DE2708306A1 - Frequenzweiche - Google Patents

Description

SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen

Berlin und München VPA 77P 6535 BRD Frequenzweiche

Die Erfindung betrifft eine Frequenzweiche zur Trennung zweier Bänder unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einem ersten Hohlleiterabschnitt, in dem beide Frequenzbänder existent sind, aus einem sich an den ersten Hohlleiterabschnitt anschließenden zweiten Hohlleiterabschnitt, in dem nur das obere Frequenzband existent ist und aus wenigstens einer selektiven Auskoppelvorrichtung für das untere Frequenzband.

Ein wesentliches Anwendungsgebiet derartiger, beispielsweise im Zusammenhang mit einer Systemweiche aus der DT-OS 24 43 166 bekannter Frequenzweichen ist der Satellitenfunk, bei dem die verfügbaren Sende- und Empfangsfrequenzbänder unter hohen Entkopplungsforderungen zu trennen sind. Nachteilig bei einer solchen im nicht eindeutigen Hohlleiter betriebenen Anordnung ist jedoch, daß für jede der beiden H₁₁-Polarisationen zwei symmetrische Einkopplungen erforderlich sind um die Entstehung einer unerwünschten EQ₁-WeIIe im Rundhohlleiter zu vermeiden. Bei der Anordnung entsprechend Fig. 2 der DT-OS 24 43 166 werden außerdem infolge der nicht rechtwinkeligen Einkopplung an der konisch verlaufenden Übergangsstelle zwischen dem ersten und dem zweiten Rundhohlleiterabschnitt unerwünschte Längskomponenten der elektrischen Feldstärke mit zusätzlichen E_Q1- und E₁₁-Komponenten angeregt.

Bfk 1 Obh / 24.

- * - 77 P 6 5 3 5 BRD

Ferner 1st aus der DT-AS 1 264 636 ein als Radialkreissperre ausgebildetes Filter bekannt, das sich bei einer Ausbildung mit verlängertem Innenleiter als selektive Auskoppelvorrichtung für eines der zu trennenden Frequenzbänder eignet.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den vorstehend genannten Schwierigkeiten in verhältnismäßig einfacher Weise zu begegnen. Vor allem soll eine Anordnung angegeben werden, bei der eine relativ aufwendige Symmetrieeinkopplung nicht erforderlich ist und gleichzeitig die störende Anregung von Wellen mit elektrischen Längskomponenten im gemeinsamen Hohlleiterabschnitt vermieden ist.

Ausgehend von einer Frequenzweiche zur Trennung zweier Bänder unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einem ersten Hohlleiterabschnitt, in dem beide Frequenzbänder existent sind, aus einem sich an den ersten Hohlleiterabschnitt anschließenden zweiten Hohlleiterabschnitt, in dem nur das obere Frequenzband existent 1st und aus wenigstens einer selektiven Auskoppelvorrichtung für das untere Frequenzband, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß beide Hohlleiterabschnitte als Rechteckhohlleiter unterschiedlicher Querschnittsabmessungen ausgebildet sind, daß als Auskoppelvorrichtung eine das obere Frequenzband sperrende Radialkreissperre mit einem verlängerten Innenleiter vorgesehen ist und daß der verlängerte Innenleiter im Abstand von etwa λ^/4 von der wirksamen Kurzschlußebene des zwischen den Hohlleiterabschnitten auftretenden Querschnittssprunges entfernt durch eine öffnung der Wandung des ersten Hohlleiterabschnittes geführt ist, wobei λ_Η einer im unteren Frequenzband enthaltenen Frequenz zugeordnet ist.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die Grenzfrequenz der E₁₁-WeIIe in einem Rechteckhohlleiter mit einem Seitenverhältnis b:a von ungefähr 1:2 wesentlich höher ist, als die Grenzfrequenz einer der E₁₁-WeIIe entsprechenden E₀₁-WeIIe im Rundhohlleiter, so daß eine zweite Einkopplung zur Unterdrückung der E₁₁-WeIIe in einem solchen Rechteckhohlleiter nicht erforderlich 1st. 80983S/0253

- 3 - 77 P 6 5 3 5 BRD

(ο

Es 1st hierbei vorteilhaft, daß der verlängerte Innenleiter der Radialkreissperre Im Abstand von etwa λ_Η/4 von der wirksamen Kurzschlußebene der Querschnittsverengung und damit im ersten Maximum der elektrischen Feldstärke angeordnet ist, wo Xu einer Frequenz des unteren Frequenzbandes zugeordnet 1st.

