DE3310095C2

DE3310095C2 - Wellenleiteranordnung

Info

Publication number: DE3310095C2
Application number: DE3310095A
Authority: DE
Inventors: Piercarlo Massaglia; Enrico Pagana; Dario Torino Savini
Original assignee: SIP Societe Italiana per lEsercizio Telefonico SpA
Current assignee: Telecom Italia SpA
Priority date: 1982-03-25
Filing date: 1983-03-21
Publication date: 1985-05-09
Also published as: FR2524209B1; JPS58172002A; NL8300967A; GB8306913D0; IT1155664B; NL186127C; GB2117980B; FR2524209A1; GB2117980A; JPH0147044B2; DE3310095A1; CA1187568A; IT8267377A0; US4498062A

Abstract

Es wird eine Wellenleiteranordnung beschrieben, mit deren Hilfe zweifrequente und in zwei Ebenen polarisierte Radiofrequenzsignale getrennt werden können. Die in Wellenrichtung gesehen hinter dem Speisungshorn einer Reflektorantenne befindliche Wellenleiteranordnung macht zwei oder vier Übertragungskanäle verfügbar. Sie verwendet einen oder zwei Orthomodus-Wandler, die unmittelbar für die Frequenztrennung gekoppelt sind, sowie geeignet angeordnete Schlitze, die zur Polarisationstrennung eine geeignete Konfiguration aufweisen.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Wellenleiteranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs I.

Zur Kapazitätserhöhung der Übertragungskanäle zwischen terrestrischen Richtfunkstationen oder zwischen terrestrischen Stationen und Fernmeldesatelliten können gleichzeitig vier jeweils zwischen den beiden Punkten übertragene Radiofrequenzträger gleichzeitig verwendet werden, jeder der Träger hat seine eigene Frequenz und Polarisation und wird gemeinsam mit den anderen von einer einzigen Reflektorantenne mit geeigneten Charakteristiken empfangen oder gesendet. Die Träger werden im allgemeinen durch Wellenleiteran-5 Ordnungen getrennt, die integraler Teil der Antenne sind, und die entsprechenden Signale werden durch getrennte Wellenleiter zu den Einrichtungen der Station übertragen. Die trennenden Wellenleiteranordnungen müssen zwei Anforderungen erfüllen: Einerseits ,.nüssen

ίο sie eine Übertragung des von der Antenne empfangenen Radiofrequenzsignals zum gegebenen Signalausgang mit niedrigen Verlusten sicherstellen, andererseits müssen sie eine gute Entkoppelung zwischen den vier an den Signalausgängen vorhandenen Signalen sichersollen.

Die heute verwendeten Systeme solcher Anordnungen ermöglichen die Trennung der Träger entweder durch die Verwendung zweier unterschiedliche" Hornstrahler und Reflexionsflächen für zwei Frequenzen.

oder durch die Verwendung von Vorrichtungen, die in Weüenflußrichtung nach einem einzigen Hornstrahler angeordnet sind. Bei dem letzteren System arbeiten die durch Wellenleiter gebildeten Anordnungen, indem sie zuerst die Träger mit den unterschiedlichen Frequenzen und dann die mit der unterschiedlichen Polarisation trennen, oder umgekehrt. Die erfindungsgemäße Vorrichtung gehört zu derjenigen Art, bei der zuerst die Signale verschiedener Frequenzbänder getrennt werden.

Unter den Anordnungen dieser Klasse ist ein Diplexer bekannt (US-PS 37 31 236), bei dem die Frequenztrennung durch zwei zirkuläre Wellenleiter mit unterschiedlichem Durchmesser, die mit vier Zweigen von rechteckigen Wellenleitern verminderter Höhe gekoppelt sind, erzielt wird. Eine andere bekannte Anordnung (R. W. Grüner »Compact dual-polarized diplcxers for 4/6 GHz earth station applications«, veröffentlicht auf den Seiten 341 bis 344 der »Proceedings of the IEEE Symposium on AP« 1977) verwende koaxiale zirkuläre Wellenleiter zum Trennen der Träger mit verschiedenem Band und einen gewellten Weilenleiter-Kanal zur Verbesserung der Entkopplung.

Die erste dieser Anordnungen kann nur schwer an den Gebrauch für terrestrische Richtfunkstrecken angepaßt werden, und zwar wegen des schweren, rjiumbedürftigen Wellenleitersystems. Außerdem ist ihre mechanische Struktur so kompliziert wie der zweiten Anordnung, für die sowohl ein koaxialer Wellenleiter als auch ein gewellter Wellenleiter hergestellt werden müssen.

Aus der EP-A 10 45 682 ist eine Wellenleiteranordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt, bei der in den Koppelschlitzen Dipole verwendet werden, die jedoch eine schmale Bandbreite aufweisen und keine korrekte Impedanzanpassung zwischen kreisförmigen und rechteckigen Wellenleitern erlauben.

