Pfostenfilter ergibt sich nicht nur eine einzige Resonanz bei einem Pfostenabstand zwischen AhI⁶I und Ah/2, sondern mit wachsender Frequenz eine periodische Folge von Durchlaßbereichen. So folgt auf den Durchlaßbereich bei der tiefsten Frequenz ein zweiter Durchlaßbereich, bei dem der Pfostenabstand zwischen 3/ί«/4 und Ah liegt. Da der Pfostenleitwert mit steigender Frequenz stark abnimmt, ergibt sich im oberen Durchlaßbereich eine größere Bandbreite als im unteren Durchlaßbereich. Bei einem Rundhohlleiter mit einem Durchmesser von 54 mm ergibt sich bei einem Pfostenabstand, durch den ein unterster Durchlaßbereich von etwa 4 GHz erzielt wird, der darauf folgende Durchlaßbereich bei einer Frequenz von etwa 6,2 GHz. Da die Bandbreite eines Pfostenfilters mit der Kreiszahl ansteigt, ist bei der Anordnung nach F i g. 6 an den von den beiden Pfostenkreuzen gebildeten Resonanzkreis zu beiden Seiten je ein weiterer Kreis angefügt, wobei die hierfür an sich erforderlichen weiteren Nachbildungen des Pfostenkreuzes 5 bis 9 jedoch durch Ringblenden 20 und 21 ersetzt sind, die für H₁ 1 -Wellen ebenfalls einen induktiven Leitwert darstellen.

Eine weitere Maßnahme zur Reduzierung der Reflexionswirkung durch die metallischen Säbe des Pfostenkreuzes ist bei der Anordnung nach F i g. 7 gezeigt, bei der die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes nicht, wie bei den Anordnungen nach den F i g. 1 bis 6, direkt mit der Rundhohlleiterwand verbunden, sondern über als Stichleitungen wirkende, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitungsabschnitte 63, 73, 83 und 93 mit der Wandung des Haupthohlleiters verbunden sind. Hierbei sind die Koaxialleitungsabschnitte an der Außenseite des Haupthohlleiters angebracht, und die metallischen Stäbe sind als Innenleiter dieser Koaxialleitungsabschnitte durch die Wand des Haupthohlleiters geführt Die Reaktanzen zweier einander diametral gegenüberliegender Stichleitungen sind dann jeweils in Serie zur eigentlichen Induktivität der Stäbe des Pfostenkreuzes geschaltet Durch Variierung der Länge der Stichleitungen ergibt sich die Möglichkeit, die Summenreaktanz dieser Serienschaltung, die nunmehr den Rundhohlleiter in Parallelschaltung belastet, vollständig zu kompensieren.

Eine vorteilhafte Dimensionierung ergibt sich, wenn die Stichleitungen eines Pfostens unter Berücksichtigung der leitungsverkürzenden Streukapazitäten an

den Übergangsstellen von den Stichleitungen in den Rundhohlleiter für den betrachteten Frequenzbereich eine Länge von etwa A₀IA aufweisen. Es ergibt sich dadurch ein Minimum der durch das Pfostenkreuz verursachten Reflexion. Zur Vermeidung einer unerwünschten Anregung einer f/?i-Welle ist es weiterhin erforderlich, die einzelnen Stichieitungen untereinander mit gleicher Länge auszuführen. Dadurch ergibt sich außerdem eine für das polarisationssymmetrische Verhalten der

11

Anordnung erforderliche Rotationssymmetrie.

Durch die gemeinsame Anwendung der beiden Möglichkeiten, die Reflexion infolge des Pfostenleitwertes durch geeignete Längen und Wellenwiderstände der Stichleitungen einerseits und durch den Kompensationsleiter andererseits zu reduzieren, ergibt sich eine Vielfalt an Kompensationsmöglichkeiten für die erfindungsgemäße Wellentypenweiche.

