DE1491921C3 - Empfangsantenne zur automatischen Zielverfolgung einer bewegten Strahlungsquelle - Google Patents
Empfangsantenne zur automatischen Zielverfolgung einer bewegten StrahlungsquelleInfo
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- DE1491921C3 DE1491921C3 DE1491921A DEC0037830A DE1491921C3 DE 1491921 C3 DE1491921 C3 DE 1491921C3 DE 1491921 A DE1491921 A DE 1491921A DE C0037830 A DEC0037830 A DE C0037830A DE 1491921 C3 DE1491921 C3 DE 1491921C3
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsantenne zur automatischen Zielverfolgung einer elektromagnetische
Wellen aussendenden bewegten Strahlungsquelle, bestehend aus einem mehrere Wellentypen führenden
Hornstrahler, einem mit dem Hornstrahler verbundenen Hohlleiter und Vorrichtungen zum Auskoppeln je
eines Welle'ntyps, wobei jeder dieser Vorrichtungen im Hohlleiter eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht
ausgekoppelten Anteils des betreffenden Wellentyps nachgeschaltet ist.
Bodenstationen, die mit Nachrichtensatellitenverstärkern hoher Kapazität arbeiten, ■ erfordern große
verstellbare Antennen, welche für gewöhnlich eine sogenannte Bleistiftcharakteristik haben, so daß die
Antenne jederzeit genau auf den sich bewegenden Satelliten ausgerichtet sein muß. Die Ausrichtung der
Antenne der Bodenstation geschieht durch Empfang eines vom Satelliten gesendeten Leitsignals, dessen
Analyse in einer Verarbeitungseinrichtung, wonach eine entsprechende Nachführung bewirkt wird.
Bei einem bekannten Antennennachführsystem (The Bell System Technical Journal, 1963, S. 1283-1307)
werden symmetrisch angeordnete Bandpaßfilter an einer einzigen Auskoppelstelle einer kreisförmigen
Wellenführung eingesetzt. Jedes Bandpaßfilter koppelt mehrere Wellentypen aus, welche zu einem äußeren
Trennetzwerk geführt werden. Da mehrere Wellentypen durch dasselbe Bandpaßfilter ausgekoppelt werden,
treten unerwünschte Resonanzen und erhebliche Kopplungen zwischen den einzelnen Wellentypen auf.
Für ein zirkulär polarisiertes Leitsignal geben die beiden Wellentypen der niedrigsten Ordnung, nämlich
die Wellen TEw und TMo 1, ausreichende Informationen,
aus denen Fehlersignale erzeugt werden können. Die Amplitude der TMoi-Welle im Wellenleiter der Empfangsantenne
ist direkt proportional zum Stellungsfehler, während das TEn-Signal als Bezugsgröße dient,
gegenüber welcher die Phase und die Amplitude des TM-oi-Signals gemessen werden. Die horizontale und
die vertikale Komponente der dominanten TEn-WeIIe werden einzeln herausgeführt und zusammen mit der
TMoi-Welle der Verarbeitungseinrichtung zugeführt. Ist das Leitsignal willkürlich polarisiert, so ist noch eine
zusätzliche Information für die Verarbeitungseinrichtung erforderlich, um die benötigten Steuersignale zu
erzeugen, wobei sich die TEoi-Welle als Informationsträgeranbietet.
Gewöhnlich sind die zur automatischen Zielverfolgung verwendeten Einrichtungen vollständig von dem
eigentlichen Nachrichtenteil der Bodenstation getrennt. Dies wird dadurch erreicht, daß eine von den
Nachrichtensignalfrequenzen getrennte Leitfrequenz verwendet wird, die in der Bodenstation mittels
Auskoppelvorrichtungen ausgekoppelt wird, die in der Antennenanlage in Empfangsrichtung vor dem Nachrichtenempfänger
angeordnet sind. Die Auskoppelvorrichtung, welche einzeln die TEn-, die TMm- und die
TEoi-We'le herauszieht, darf die eigentlichen Nachrichtensignale
nicht störend beeinflussen, d. h. keine Verluste erzeugen oder Reflexionen bewirken. Für
gewöhnlich liegen die vom Satelliten ausgestrahlten Leitsignale im 4-GHz-Trägerband, d. h. zwischen 3700
und 4200 MHz, während Nachrichtensignale im 4-GHzbis
6-G Hz-Trägerband geführt werden. Für die TEn-WeIIe ist deshalb eine schmale Bandpaßcharakteristik
erforderlich, da das Leitsignal von einem Nachrichtensignal nur um etwa 25 MHz getrennt liegen
kann.