Demgegenüber soll durch die Erfindung eine Wcllenleiteranordnung geschaffen we^rden, die die Radiofrcquenzsignale optimal trennt und deren Aufbau einfach und kompakt ist, so daß sie sich zur Verwendung bei Reflektorantcnnen auch für terrestrische Richtfunkstrecken eignet. Da nämlich derartige Antennen auf einem einzigen Mast installiert sind, ist es erwünscht, daß ihr Gewicht und ihr Platzbedarf sehr begrenzt sind. Dies wird durch die im Anspruch I gekennzeichnete F.rfindung erreicht.

Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Untcransprüchen. Aus der folgenden Beschreibung ei-

nes bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung, die eine erfindungsgemäße Wellenleiteranordnung im Schnitt zeigt, gehen weitere Einzelheiten und Vorteile hervor.

Sie stellt einen Teil einer Radio-Richtfunkantenne dar, die die Technik der Frequenz-Doppelbelegung in den Bändern von 7,1 J bis 7,95 GHz und von 10,7 bis 11,7 GHz ermöglicht, wobei für jedes Band orthogonal polarisierte Signale verwendet werden. Bei dieser Frequenz-Doppelbelegung wird das Frequenzband zweimal, nämlich an Signale mit aufeinander senkrechten Polarisationsebenen, vergeben, wie z. B. aus der Veröffentlichung Nickerson u. a. »Frequency Reuse Doubles Satcom Link Capacity«, MSM: Juni 1977, Seiten 39—52, bekannt ist.

Die zum Abtrennen der höherfrequenten Signale dienende Anordnung besteht aus zwei als Rundwellenleiter ausgeführten Polarisationsweichen 1 und 2, die ohne stetigen Übergang miteinander verbunden sind. In den Wänden der Wellenleiter befinden sich zwei Schlitzpaare 3. 4 und 5, 6. die in orthogonalen, die Wandlerachse enthaltenden Ebenen angeordnet sind. Der Wandlei 1 ist mit einem Hornstrahler 7 verbunden. Die Durchmesser der Wandler und die Abmessungen der Schlitze, deren Form später beschrieben wird, sind nach bekannten Verfahren so bestimmt, daß die beste Auskopplung bei den obengenannten Bändern auftritt und eine maximale Entkopplung zwischen den orthogonal polarisierten Signalen stattfindet

Die Abstände zwischen den Schlitzen eines selben Paars und die Abstände zwischen dem Schlitzpaar 5, 6 und der Kurzschlußebene und zwischen dem Schlitzpaar 3,4 und der Stufe zwischen den Wandlern sind so gewählt, daß die maximale Kopplung für jede Polarisation erzielt wird.

Die Entkopplung zwischen den Signalen mit der niedrigeren Frequenz und den beiden mit der höheren Frequenz arbeitenden Schlitzen 5, 6 wird durch die Verwendung der Rundwellenleiter unterschiedlichen Durchmesser erreicht: Der Durchmesser des Wellenleiters des Wandlers 2 ist so dimensioniert, daß die den niedererfrequenten Signalen entsprechenden Modi nicht fortschreiten. Diese Entkopplung wird durch Einsetzen einer kreisförmigen irisartigen Bicnde 8 in den Abschnitt der Stufe zwischen den Polarisationsweichen 1 uns 2 noch verbessert. Diese Blenc'e verwirklicht in Verbindung mit weiteren irisartigen Blenden 9 und 10, die in der Polarisationsweiche 2 angeordnet sind, ein Impedanzanpassungsnetz der Stufe bei den Frequenzen des höheren Bands und stellt für die Frequenzen des niedrigeren Bands einen Kurzschluß dar.

Beim beschriebenen Beispiel können Wellenleiter mit Innendurchmessern zwischen 0,68 und 0,82/2, wobei λ die Mittenband-Wellenlänge im freien Raum ist, in vorteilhafter Weise für die Polarisationsweichen verwendet werden.

Die Außmaße der längeren und der kürzeren Seite jedes Schlitzes, nämlich 0,71 bis 0,72 λ bzw. 0,19/?, entsprechen nicht denen von Standard-Wellenleitern. Aus diesem Grund sind Stufenübergänge 11, 12, 13 und 14 erforderlich, um die Ausmaße der Standard-Wellenleiter zu erreichen. Der Schlitz 5 ist in einem Mindestabstand von der Verschluß-Kreisbasis des Wandlers 2 und der Schlitz 3 in einem Mindestabstand von der Stufe zwischen den beiden Wandlern angeordnet.