Eine im Hinblick auf eine hohe Leistungsbelastbarkeit vorteilhafte Weiterbildung des Erfindungsgegenstandes ergibt sich dadurch, daß der erste Hohlleiterabschnitt Über eine Koppelöffnung mit einem dritten Rechteckhohlleiterabschnitt verbunden ist, und daß die Radialkreissperre mit dem dritten Hohlleiterabschnitt gekoppelt ist.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele noch näher erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 ein AusfUhrungsbeispiel einer Frequenzweiche,

Fig. 2 ein AusfUhrungsbeispiel einer Frequenzweiche hoher Leistungsbelastbarkeit,

Fig. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Frequenzweiche.

Bei der in der Fig. 1 dargestellten Frequenzweiche zur Trennung beispielsweise eines 4- und 6-GHz-Frequenzbandes für den Satellitenfunk sind beide Hohlleiterabschnitte 1 und 2 als Rechteckhohlleiter mit einem Seitenverhältnis b:a von etwa 1:2 ausgebildet. Der erste Hohlleiterabschnitt 1, in dem beide frequenzbänder gemeinsam existent sind, setzt sich fort Ib einem axial nach hinten weiterführenden zweiten Hohlleiterabschnitt 2 geringerer Querschnittsabmessungen, in dem nur das höhere 6-GHz-Frequenzband existent ist. Der in der Fig. 1 als Querschnittssprung ausgeführte übergang zwischen beiden Hohlleiterabschnitten kann auch gestuft oder stetig ausgeführt sein oder in ande-

809835/0253

rer geeigneter Weise im oberen Frequenzband reflexionsarm gemacht werden. Im Abstand von etwa λ|τ/4 von der durch den Querschnittssprung sich ausbildenden wirksamen Kurzschlußebene wird die Ein- bzw. Auskopplung des unteren Frequenzbandes bei 4-GHz durch den verlängerten Innenleiter 3 einer auf die Breitseite des ersten Hohlleiterabschnittes 1 aufgesetzten Radialkreissperre 4 vorgenommen. Durch diesen Abstand, der bezogen ist auf eine Frequenz des unteren Frequenzbandes bei 4 GHz wird erreicht, daß die kapazitive Ein- bzw. Auskopplung durch den verlängerten Innenleiter 3 der Radialkreissperre 4 im ersten Maximum der elektrischen Feldstärke erfolgt, wodurch sich eine optimale Ankopplung ergibt. Diese Kopplung wird durch die stehende Welle vor dem übergang auf den weiterführenden 6-GHz-Hohlleiter im unteren Frequenzband unterstützt. Zu beachten bei der Wahl des obengenannten Abstandes des Innenleiters 3 ist, daß der Ort der wirksamen Kurzschlußebene des Querschnittssprunges vom Querschnittsverhältnis beider Hohlleiterabschnitte abhängt und infolge der aperiodischen Dämpfung des unteren Frequenzbandes im Hohlleiterabschnitt 2 sich dort im geringen Abstand hinter der Querschnittsveränderung ausbildet. Eine weitere Verbesserung der Selektion ergibt sich, wenn der Abstand zwischen einer für das obere Frequenzband vorgesehenen, in der Fig. 1 nicht eigens dargestellten Kurzschlußebene der Radialkreissperre 4 und der Eintauchstelle des verlängerten Innenleiters 3 in den ersten Hohlleiterabschnitt 1 etwa mit einer Länge von ^„/4, bezogen auf eine Frequenz des oberen Frequenzbandes bemessen ist.

Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2, das besonders für hohe Dauerleistung in beiden Frequenzbereichen geeignet ist, besteht der 6-GHz-Durchgangsweg der Weiche, wie in Fig. 1 aus dem gemeinsamen Hohlleiter 1 beispielsweise für den 4- und 6-GHz-Frequenzbereich und dem anschließenden, sprunghaften, gestuften oder stetigen Übergang auf den axial nach hinten weiterführenden 6-GHz-Hohlleiter 2, der den 4-GHz-Bereich aperiodisch sperrt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist Jedoch der erste Hohlleiterabschnitt 1 über eine selektiv wirkende Koppelöffnung, die in diesem Falle als frequenzselektiver Resonanzschlitz 5 ausgebildet ist, mit einem dritten Hohlleiterabschnitt 6 verbunden. Dieser