Die Nachführgenauigkeit hängt natürlich vom Wirkungsgrad ab, mit welchem die Wellentypen herausge-(15
zogen und verwendet werden können, um Steuersignale zu erzeugen. Es ist deshalb erwünscht, jeden Wellentyp
vollständig herauszuziehen und hierbei weder die Nachrichtensignale noch die anderen Wellentypen des
Leitsignals zu beeinflussen.
Es ist eine automatische Antennennachführvorrichtung der eingangs genannten Art bekannt (US-PS
29 31 033), bei welcher eine Achsabweichung zwischen Empfangsantenne und Sender dadurch festgestellt
werden kann, daß zusätzlich zur dominanten Welle auch Komponenten anderer Wellen auftreten. Es handelt sich
um solche Komponenten, die von der Empfangsantenne zufolge ihrer Bemessung geführt werden können und
nur dann entstehen, wenn die Front der an der Empfangsantenne ankommenden Welle in einem.
Winkel zur Öffnungsebene der Empfangsantenne steht, d. h. eine Achsabweichung zwischen Empfangsantenne
und Sender vorhanden ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Empfangsantenne der eingangs genannten Art zu
schaffen, welche für Zirkularpolarisation und zur Gewinnung vielfacher Informationen geeignet ist.
Dies wird dadurch erreicht, daß die in Empfangsrichtung erste Auskoppelvorrichtung aus einem den
Hornstrahler auf dessen ganzen Umfang umgebenden von diesem durch Koppelschlitze mit der Tf0I-WeIIe
gespeisten ringförmigen Hohlleiter und einem an diesem radial angesetzten und über einen Koppelschlitz
gespeisten Rechteck-Hohlleiter besteht, daß die in Empfangsrichtung zweite Auskoppelvorrichtung aus
einem einen R'indhohlleiter auf einem Teil seines Umfangs umgebenden, von diesem durch kreisrunde
Koppelöffnungen mit der TMo\ -Welle gespeisten ringsektorförmigen Hohlleiter und einem an diesen
radial angesetzten über eine kreisrunde Koppelöffnung gespeisten Rechteck-Hohlleiter besteht, daß· die in
Empfangsrichtung dritte und vierte Auskoppelvorrichtung aus je einem an einem Rundhohlleiter radial
angesetzten, von diesem durch eine Koppelöffnung mit der horizontalen bzw. vertikalen Komponente der
TEw-Welle gespeisten Rechteck-Hohlleiter besteht, wobei diese mit ihren Längsachsen zueinander um 90°
versetzt sind und ihre Ansatzstellen am Rundhohlleiter einen Abstand von einer halben Wellenlänge aufweisen,
und daß in Empfangsrichtung hinter den Rechteck-Hohlleitern der dritten und vierten Auskoppelvorrichtung
jeweils eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils der entsprechenden
Komponente der TEw-Welle angeordnet ist, die aus zwei in gegenseitigem Abstand von einer ungeraden
Zahl von Viertelwellenlängen und mit ihren Längsachsen gegeneinander um 180° versetzten an den
Rundhohlleiter angekoppelten reflektierenden Hohlräumen besteht, von denen der der zugehörigen
Auskoppelvorrichtung nächstliegende von dieser eine ganze Zahl von Halbwellenlängen entfernt ist.
Aufgrund dieser Ausführungsform einer Empfangsantenne können Vielfachinformationen gewonnen werden.
Es treten bei der Empfangsantenne gemäß der Erfindung keine Reflexionen und keine Kopplungen
zwischen den einzelnen Wellentypen auf.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert.