Zur Vermeidung von SpannungsUberschlägen an den stehende Wellen erzeugenden Stichleitungen ist es vorteilhaft, besonders dünne Innenleiter dieser Stichleitungen zu vermeiden. Weiterhin kann die Wellentypenweiche nach F i g. 7 durch Abflachen oder Abrunden von Kanten an denjenigen Stellen, die im Sendefrequenzbereich spannungsmäßig besonders belastet sind, in ihrer Spannungsfestigkeit weiter erhöht werden.

Bei den Ausführungsbeispielen nach den F i g. 1 bis 7 ist der Haupthohlleiter 1 stets als Rundhohlleiter ausgebildet. Im Hinblick auf eine besonders einfache Kompensation der metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes ist auch daran gedacht, als Haupthohlleiter einen Hohlleiter quadratischen Querschnitts zu verwenden, und die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes in den Diagonalen des Quadrathohlleiterquerschnittes verlaufen zu lassen, wie dies in der F i g. 8 schematisch dargestellt ist. Der Quadrathohlleiter kann hierbei so dimensioniert sein, daß er die gleiche Grenzfrequenz /km 10 = /"/(Hoi = ίκΗ 11 aufweist, wie ein Rundhohlleiter des Durchmessers Drh für eine /Vn-Welle, so daß auch einfache sprunghafte Übergänge zwischen diesen beiden Querschnitten möglich sind. Die Diagonale eines Quadrathohlleiters der Seitenlange a ist dann entsprechend der Beziehung lo, = 1,206 Drh um den Faktor 1,206 langer als der Durchmesser des Kreisquerschnittes, und entsprechend verhalten sich auch die Längen der metallischen Stäbe und deren induktive Leitwerte. Aus diesem Gründe cfgibi steh eine einfachere Kompensation für den Quadrathohlleiter, dessen Grenzfrequenz mit dem eines entsprechenden Rundhohlleiters übereinstimmt.

F i g. 9 zeigt den Verlauf des Reflexionsfaktors für zwei in der Polarisationsebene der H\ _r Welle im spitzen Winkel zur Längsachse des Haupthohlleiters verlaufende metallische Stäbe von 1,5 mm Durchmesser innerhalb eines Rundhohlleiters mit 54 mm Innendurchmesser und mit einem an der Spitze der abgewinkelten Stäbe angebrachten zylindrischen Kompensationsleiter, dessen Durchmesser 7 mm und dessen Länge ebenfalls 7 mm beträgt. Die Reflexion einer solchen Anordnung ist im 4 GHz-Bereich kleiner als 6,5% und im 6 GHz-Bereich kleiner als 10%.

Die gemäß der Erfindung aufgebauten £m-//n-Wellentypenweichen gewährleisten eine von der Wn-Signalwelle beliebiger Polarisation vollständig entkoppelte £01 -Auskopplung.

Ferner haben sie den Vorteil, daß bei einer kleinen H\ i-Reflexion stets eine sehr geringe fbi-Dämpfung von weniger als 1 dB erreicht wird. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit, die nachfolgende Verstärkung am Ausgang der Peilwellenweiche mit geringerem Aufwand durchzuführen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

65

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Wellentypenweiche zur Auskopplung der elektrischen Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Querschnittsverengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschließenden Haupthohlleiters, wobei die magnetische Grundwelle als nachrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablageinformation für die selbsttätige Zielnachführung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem Haupthohlleiter herausgeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß in der Mittellängsachse des Haupthohlleiters (1) eine erste Koaxialleitung (3) angeordnet ist, deren Innenleiter (4) im Bereich der Querschnittsverengung (2) in Richtung zur Antenne ais kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde (4') fortgesetzt ist daß die erste Koaxialleitung (3) durch eine für die Nutzwellen kompensierte Halterungsvorrichtung an ihrem der Längssonde (4') entgegengesetzten Ende innerhalb des Haupthohlleiters (1) gehaltert ist, daß die Halterungsvorrichtung aus einem Ende der ersten Koaxialleitung (3) konzentrisch umgebenden, mit der ersten Koaxialleitung mechanisch fest verbundenen, breitbandigen, rotationssymmetrischen Kompensationsleiter (5) und aus wenigstens vier im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen der Außenwandung des Haupthohlleiters und dem Kompensationsleiter verlaufenden metallischen Stäben pfosten) (6, 7, 8, 9) relativ geringen Durchmessers gebildet ist, daP- einer der metallischen Stäbe (9) hohl ist und den Außenleiter einer mit der ersten Koaxialleitung (3) »flexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung (9) darstellt, daß die zweite Koaxialleitung (9) durch die Wandung des Haupthohlleiters (1) und des Kompensationsleiters (5) geführt ist, und daß der Durchmesser des mit der Halterungsvorrichtung versehenen Haupthohlleiter-Abschnittes (1) so gewählt ist, daß seine Hn-Grenzwellenlänge (AIchii = 0,75 D) kleiner ist als die Freiraumwellenlänge bei der höchsten Betriebsfrequenz.