809835/0253

- 5 - 77P 6535 SRD

dritte Hohlleiterabschnitt 6 1st beim Ausführungsbeispiel gemäß Flg. 2 als Rechteckhohlleiter ausgeführt, dessen Schmalseite an die Schmalseite des ersten Hohlleiterabschnittes 1 unmittelbar angrenzt bzw. als gemeinsame Wandung ausgeführt ist. Der Resonanzschlitz 5, der zur Verkuppelung der magnetischen Längsfelder H_ an den aneinandergrenzenden Schmalseiten der Hohlleiterabschnitte 1 und 6 vorgesehen ist, soll dabei auf eine Frequenz des unteren Frequenzbereiches z.B. bei 4GHz abgestimmt sein. Für einen solchen Resonanzschlitz beträgt die zur Resonanz notwendige Länge etwa eine halbe Freiraumwellenlänge bei der Resonanzfrequenz z.B. im 4-GHz-Bereich. Weiterhin ist die Mitte des Resonanzschlitzes um den Abstand λ^/4 vor die effektive Kurzschlußebene des Querschnittsübergangs auf den 6-GHz-Hohlleiter 2 gelegt, so daß bei Resonanz die gesamte 4-GHz-Energie in den seitlichen Hohlleiter 6 übergeht. Dort wird sie mit einer Kurzschlußplatte 7 des Rechteckhohlleiters 6 etwa im Abstand von λ.,/4 vor der Schlitzmitte umgelenkt. Damit im Hohlleiterabschnitt 6 keine H₂₀-WeIlOn angeregt werden können, wird dessen H₂₀-Grenzfrequenz vorteilhaft über die höchste Frequenz des 6-GHz-Bereiches gelegt, wobei jedoch zu berücksichtigen ist, daß sich eine ausreichend niedrige H₁₀-Grenzfrequenz ergibt. Gegebenenfalls können der Hohlleiterabschnitt 6 und auch 1 zur Ausweitung des nutzbaren Eindeutigkeitsbereiches auch als Steghohlleiter ausgebildet werden.

Die Auskopplung des 4-GHz-Bereiches erfolgt beim Ausf Uhrungsbeispiel nach Fig. 2 in analoger Weise wie beim AusfUhrungsbeispiel nach Fig. 1, jedoch nicht am gemeinsamen Hohlleiter 1, sondern über ein Koppelloch 8 des zusätzlichen Hohlleiterabschnittes 6, in das wiederum der verlängerte Innenleiter 3 einer Radialkreissperre 4 eingeführt 1st. So wird eine vollständige Ankopplung der Radialkreissperre an den Hohlleiterabschnitt 6 erreicht. Die entsprechend starke Koppelung des Resonanzschlitzes 5 erfolgt über die magnetische Längskomponente H₂ zu beiden Seiten der gemeinsamen Hohlleiterwand. Da die Komponente H_ bei konstanter Leistung und wachsender Frequenz mit dem Faktor

809835/0253

sinkt, und da die Stärke der Kopplung eines Koppelorganes vom Produkt der koppelnden Feldstärken zu beiden Selten dieses Koppelorganes abhängt, erhält man mit den hler als koppelnde Feldstärken ausgewählten magnetischen Längskomponenten bereits einen positiven Beitrag zur Entkopplung beider Frequenzbereiche. Einen weiteren wesentlichen Beitrag zur Sntkoppelung beider Frequenzbereiche liefert die Radialkreissperre 4. Wegen der Vorselektion der übrigen Anordnung ist die Kreiszahl der Radialkreissperre für eine bestimmte Entkoppelungsforderung beim AusfUhrungsbeispiel gemäß der Fig. 2 niedriger als bei der Anordnung gemäß Fig. 1. Da die Radialkreissperre als Hauptfilter den wesentlichen Beitrag zur Selektion gewährleistet, ist es nicht unbedingt erforderlich, daß der Resonanzschlitz 5 als sehr schmaler Schlitz auszuführen ist, sondern eine gut reproduzierbare und einfach anzufertigende Breite von wenigstens 10 % der Hohlleiterhöhe oder mehr aufweisen kann. Weitere Hinweise zur Dimensionierung der Querschnittsabmessungen und der Wandstärke des rechteckigen Resonanzschlitzes hinsichtlich Resonanzlage und Bandbreite finden sich beispielsweise auf den Seiten 320 und 321 der zweiten Auflage des Taschenbuches der Hochfrequenztechnik von Meinke, Gundlach, erschienen 1962 im Springer Verlag.