F i g. 1 ist eine schaubildliche Ansicht einer Empfangsantenne gemäß der Erfindung;
Fig.2 ist ein Ersatzschaltbild eines Teiles der Empfangsantenne nach Fig. 1;
Fig.3 ist eine schaubildliche Ansicht der ersten Auskoppelvorrichtung der Empfangsantenne nach
Fig. 1;
F i g. 4 ist eine Querschnittsansicht der Auskoppelvorrichtung nach Fig. 3;
Fig.5 ist eine schaubildliche Ansicht der zweiten
Auskoppelvorrichtung der Empfangsantenne nach F i g. 1;
F i g. 6 ist eine Querschnittsansicht der Auskoppelvorrichtung nach F i g. 5;
F i g. 7 ist eine schaubildliche Darstellung der der dritten Auskoppelvorrichtung der Empfangsantenne
nach F i g. 1 nachgeschalteten Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils des auszukoppelnden
Wellentyps;
F i g. 8 ist ein Querschnitt durch die Vorrichtung nach Fig.7.
F i g. 1 zeigt eine Empfangsantenne gemäß der Erfindung, die einen Hornstrahler 10, einen runden
Hohlleiter und einen nicht gezeigten Nachrichtenempfänger für Signale im 4-GHz-Trägerband aufweist; der
links von den in F i g. 1 gezeigten Teilen zu denken ist. Signale im 6-G Hz-Trägerband werden in einem
Nachrichtensender erzeugt, der auch links von den in F i g. 1 gezeigten Teilen zu denken ist. Leitsignale, die im
Nachbarband liegen und im allgemeinen willkürlich polarisiert sind, werden ebenfalls durch den Hornstrahler
10 empfangen. Die r£oi-Welle, und nur diese, wird
mittels der ersten Auskoppelvorrichtung 30 herausgezogen, die am Hals des Hornstrahlers 10 angeordnet ist,
d. h. etwa dort, wo der Hornstrahler in einen Rundhohlleiter übergeht. Die erste Auskoppelvorrichtung
30 ist so angeordnet, daß sie im Bereich des ersten Maximus der ΤΈόι-Welle liegt. Diese Stelle kann durch
Berechnung oder Messung herausgefunden werden. Die erste Auskoppelvorrichtung 30 ist ein aus zwei
Abschnitten gebildetes Filter, das aus einem ringförmigen Hohlleiter 31 und einem daran angekoppelten
Rechteckleiter 32 besteht (F i g. 3). Der Hohlleiter 31 ist an den Hornstrahler 10 über mehrere Schlitze 33a bis
33d angekoppelt. In der Praxis werden längliche Schlitze in axialer Richtung bevorzugt. Ein Abschnitt
10a des Hornstrahlers 10, der links von der Auskoppelvorrichtung 30 liegt, bildet ein Breitbandreflexionsfilter,
welches diejenigen T£bi-Wellen zurückwirft, die die
Schlitze 33a bis 33d verfehlt haben. Auf diese Weise werden alle Tfin-Wellen aus dem Hohlleiter entfernt,
während alle übrigen Wellentypen des Leitsignals und die Nachrichtensignale unbeeinflußt bleiben und ihre
Ausbreitung durch den Hohlleiter hindurch fortsetzen. Der Hornstrahler 10 bzw. ein sich kegelförmig
verjüngender Hohlleiter 10a ist an einen Rundhohlleiter 11 angekoppelt, dessen Durchmesser so gewählt ist, daß
dort die 7£Oi-Welle zurückgewiesen wird, während die
Wellen 7Moi und TEu weiterlaufen können. Die
Durchmesser des Rundhohlleiters 11 und des Hohlleiters 10a stimmen dort überein.
Eine zweite Auskoppelvorrichtung 50 wird verwendet, um die TMoi-Wellen herauszuziehen, und ist aus
einem ringsektorförmigen Hohlleiter 51 und einem daran angekoppelten Rechteck-Hohlleiter 52 gebildet.
Diejenigen TMoi-Wellen, die die zweite Auskoppelvorrichtung
50 verfehlen, werden durch ein Breitbandreflexionsfilter zurückgeworfen, welcher aus einem kegelförmigen
Rundhohlleiter 12 gebildet ist, dessen kleinster Durchmesser so bemessen ist, daß er einer Frequenz
unter der Grenzfrequenz der TMoi-Wellen entspricht. Der Rundhohlleiter 12 verbindet den Rundhohlleiter 11
mit einem Rundhohlleiter 13, welcher die Nachrichtensignale zur linken Seite des Hohlleiters weiterleitet.