Die Schlitze 4 und 6 sind nicht in den gleichen Schnittebenen wie die Schlitze S und 5 angeordnet, wodurch die erforderliche Entkopplung zwischen den Signalen verschiedener Polarisation erhalten werden kann. Die Schlitze jedes Paars haben wenigstens einen Abstand von Ag/2 voneinander, wobei A_g die Hohlleiter-Wellenlänge bei der Band-Mittenfrequenz ist. Als Folge dieses Versatzes erfolgt im Betriebsband der in größerem Abstand von den entsprechenden Kurzschlüssen angeordneten Schlitze, also in den Schlitzen 4 und 6, eine Reduktion.

Dieses Problem wurde teilweise dadurch gelöst, daß

ίο zwischen die Schlitze 5 und 6 eine Platte 15 von vernachlässigbarer Dicke und einer Länge Ag/2 eingesetzt ist, die parallel zur Polarisationsebene des vom Schlitz 6 extrahierten Signals liegt Sie reproduziert die selben Kurzschlußbedingungen wie der Schlitz 5, da beide Schlitze die gleiche Bandbreite darstellen. Ein solches Vorgehen kann jedoch nicht zur Verbesserung des Kopplungsverhaltens des Schlitzes 4 verwendet werden, da die entsprechende Platte auch das Signal mit der selben Polarisation, aber höheren Frequenz reflektieren würde.

Ein analoges Ergebnis ist anderen^« dadurch zu erhalten, daß man die Polarisationsweiche 1 mit einem Rundwellenleiter von unterschiedlichem Durchmesser herstellt, wobei der kleinere Durchmesser sich an dem Ende befindet das an den Hornstrahler 7 anschließt, und der größere Durchmesser sich näher am Wandler 2 befindet. Diese Durchmesseränderung soll eine geeignete Impedanzänderung im Wellenleiter der Polarisationsweiche 1 erzeugen und damit eine Phasenverschiebung zwischen dem Signal, das unmittelbar durch den Schlitz 4 gekoppelt wird, und dem Signal, das nach der Reflexion an der Stufe, die von der Verbindung zwischen den beiden Polarisationsweichen gebildet wird, durch diesen Schulz 4 gekoppelt wird, ausgleichen.

Die höherfrequenten Signale werden durch eine geeignete Konfiguration der Schlitze des Paars 3,4 daran gehindert, in diese bei den niedrigeren Frequenzen arbeitenden Schlitze einzutreten.
Üblicherweise werden bei derartigen Polarisationsweichen rechteckige Schlitze verwandt um bei der Wandlung des Grundmodus TEn, der im Rundleiter fortschreitet, in den Grundmodus TEio, der in einem rechteckigen Leiter fortschreitet, einen Vorteil zu gewinnen. Während dieser Wandlung werden alle höheren Modi des Typs TE_n ο nahe am rechteckigen Schütz erzeugt, sie können jedoch bei den Frequenzen, für die die Polarisationsweiche 1 entworfen ist, nicht fortschreiten. Jedoch laufen im Rundwellenleiter der Polarisationsweiche 1 auch Signale höherer Frequenzen und erzeugen nahe den Schlitzen 3,4 zusätzlich zum Grundmodus auch Streumodi. Unter diesen Modi schreitet der Modus TE₂₀ in den an die Schlitze 3,4 anschließenden rechtekkigen Leitern fort, was einen hohen Leistungsverlust des hönerfrequenten Signals, das durch die Schlitze 5,6 der Polarisationsweiche 2 gekoppelt ist, bewirkt

Dieses Fortschreiten wird üblicherweise dadurch verhindert, daß man hinter den Schlitzen 3, 4 eine Anzahl von Modusfiltern einsetzt, wodurch das Problem jedoch nur teilweise gelöst wird. Derartige Vorrichtungen weisen nämlich ein begrenztes Betriebsband auf und zeigen deshalb keine gute Leistung in Frequenzbereichen, die weiter als 10% von den Mittenfrequenrsn der Frequenzbereiche weg sind, für welche das die vorliegende Vorrichtung umfassende Antennensystem bestimmt ist.

Außerdem sind Entwurf und Ausführung solcher Filter komplex.

Im Rahmen der Erfindung haben die Koppelschlitze 3 und 4 eine abgewandelte Gestalt, um so die Erregung

des Modus TE20 im höherfrequenten Band zu vermeiden, ohne daß die Signalkopplung im niedererfrequenten Band sich ändert. Die nach der üblichen Technik rechteckigen Schlitze sind dadurch modifiziert, daß in den Koppelquerschnitt zwei metallische, mittig unterbrochene Septa s, also Einsätze, die als Trennwandstükke dienen, parallel zur Richtung des elektrischen Feldvektors eingefügt und in Übereinstimmung mit den Maxima des unerwünschten Modus TE20 angeordnet sind. Die Hälften der Septa s haben gleiche Abmessungen und sind für eine optimale Koppelung der Signale bei beiden Frequenzen entworfen. Hierbei können die Hälften der Septa zweckmäßigerweise nahezu ein Drittel der Höhe der kürzeren Schlitzseite aufweisen. Sie sind bei einem Viertel und bei drei Vierteln der längeren Schlitzseite angeordnet. Diese Maßangaben sind nicht strikt, Kriterium ist die ausreichende Sperrung der unerwünschten Schw!ngi>n°^rnndi.