Einen weiteren Beitrag zur Vorselektion ergibt sich dadurch, daß bei 4GHz im gemeinsamen Hohlleiter 1 eine stehende Welle mit einem Maximum der koppelnden magnetischen Längsfeldstärke H₂ am Ort des anzubringenden Resonanzschlitzes 5 auftritt, während für den 6-GHz-Bereich wegen der Anpassung im Hohlleiterabschnitt nur eine laufende Welle existiert. Dieser übergang von der stehenden zur laufenden Welle ist am Ort des Resonanzschlitzes 5 mit einem Rückgang der magnetischen Feldstärke H₂ für den 6-GHz-Bereich um etwa 6 dB gegenüber H_ beim 4-GHz-Bereich und daher mit einer entsprechenden Erhöhung der Vorselektion verbunden. Einen dritten Beitrag liefert der Resonanzschlitz mit seiner vorstehend bereits erläuterten Resonanzselektivität. Vernachlässigt man in einer Uberschlägigen Betrachtung wegen der großen Bandbreite solcher Resonanzschlitze deren Selektionsbeitrag, so hat

809835/025 3

- * - 77 P 65 35 BRD

die Anordnung nach Fig. 2 ohne Radialkreissperre beispielsweise zwischen dem 4- und 6-GHz-Bereich eine Entkopplung von wenigstens 11,6-dB, d.h. bei einer Leistung von beispielsweise 5 kW im 6-GHz-Bereich finden sich im Hohlleiter 6 höchstens noch 346 Watt. Mit dieser im Hohlleiter 6 solchermaßen reduzierten 6-GHz-Leitung bestehen keinerlei Bedenken, nun aus diesem Hohlleiter 6" entsprechend Fig. 2 mit dem verlängerten Innenleiter 3 der Radialkreissperre 4 auf einfache Weise den 4-GHz-Bereich kapazitiv auszukoppeln. FUr besonders hohe Leistungen kann die Überschlagfestigkeit durch ein kugelförmiges Sondenende des verlängerten Innenleiters noch wesentlich erhöht werden.

Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ist die Länge des Hohlleiterabschnittes 6 minimal bemessen und beträgt wegen der etwa im Abstand von Kt/¹* hinter der kapazitiven Sonde 3 notwendigen Kurzschlußplatte und der im Abstand von ebenfalls λ^/4 vor der Resonanzschlitzmitte vorstehend beschriebenen Kurzschlußplatte 7 etwa λ_Η/2. Die kapazitive Sonde 3 liegt somit im gleichen Querschnitt wie die Mitte des Resonanzschlitzes. Der Hohlleiterabschnitt 6 muß jedoch beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wegen der starken Kopplung durch die relativ weit in das Hohlleiterinnere hineinragende kapazitiven Sonde 3 und wegen des ebenfalls sehr stark koppelnden Resonanzschlitzes 5 nicht unbedingt als Resonator für den unteren Frequenzbereich von 4GHz abgestimmt sein.

Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wurde davon ausgegangen, daß die Kopplung zwischen dem Hohlleiter 1 und 6 bereits für sich alleine im gewünschten Frequenzbereich, beispielsweise bei 4GHz vollständigen Energieübergang bewirkt. Demgegenüber ändert sich die Funktionsart jedoch grundsätzlich, wenn das Koppelorgan schwächer koppelt, und der vollständige Energieübergang dadurch hergestellt wird, daß dieses eine Koppelorgan innerhalb eines Resonators mit einer weiteren, desgleichen schwächeren Koppelstelle zusammenwirkt.

809835/0253

- 8 - 77 P 6 5 3 5 BRD

ΛΛ

Eine solche Anordnung ist in Fig. 3 dargestellt, die hinsichtlich der räumlichen Anordnung der Hohlleiterabschnitte 1, 2 und 6 und der Anordnung der Radialkreissperre 4 mit der Anordnung nach Fig. 2 übereinstimmt, bei der jedoch der Hohlleiterabschnitt 6 als 4-GHz-Resonator ausgeführt ist, der wiederum mit der H_z-Komponente an den gemeinsamen Hohlleiter 1 angekoppelt ist, nun aber nicht über einen Resonanzschlitz, sondern über eine an der Schmalseite des ersten Hohlleiterabschnittes 1 angebrachte induktive Blende 5'. Für sich alleine betrachtet, hat diese Blende eine gewisse Koppeldämpfung, die umso größer ist, je kleiner der Blendenöffnungsquerschnitt gewählt wird.