Die horizontale und die vertikale Komponente der TE\ 1-Welle werden durch dritte und vierte Auskoppelvorrichtungen
in Form von Rechteck-Hohlleitern 60
und 70 herausgezogen, die im Abstand zueinander entlang dem Rundhohlleiter 13 angeordnet sind. Jeweils
aus zwei Abschnitten bestehende Vorrichtungen zum Reflektieren nicht ausgekoppelter Anteile für die dritte
bzw. vierte Auskoppelvorrichtung werfen die Wellen zurück, die zunächst nicht den Ausgang durch die
Auskoppelvorrichtungen gefunden haben.
In F i g. 2 stellen Zi, Z2 und Z3 die Wellenwiderstände
der Rundhohlleiter 11 des Hohlleiters 51 und des angekoppelten rechteckigen Rechteck-Hohlleiters 52 ,0
dar.
B] stellt den äquivalenten Blindleitwert dar, der von
allen Kopplungsschlitzen zwischen dem Rundhohlleiter 11 und dem Hohlleiter 51 und durch die Einwirkung des
anschließenden kegelförmigen Rundhohlleiters 12 er- ,5 zeugt wird. B2 stellt den Blindleitwert des Kopplungsschlitzes 54 zwischen dem Hohlleiter 51 und dem
Rechteck-Hohlleiter 52 dar. In gleicher Weise stellt B3
den Blindleitwert des auskoppelnden Rechteck-Hohlleiters dar. Die äquivalente Länge des Hohlleiters 51 ist
mit A und die Länge des Rechteck-Hohlleiters 52 bis zu einem zweiten »Hohlraum«, welcher zwischen den
beiden Blenden Bz gebildet ist, mit I2 bezeichnet. Die
Länge des zweiten »Hohlraums« wird mit /3 bezeichnet, und dieser wird im Zusammenhang mit der Beschreibung
der F i g. 3 weiter unten definiert. In diesem Kreis werden die Werte je nach Anwendungsfall so
eingestellt, daß sich eine Filtercharakteristik für einen zwei Abschnitte aufweisenden Bandpaß mit maximal
glatter Durchgangskennlinie ergibt. Verfahren zum Erreichen einer solchen Charakteristik sind z. B. in dem
Buch »Principles and Applications of Waveguide Transmission« von G.C. Southworth, Verlag Van
Nostrand, beschrieben. In der Praxis brauchen die Werte Zi, Z2, B\, B2 und h nicht explizit bekannt zu sein.
Die Abmessungen eines Hohlleiters werden auf der Grundlage der Resonanz des gewünschten Typs
berechnet. Anfänglich wird die Berechnung unter der Annahme ausgeführt, daß keine Kopplungsschlitze oder
-blenden vorhanden sind, dann werden Blenden so eingeschnitten, daß von der Seite des Rechteck-Hohlleiters
52 aus gesehen ein vollständiger Impedanzausgleich erzielt wird, wobei der Rundhohlleiter 11 mit seiner
charakteristischen Impedanz Zi auf der Antennenseite
endet. Der kegelförmige Rundhohlleiter 12 bildet ein Mittel, um diejenigen Wellen vollständig zurückzuwerfen,
die nicht den Rundhohlleiter 11 über die Auskoppelvorrichtung 50 verlassen haben. Die Phase
dieser Reflexion ist vorzugsweise so, daß eine maximale Kopplung in den Hohlleiter 51 hinein stattfindet. Eine
solche Bedingung führt zu dem kleinstmöglichen Wert von B\ für eine gegebene Größe der Kopplungsschlitze.
Eine Abweichung von der günstigsten Phasenbedingung vergrößert den Wert und die Frequenzempfindlichkeit
von B\. Die gewünschte Bandbreite des ersten Abschnittes des Filters wird durch langsame Verringerung
von B\ und B2, z. B. durch Vergrößerung der Größe
der Kopplungsschlitze, erzielt. Eine geringfügige Verstimmung ergibt sich durch die Einführung der
Kopplungsblenden. Die Resonanzfrequenz des Hohlleiters kann jedoch mittels Abstimmschrauben oder
ähnlicher Mittel wieder hergestellt werden.