Die gleiche Koppelqualität kann bei Verwendung von nur zwei metallenen Vorsprüngen erzielt werden, die ebenfalls bei den Maxima des unerwünschten Modus angeordnet sind, jedoch führt der Unsymmetrie dieser Gestaltung zu einem Depolarisierungseffekt auf die im Rundwellenleiter fortschreitenden Signale. Infolgedessen kann die gewünschte Entkopplung zwischen den Signalen unterschiedlicher Polarisation, nicht in beiden Betriebsbändern erhalten werden.

Die erfindungsgemäße Konfigurationen können unmittelbar während der Herstellung des Schlitzes erhalten werden oder durch Einsatzen von Schrauben geeigneten Durchmessers, die als die beschriebenen Septahälften angeordnet werden, in den Koppelquerschnitten der rechteckigen Schlitze erhalten werden.

Wie üblich, sind im Wellenverlauf gesehen hinter den Schlitzen 3 und 4 auf den Grundmodus TE10 wirkende Absorptionsfilter angeordnet, um die Entkopplung zwischen den höherfrequenten Signalen und den Schützen selbst zu verbessern.

Die Mikrowellenanordnung kann im Rahmen der Erfindung im Vergleich zum beschriebenen Ausführungsbeispiel verschiedentlich abgewandelt werden. Beispielsweise kann ein Wandler mit Koppelschlitzen, die gleich den Schlitzen 3 und 4 in der Zeichnung ausgebildet sind, mit Vorteil auch für ein Antennensystem verwendet werden, das nur in einem einzigen Band mit Signalen unterschiedlicher Polarisation arbeitet. In diesem Fall hindert die Einfügung des Septums das Fortschreiten von höherfrequenten Signalen, die beispielsweise durch Intermodulationsprodukte erzeugt werden, in parallele Zweige.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. WeUenleiteranordnung zum Trennen von Radiofrequenzsignalen, in der Signale unterschiedlicher Frequenz und/oder Polarisation mit Hilfe von Polarisationsweichen getrennt werden, die mit Wellenleitern mit kreisförmigem Querschnitt unterschiedlichen Durchmessers und rechteckigen Koppelschlitzen, die in aufeinander senkrechten, die Wellenleiterachse enthaltenden Ebenen angeordnet sind, aufgebaut sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Polarisationsweiche (1), die Signale niedrigerer Frequenz abzweigt, an ihrem ersten Ende mit einem Empfangshornstrahler (7) verbunden ist und an ihrem zweiten Ende durch einen ringförmigen Flansch begrenzt ist, und daß Koppelschlitze (3, 4) der ersten Polarisationsweiche (1) zwei metallische, mittig unterbrochene Septa (s) aufweisen, die >eweils auf den größeren Seiten der Schiitziänge, und zwar eiwa bei einem Viertel und bei drei Vierteln der Länge, angeordnet sind und deren Hälften etwa ein Drittel der schmaleren Schlitzseite hoch sind.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ringförmige Flansch mit einer axialen kreisförmigen Öffnung versehen ist, durch die Radiofrequenzsignale, die durch eine oder mehrere irisartige Blenden (8, 9, 10) hindurchtreten, in eine zweite Polarisationsweiche (2) gelangen, die die eine zweite Frequenz, die höher als die erste Frequenz ist, aufweisenden Signale abzweiyf koaxial zur ersten Polarisationsweiche angeordnet ist und durch eine kreisförmige Kurzschlußebsne abgeschlossen ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Polarisationsweiche

(1) aus zwei Teilen mit unterschiedlichem Kreisquerschnitt besteht, wobei der Durchmesser des näher beim ersten, mit dem Empfangshornstrahler (7) verbundenen Enden liegenden Teils kleiner als der Durchmesser des näher beim zweiten, durch den Flansch begrenzten Ende liegenden Teils ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Hälften der metallischen Septa (s) Schrauben sind, die ein die Seitenwände der ersten Polarisationsweiche (1) eingeschraubt sind.

5. Anordnung nach Anspruch 2 oder einem der auf Anspruch 2 rückbezogenen Ansprüche 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Platte (15), die halb so lang wie die Hohlleiter-Wellenlänge ist, zwischen die Koppelschlitze der zweiten Polarisationsweiche

(2) parallel zur Polarisationsebene des Signals eingesetzt ist, das von dem von der kreisförmigen Kurzschlußebene weiter entfernten Schlitz (6) abgezweigt wird.