Die Auskoppelung aus dem Resonator 6 erfolgt beim AusfUhrungsbeispiel nach Flg. 3 wieder mit dem verlängerten Innenleiter 3 einer Radialkreissperre 4, der nun aber in Abstimmung mit der loseren Einkopplung weniger tief in den Resonator eintaucht als bei der Weichenanordnung nach Fig. 2.

Ein vollständiger Energieübergang beispielsweise im 4-GHz-Bereich stellt sich ein, wenn die Resonatorlänge auf diesen Frequenzbereich abgestimmt ist und ein ganzzahliges Vielfaches der bei einer Frequenz dieses Bereiches sich ausbildenden Hohlleiterwellenlänge beträgt. Da die induktive Blende 5* für sich alleine bereits im 4GHz-Bereich keinen vollständigen Energiedurchgang ermöglicht, liefert sie auch im zu entkoppelnden 6-GHz-Bereich einen höheren positiven Beitrag zur Vorselektion als der Resonanzschlitsentsprechend Fig. 2. Ein zusätzlicher Beitrag znr Vorselektion ergibt eich durch die Selektion des Resonators 6.

Vorteilhaft ist es, die induktive Koppelblende 5' in Richtung der Resonatorlängsachse möglichst schmal zu dimensionleren, da dann ihre Resonanzfrequenz erforderlichenfalls weit über dem 6-GHz-Bereich liegt. Um trotzdem eine ausreichende Stärke der gewünschten Kopplung im 4-GHz-Bereich zu erhalten, wird die Koppelöffnung wie es in Fig. 3 dargestellt 1st, zweckmäßig mit maximaler Höhe, d.h. ebenso hoch wie der Resonatorhohlleiter ausgeführt.

809835/0253

Das Verhalten der Weiche entsprechend Fig. 3 im 6-GHz-Sperrbereich wird wesentlich mit davon bestimmt, wie die höheren Resonanzen des Resonators liegen und mit welcher Stärke sie angeregt werden. Bei einer Anbringung der induktiven Einkoppelblende 5' in der Mitte der schmalen Resonatorlängsseite des Hohlleiter-Resona tors 6, wie es zur optimalen Ankopplung der H^₀₁-Grundresonanz bei 4GHz zweckmäßig ist, können keine R₁--Resonanzen mit geradzahligen Vielfachen von Xu/2(m gerade) angeregt werden. In diesem Falle kann beispielsweise die H^^-Resonanz nicht angeregt werden, weil sie in der Blendenmitte keine H -Komponente aufweist und ihre H_z-Komponenten vor dem rechten und dem linken Teilquerschnitt der Blende stets untereinander gleiche Größe, aber entgegengesetzte Richtung haben. Die erste anregbare Störresonanz ist also die H_1Q,-Resonanz, die durch geeignete Resonatordimensionierung so gelegt wird, daß sie nicht in den 6-GHz-Bereich fällt.

Um die Mehrdeutigkeit des Resonators 6 auf die Gattung der H₁₀-Resonanzen einzuschränken ist es zweckmäßig, die H₂₀-Grenzfrequenz des Hohlleiterresonators 6 über die höchste Frequenz des 6-GHz-Bereiches zu legen. Das Intervall zwischen H₁₀- und H₂₀" Grenzfrequenz eines Rechteckhohlleiters kann durch übergehen auf einen Steghohlleiter wesentlich erweitert werden.

Die im 6-GHz-Sperrbereich im Resonator gegebene Feldverteilung kann in vorteilhafter Weise zur Erzeugung eines Dämpfungspoles bei 6GHz dadurch ausgenützt werden, daß die 4-GHz-Sondenauskopplung in einem solchen Resonatorquerschnitt angebracht wird, in dem etwa bei einer mittleren 6-GHz-Frequenz eine Nullstelle der elektrischen Restfeldstärke auftritt. Wegen des breiten Maximums der elektrischen Feldstärke bei der H₁₀₁-Grundresonanz verringert sich die Koppelstärke der kapazitiven Sonde nur wenig, wenn sie aus der Resonatormitte in Längsrichtung verschoben wird. Außerdem kann bei größeren Verschiebungen der Verlust an Koppelstärke durch eine größere Eintauchtiefe der Sonde 3 kompensiert werden.