Der zweite Hohlraum wird gesondert abgestimmt und auf dieselbe Frequenz und Bandbreite wie der erste
Hohlraum abgeglichen. Der Abstand I2 wird schließlich
für eine maximal glatte Durchgangskennlinie oder Impedanzabgleichung mit Halbenergiebandbreite eingestellt,
die 0,707 mal die Bandbreite der einzelnen Hohlräume beträgt.
Es ist ein Kennzeichen eines koaxialen Hohlraumes, daß in ihm eine große Anzahl von Resonanzschwingungen
auftritt, die frequenzmäßig nicht zu weit auseinander in einer nicht harmonischen Beziehung liegen. Viele
dieser Schwingungen werden durch die Schlitze hindurch durch die verschiedenen in dem zugeordneten
Hohlleiter sich ausbreitenden Wellen erregt. Es ist besonders wichtig, die gegenseitige Beeinflussung mit
der die Informationen tragenden T£n-Welle über die gesamte Breite der beiden gemeinsamen Trägerbänder
zu verringern, d. h. von etwa 3700—4200 MHz und von etwa 6000 — 6500 MHz. Dieses Problem kann dadurch
vereinfacht werden, daß der niedrigst mögliche Typ in dem Hohlleiter ausgewählt wird, welcher eine Kopplung
mit der gewünschten Welle im Hohlleiter zuläßt. Im Falle der T£bi-Welle sollte der Hohlleiter so
ausgeführt werden, daß z.B. die T£bn-Welle im Resonanzbereich ist. Dieser besondere Typ besteht aus
einer TE0I-WeIIe, die zwischen zwei Endplatten hin- und
herreflektiert wird, so daß sich eine stehende axiale Welle mit genau einer halben Wellenlänge bildet.
F i g. 3 zeigt in etwas größerer Ausführlichkeit den Aufbau der ersten Auskoppelvorrichtung 30. Der
Hohlleiter 31 ist um den Halsabschnitt des Hornstrahlers 10 herumgelegt und an diesen durch die vier
gleichweit auseinanderliegenden axialen Schlitze 33a bis 33d angekoppelt. Die Ankopplung der T£bi-Welle, die
sich im Hornstrahler 10 ausbreitet, erfolgt mittels des starken axialen magnetischen Feldes längs der Schlitze
33a bis 33d. Da die TM-Wellen keine axialen magnetischen Felder haben, verursachen sie keine
Erregung der TMon-Welle in dem Hohlleiter 31.
Irgendeine Anzahl von Schlitzen kleiner als vier würde verursachen, daß im Hohlleiter 31 nicht nur die
T£bi-Welle, sondern auch die TEw- und TEii-Wellen
erregt werden würden. Falls höhere Schwingungen als die der TJEöi-Welle sich durch den inneren Rund-Hohlleiter
ausbreiten, muß die Anzahl der Schlitze erhöht werden. Es ist festgestellt worden, daß die nachfolgend
wiedergegebene Beziehung zwischen den Wellentypen im inneren Rundhohlleiter und der Anzahl der zur
Aussonderung höherer Typen erforderlichen Schlitze besteht:
Höherer Wellentyp, der im
Rundhohlleiter nicht mehr
übertragen wird (alle
Wellentypen niederer Ordnung werden übertragen):
Rundhohlleiter nicht mehr
übertragen wird (alle
Wellentypen niederer Ordnung werden übertragen):
Kleinstzahl von Schlitzen, die zum Auskoppeln des TEq\-
Typs mit starker Unterdrückung aller anderen Typen erforderlich ist:
Typs mit starker Unterdrückung aller anderen Typen erforderlich ist:
In F i g. 4 ist der Querschnitt durch den Hohlleiter 31 schematisch dargestellt, um die gewählte Lage der
Kopplungsschlitze 34 zu zeigen. Die vier Schlitze in der Wand des Hornstrahlers 10 sind diametral gegenüberliegend
und symmetrisch verteilt angeordnet. Der Rechteck-Hohlleiter 32 ist mit dem Hohlleiter 31 über
einen einzigen Koppelschlitz 34 gekoppelt. Wegen der gleichförmigen Verteilung des axialen magnetischen
Feldes kann der Rechteck-Hohlleiter 32 an irgendeinem
Punkt des Umfanges des Hohlleiters 31 angekoppelt werden. Um jedoch den direkten Durchgang von einem
inneren Koppelschlitz 33a bis 33c/ zum äußeren Koppelschlitz 34 und damit für Wellen höherer
Ordnung und auch um Streueffekte auf einen Kleinstwert zu bringen, wird der äußere Koppelschlitz 34
vorzugsweise zwischen zwei innere Koppelschlitze 33a und 33c/gelegt.