2. Wellentypenweiche nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die metallischen Stäbe (6, 7,8, 9) der Halterungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem regelmäßigen Vieleck gebildet ist und mit der Querschnittsebene des Haupthohlleiters zusammenfällt und deren Spitze auf der Mittelsachse des Haupthohlleiters liegt.

3. Wellentypenweiche nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die metallischen Stäbe (6, 7, 8, 9) der Halterungsvorrichtung aus jeweils mehreren geraden Abschnitten (60,61,62,70,71,72,80,81,82, 90, 91, 92) bestehen, daß wenigstens ein Abschnitt (60, 70, 80, 90) parallel zur Längsachse des Haupthohlleiters (1) verläuft und hinsichtlich seiner Länge derart bemessen ist, daß sich eine Kompensation benachbarter Abschnitte (61, 62; 71, 72; 81, 82; 91, 92) ergibt.

4. Wellentypenweiche nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die metallischen Stäbe (6, 7, 8, 9) der Halterungsvorrichtung über als Stichleitungen wirkende, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitungsabschnitte (63, 73, 83, 93) mit der Wandung des Haupthohlleiters verbunden sind.

5. Wellentypenweiche nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die metallischen Stäbe (6, 7,8, 9) der Halterungsvorrichtung durch die Wandung des Haupthohlleiters (1) isoliert durchgeführt sind und den Innenleiter (94) einer an der Außenseite der Haupthohlleiterwandung angebrachten Stichleitung (93) bilden, welche an ihrem der Außenwandung des Haupthohlleiters abgewandten Ende (95) kurzgeschlossen ist

6. Wellentypenweiche nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge der Stichleitungen untereinander gleich gewählt ist und ein ungeradzahliges Vielfaches der in den Stichleitungen für die Nutzwelle sich ausbildenden Wellenlänge beträgt

7. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Halterungsvorrichtung durch wenigstens eine hinsichtlich der äußeren Gestaltung mit ihr übereinstimmende Nachbildung (5', 6', T, 8', 9') ergänzt ist und daß die Nachbildung (5', 6', T, 8', 9') einen solchen Abstand von der Halterungsvorrichtung aufweist, daß sich ein Minimum der Gesamtreflexion ergibt

8. Wellentypenweiche nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine Nachbildung ersetzt ist durch eine blendenförmige Querschnittsverengung (20 oder 21) des Haupthohlleiters.

9. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet daß die Querschnittsverengung (2') derart in einen Teilsprung des Haupthohlleiter-Durchmessers und in einen Teilsprung des Kompensationsleiter-Durchmessers aufgeteilt ist, daß sich E\ i-Störwellenfreiheit ergibt.

10. Wellentypenweiche nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet daß als Werkstoff für den als zweite Koaxialleitung (9 oder 9') ausgebildeten metallischen Stab der Haltevorrichtung ein hochfestes Material, z. B. Chrom-Nickeistahi gewählt ist.

11. Wellentypenweiche nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Haupthohlleiter quadratischen Querschnitts die metallischen Stäbe der Halterungsvorrichtung in den Diagonalen des Hohlleiterquerschnitts verlaufen.