809835/0253

77 P 6 5 3 5 BRD

Anstelle der Radialkreissperre können an den ersten Resonator auch weitere Hohlraumresonatoren zur Erlangung der Gesamtentkopplung angekoppelt werden. Weiterhin ist es möglich, daß die Anordnungen entsprechend den Fig. 2 und 3 mit Kompensationsschaltungen versehen werden, wie sie beispielsweise in dem Lehrbuch "Theorie der Hochfrequenzschaltungen" von H. Meinke, Oldenburg-Verlag München, erschienen 1951 auf den Seiten 96 sowie 219 bis 225 angegeben sind. Solche Kompensationsschaltungen weisen einen zur gegebenen Weichenanordnung breitbandig gegenläufigen Frequenzgang des Reflexionsfaktors auf und bewirken somit eine weitere Verbesserung des Durchlaßverhaltens der Weiche im unteren Frequenzband sowie eine weitere Selektivitätserhöhung.

10 Patentansprüche
3 Figuren

809835/0253

Claims (10)

77 P 6 5 3 5 BRD

1.j Frequenzweiche zur Trennung zweier Bänder unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einem ersten Hohlleiterabschnitt, in dem beide Frequenzbänder existent sind, aus einem sich an den ersten Hohlleiterabschnitt anschließenden zweiten Hohlleiterabschnitt, in dem nur das obere Frequenzband existent ist und aus wenigstens einer selektiven Auskoppelvorrichtung für das untere Frequenzband, dadurch gekennzeichnet , daß beide Hohlleiterabschnitte (1, 2) als Rechteckhohlleiter unterschiedlicher Querschnittsabmessungen ausgebildet sind, daß als Auskoppelvorrichtung eine das obere Frequenzband sperrende Radialkreissperre (4) mit einem verlängerten Innenleiter (3) vorgesehen ist und daß der verlängerte Innenleiter (3) im Abstand von etwa λ^/4 von der wirksamen Kurzschlußebene des zwischen den Hohlleiterabschnitten auftretenden Querschnittssprunges entfernt durch eine öffnung der Wandung des ersten Hohlleiterabschnittes (1) geführt 1st, wobei λ», einer im unteren Frequenzband enthaltenen Frequenz zugeordnet ist.

2. Freuienzweiche nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Abstand zwischen einer für das obere Frequenzband vorgesehenen Kurzschlußebene der Radialkreissperre (4) und der Eintauchstelle des verlängerten Innenleiters (3) in den ersten Hohlleiterabschnitt (1) etwa mit einer Länge von λ^/4 für die Mittenfrequenz des oberen Frequenzbandes bemessen 1st.

3. Frequenzweiche nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Hohlleiterabschnitt (1) über eine Koppelöffnung (5, 5') mit einem dritten Rechteckhohlleiterabschnitt (6) verbunden ist, und daß die Radialkreissperre (4) mit dem dritten Hohlleiterabschnitt (6) gekoppelt ist.

809835/0253

ORIGINAL INSPECTED

* ^t£ - 77 P 6 5 3 5 3RD

4. Frequenzweiche nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Koppelöffnung als frequenzselektiver Resonanzschlitz (5) ausgebildet und auf eine Im unteren Frequenzband enthaltene Frequenz abgestimmt ist.

5. Frequenzweiche nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzschlitz (5) zur Verkuppelung der magnetischen Längsfelder H₂ an den Schmalselten des ersten Hohlleiterabschnittes (1) und des dritten Hohlleiterabschnittes (6) vorgesehen ist und daß die Schlitzlänge (1) entsprechend der halben Freiraumwellenlänge X_Q einer Frequenz des unteren Frequenzbandes bemessen ist.

6. Frequenzweiche nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Koppelöffnung als induktive Blende (5*) ausgebildet ist.

7. Frequenzweiche nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß die induktive Blende (5¹) zur Verkuppelung der magnetischen Längsfelder H₂ an den Schmalseiten des ersten und dritten Hohlleiterabschnittes (1, 6) vorgesehen ist.

8. Frequenzweiche nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge des dritten Hohlleiterabschnittes (6) so gewählt ist, daß dieser für eine Frequenz des unteren Frequenzbandes einen Resonator darstellt.

9. Frequenzweiche nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitte der Koppelöffnung (5, 5¹) von der wirksamen Kurzschlußebene der Übergangsstelle vom ersten Hohlleiterabschnitt (1) zum zweiten Hohlleiterabschnitt (2) um den Abstand λ^/4 entfernt ist, wobei Xjj einer Frequenz des unteren Frequenzbandes zugeordnet ist.

809835/0253

- ⁴K - 77 P 6 5 3 5 BRD

10. Frequenzweiche nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Kompensationsschaltungen vorgesehen sind, welche einen zum Frequenzgang des Reflexionsfaktors der Welche breitbandig gegenläufigen Frequenzgang aufweisen.