F i g. 3 zeigt zusätzlich die Verteilung des elektrischen Feldes im Hohlleiter 31. Aufgrund dieser Verteilung ι ο
bewirken die axialen Koppelschlitze 33a bis 33c/, daß tatsächlich alle Tföi-Wellen aus dem Hornstrahler 10
herausgezogen werden. Diejenigen Wellen, die den Ausgang verfehlt haben, werden jedoch durch den
Hohlleiter 10a reflektiert, so daß sich diese Wellen nicht durch den weiteren Teil der Empfangsantenne fortpflanzen.
Pfosten 35 und 36 im Rechteck-Hohlleiter 32 bilden den bereits erwähnten zweiten »Hohlraum« des
aus zwei Abschnitten bestehenden Bandpaßfilters.
Die in Fig.5 dargestellte zweite Auskoppelvorrichtung
50 besteht aus dem ringsektorförmigen Hohlleiter 51, der 270° des Umfanges des Rundhohlleiters 11
überdeckt. Der Hohlleiter 51 ermöglicht eine Resonanz
der TMyio-Welle. Diese wird gegenüber der näherliegenden
TMoio-Welle bevorzugt, die in einem volle
Ringform aufweisenden Ringhohlraum auftritt, weil sie eine größere Frequenztrennung zwischen der erwünschten
und der nächsthöheren Welle, nämlich TM^iO ,ermöglicht. Diese Welle wird durch die TEu-
Welle in dem Rundhohlleiter 11 stark erregt. Es ist bekannt, daß, je größer ein Resonanzhohlraum für eine
gegebene Frequenz ist, desto größer die Anzahl der engbenachbarten Resonanzen ist. Da die ringsektorförmige
Ausbildung die Größe des Hohlleiters 51 verringert, bildet sie ein geeignetes Mittel zur
Verringerung der Anzahl der Wellentypen in einem gegebenen Frequenzband. In axialer Richtung wird die
Länge des Hohlleiters 51 kurzgehalten, so daß sich selbst bei den höchsten Nachrichtenfrequenzen keine
stehenden Wellen in dieser Richtung entwickeln können. Das bedeutet, daß überhaupt keine TE-Wellen
auftreten und daß keine TM-Wellen mit einer von Null abweichenden Ziffer in der dritten (letzten) Kodierstelle
bis zu etwa 7000MHz möglich sind. Die beiden Kreisblenden 53a und 53b liegen um 180° bzw. 45° von
den Endplatten des Hohlleiters 51 entfernt und werden für die Kopplung benutzt. Sie gewährleisten, daß die
TMyio-Welle durch die TM0I-Welle, aber nicht durch
die TFn-Welle erregt wird. Der Rechteck-Hohlleiter 52
ist über eine Blende 54 an die Mitte des Hohlleiters 51 angekoppelt, wo das Magnetfeld in Umfangsrichtung
am stärksten ist und weist zwei im Abstand zueinander angeordnete, sich über die kleinere Abmessung des
Rechteck-Hohlleiters 52 erstreckende Stäbe 56 und 57 auf.
Im allgemeinen ist der Hohlleiter 51 für die TMoi-Welle in axialer Richtung so geformt, daß die
Entwicklung stehender Wellen in axialer Richtung bei den höchsten Frequenzen verhindert wird, während die
Bemessung in Umfangsrichtung durch einen Winkel β gegeben ist, wobei β ein ganzzahliges Vielfaches (k)\on
180°, geteilt durch einen Faktor m ist, d.h. die (Ί5
umfängliche Ausdehnung des Hohlleiters 51 ist β =
--■ ■ 180°. Durch diese Bemessung wird die Anzahl der
Wellen, die im Hohlleiter erregt werden können, verringert. Schließlich wird der Hohlleiter in radialer
Richtung so bemessen, daß Resonanz für die TMm\o-Welle
besteht.
Es hat sich herausgestellt, daß Kopplungsschlitze für Frequenzen im 4-GHz-Trägerband starke Resonanzen
für Frequenzen im 6-GHz-Band haben können. Diese Kopplung ist besonders schlecht bei langausgeführten
Schlitzen. Kreisförmige Blenden haben eine höhere Resonanz für eine gegebene Kopplungsgröße und
werden deshalb für die zweite Auskoppelvorrichtung 50 bevorzugt. Selbst bei kreisförmigen Blenden sind
Vorkehrungen gegen mögliche 6-GHz-Resonanzen erforderlich, die durch die TE\\yWelle erregt werden
können. Dies wird dadurch erreicht, daß einzelne Lamellen 55a und 556 über die Kreisblenden 53a und
53b in Umfangsrichtung und parallel zu den Wandströmen der T£njrWelle gesetzt werden, so daß sie sich in
den Hohlleiter 51 hineinerstrecken. Die Lamellen 55a und 556 beeinträchtigen in keiner Weise den Auskoppelvorgang
der 7M)i-Welle.
F i g. 6 zeigt den Verlauf des elektrischen Feldes, das im Hohlleiter 51 vorhanden ist. Die Kreisblenden 53a
und 53b liegen diametral gegenüber an Punkten, die zur Blende 54 symmetrisch sind. Es hat sich herausgestellt,
daß diese Lagebeziehung zu einer befriedigenden Erregung der TM-Welle im Hohlleiter 51 führt und
praktisch die Erregung der TFn-WeIIe im Rundhohlleiter
11 ausschaltet.
Die Auskoppelvorrichtungen 60 und 70 für die TEwx-
und TE\\yWelle sind in Fig. 1 dargestellt. Ihnen
zugeordnet sind jeweils zwei reflektierende Hohlräume 61 und 62 bzw. 71 und 72. Die reflektierenden
Hohlräume sind an den Rundhohlleiter 13 mittels F-Ebenen-Verbindungsstücken angesetzt. Die Kopplung
erfolgt mittels des tangentialen //-Feldes an Punkten, wo das F-FeId Null ist. Der Abstand zwischen
den beiden reflektierenden Hohlräumen beträgt eine ungerade Zahl von Viertel-Wellenlängen, um eine
maximal glatte Reflexionscharakteristik zu erzielen. Die Auskoppelvorrichtung liegt von dem nächsten reflektierenden
Hohlraum eine ganze Zahl von Halb-Wellenlängen entfernt. Schrauben, die genau gegenüber den
Kopplungsöffnungen (Fig.8), Schraube 81, angeordnet sind, bilden kleine Kapazitäten, die benutzt werden, um
die zwei parasitären Querinduktivitäten jeder Kopplungsöffnung auszugleichen. Ersatzschaltungen für derartige
Kopplungen in der E- und //-Ebene finden sich in
dem Buch »Waveguide Handbook«, Band 10 der MIT Radiation Laboratory Reihe, Verlag McGraw-Hill.
Genauer Ausgleich wird erreicht, wenn der Reflexionskoeffizient, der von der Kopplungsöffnung verursacht
wird, gemessen in dem Rundhohlleiter in weitem Abstand von der Reflexionsfrequenz symmetrisch ist.
Um Resonanzen bei höheren Frequenzen zu verringern, wird in jede Öffnung eine Gruppe trapezförmiger
Lamellen 74 eingesetzt (F i g. 7). Die Lamellen 74 liefern eine gute Ausbreitung für die TEwyWelle bei 4 und
6 GHz. Da die Lamellen 74 eine Viertelwellenlänge bei 6 GHz lang sind, schalten sie zusätzlich eine Blendenresonanz
aus, die durch den T£n.v-Typ bei 6 GHz erregt
werden könnte. Diese Resonanz kann aufteten, da die Blendenweite d(F ig. 7) nicht sehr unterschiedlich von
einer halben Wellenlänge bei 6GHz ist. Die Lamellen
74 bilden tatsächlich eine Viertelwellenlängenstichleitung, die auf der geschlossenen Seite eines Hohlraums
75 eine offene Leitung bildet und daher einen Kurzschluß in der Ebene der Kopplungsöffnung
709 530/368
erzeugt.
Die TMiu-Welle bei 6GHz kann auch im rechteckigen
Hohlleiterhohlraum aufgrund des gleichen Vorganges eine Welle höherer Ordnung hervorrufen, der für
die gewünschte 4-GHz-Resonanz verantwortlich ist. Die Lamellen 74 beeinflussen diese Resonanz nicht, da
das elektrische Feld nicht nur senkrecht zu den Lamellen 74 liegt, sondern auch in derselben Richtung
über den rechteckigen Leiter verläuft. F i g. 8 verdeutlicht, wie diese Resoananz ausgeschaltet wird. Diese
Welle höherer Ordnung kann nicht durch eine Abstimmschraube 82 in der Mitte des rechteckigen
Hohlraumes 75 beeinfluß werden, da das elektrische Feld dort Null ist. Falls statt dessen eine Abstimmschraube
83 verwendet wird, wird die 6-GHz-Resonanz unter das 6-GHz-Trägerband verschoben, wo sie keinen
Schaden anrichtet. Die Abstimmschraube 83 dient daher tatsächlich zwei Zwecken. Sie stimmt den Hohlraum 75
genau auf die 4-GHz-Leitsignalfrequenz ab und vermeidet die 6-GHz-Resonanz.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (2)
1. Empfangsantenne zur automatischen Zielverfolgung einer elektromagnetische Wellen aussendenden
bewegten Strahlungsquelle, bestehend aus einem mehrere Wellentypen führenden Hornstrahler,
einem mit dem Hornstrahler verbundenen Hohlleiter und Vorrichtungen zum Auskoppeln je
eines Wellentyps, wobei jeder dieser Vorrichtungen im Hohlleiter eine Vorrichtung zum Reflektieren des
nicht ausgekoppelten Anteils des betreffenden Wellentyps nachgeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet,
daß die in Empfangsrichtung erste Auskoppelvorrichtung (30) aus einem den Hornstrahler (10) auf dessen ganzen Umfang
umgebenden von diesem durch Koppelschlitze (33a, 33b, 33c, 33d) mit der TEbi-Welle gespeisten
ringförmigen Hohlleiter (31) und einem an diesem radial angesetzten und über einen Koppelschlitz (34)
gespeisten Rechteck-Hohlleiter (32) besteht, daß die in Empfangsrichtung zweite Auskoppelvorrichtung
(50) aus einem einen Rundhohlleiter (11) auf einem Teil seines Umfanges umgebenden, von diesem
durch kreisrunde Koppelöffnungen (53a, 53b) mit der 7Moi-Welle gespeisten ringsektorförmigen
Hohlleiter (51) und einem an diesen radial angesetzten über eine kreisrunde Koppelöffnung
(54) gespeisten Rechteck-Hohlleiter (52) besteht, daß die in Empfangsrichtung dritte und vierte
Auskoppelvorrichtung aus je einem an einem Rundhohlleiter (13) radial angesetzten, von diesem
durch eine Koppelöffnung mit der horizontalen bzw. vertikalen Komponente der 7"£-n-Welle gespeisten
Rechteck-Hohlleiter (60 bzw. 70) besteht, wobei diese mit ihren Längsachsen zueinander um 90°
versetzt sind und ihre Ansatzstellen am Rundhohlleiter (13) einen Abstand von einer halben Wellenlänge
aufweisen, und daß in Empfangsrichtung hinter den Rechteck-Hohlleitern (60, 70) der dritten und vierten
Auskoppelvorrichtung jeweils eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils der
entsprechenden Komponente der T£n-Welle angeordnet ist, die aus zwei in gegenseitigem Abstand
von einer ungeraden Zahl von Viertelwellenlängen und mit ihren Längsachsen gegeneinander um 180°
versetzten an den Rundhohlleiter (13) angekoppelten reflektierenden Hohlräumen (61, 62 bzw. 71, 72)
besteht, von denen der der zugehörigen Auskoppelvorrichtung (60, 70) nächstliegende von dieser eine
ganze Zahl von Halbwellenlängen entfernt ist.
2. Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die der ersten und der zweiten
Auskoppelvorrichtung (30 bzw. 50) nachgeschaltete Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten
Anteils des betreffenden Wellentyps jeweils die Form eines kegelförmig sich verjüngenden
Hohlleiters (10a, 12) hat.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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