DE3310095A1

DE3310095A1 - Wellenleiteranordnung

Info

Publication number: DE3310095A1
Application number: DE19833310095
Authority: DE
Inventors: Piercarlo Massaglia; Enrico Pagana; Dario Torino Savini
Original assignee: SIP SAS; SIP Societe Italiana per lEsercizio Telefonico SpA
Current assignee: Telecom Italia SpA
Priority date: 1982-03-25
Filing date: 1983-03-21
Publication date: 1983-10-13
Also published as: FR2524209A1; IT8267377A0; JPH0147044B2; NL8300967A; US4498062A; CA1187568A; FR2524209B1; GB2117980B; IT1155664B; GB2117980A; NL186127C; DE3310095C2; GB8306913D0; JPS58172002A

Description

SIP - Societä Italiana

per l'Escrcizio Telefonico p.a.

Via S. Dalmazzo, 16

1-10122 Turin, Italien

Wellenleiteranordnung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Wellenleiteranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, mit deren Hilfe also zwei Frequenz- und zwei Polarisations-Radiofrequenzsignale getrennt werden können, und fällt damit allgemein in das Gebiet der Mikrowellen-Übertragungssysterne.

Zur Kapazitätserhöhung der Übertragungskanäle zwischen terrestrischen Richtfunkstationen oder zwischen terrestrischen Stationen und Fernmeldesatelliten ist man geneigt, gleichzeitig vier jeweils zwischen den beiden Punkten übertragene Radiofrequenzträger gleichzeitig zu verwenden. Jeder der Träger hat seine eigene Frequenz und Polarisation und wird gemeinsam mit den anderen von einer einzigen Reflektorantenne mit geeigneten Charakteristiken empfangen oder gesendet. Die Träger werden im allgemeinen durch Wellenleiteranordnungen getrennt, die integraler Teil der Antenne sind, und die entsprechenden Signale werden durch getrennte Wellenleiter zu den Einrichtungen der Station übertragen.. Die trennenden Wellenleiteranordnungen müssen zwei Anforderungen erfüllen: Einerseits müssen sie eine Übertragung des von der Antenne empfangenen ' Radiofrequenzsignals zum gegebenen Signalausgang mit niedrigen Verlusten sicherstellen, andererseits müssen sie eine gute Entkoppelung zwischen den vier an den Signalausgängen vorhandenen Signalen sicherstellen.

Die heute verwendeten Systeme solcher Anordnungen ermöglichen die Trennung der Träger entweder durch die Verwendung zweier unterschiedlicher Speisehörner und Reflexionsflächen des dichroitischen Typs, oder durch die Verwendung von Vorrichtungen, die in Wellenflußrichtung nach einem einzigen Speisehorn angeordnet sind. Bei dem letzteren System arbeiten die durch Wellenleiter gebildeten Anordnungen, indem

sie zuerst die Träger mit den unterschiedlichen Frequenzen und dann die mit der unterschiedlichen Polarisation trennen, oder umgekehrt. Die erfindungsgemäße Vorrichtung gehört zu derjenigen Art, bei der zuerst die Signale verschiedener Frequenzbänder getrennt werden.

Unter den Anordnungen dieser Klasse ist ein Diplexer bekannt (US-PS 3 731 236), bei dem die Frequenztrennung durch zwei zirkuläre Wellenleiter mit unterschiedlichem Durchmesser, die mit vier Zweigen von rechteckigen Wellenleitern verminderter Höhe gekoppelt sind, erzielt wird. Eine andere bekannte Anordnung (R.W. Grüner "Compact dual-polarized diplexers for 4/6 GHz earth station applications", veröffentlicht auf den Seiten 341 bis 344 der "Proceedings of the IEEE Symposium on AP" 1977) verwendet koaxiale zirkuläre Wellenleiter zum Trennen der Träger mit verschiedenem Band und einen gewellten Wellenleiter-Kanal zur Verbesserung der Entkopplung.

Die erste dieser Anordnungen kann nur schwer an den Gebrauch für terrestrische Richtfunkstrecken angepaßt werden, und zwar wegen des schweren, raum bedürftigen Wellenleitersystems. Außerdem ist ihre mechanische Struktur so kompliziert wie die der zweiten Anordnung, für die sowohl ein koaxialer Wellenleiter als auch ein gewellter Wellenleiter hergestellt werden müssen.

Demgegenüber soll durch die Erfindung eine Wellenleiteranordnung geschaffen werden, die die Radiofrequenzsigna.le trennt und deren Aufbau einfach und kompakt ist, so daß sie sich zur Verwendung bei Reflektorantennen auch für terrestrische Richtfunkstrecken eignet. Da nämlich derartige Antennen auf einem einzigen Gitter installiert sind, ist es erwünscht, daß ihr Gewicht und ihr Platzbedarf sehr begrenzt sind. Dies wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung erreicht.

Weitere Einzelheiten, Weiterbildungen und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung, die eine erfindungsgemäße Wellenleiteranordnung im Schnitt zeigt.

Sie stellt einen- Teil einer Radio-Richtfunkantenne dar, die die Technik der Frequenz-Doppelbelegung in den Bändern von 7,11 bis 7,95 GHz und von 10,7 bis 11,7 GHz ermöglicht, wobei für jedes Band orthogonal polarisierte Signale verwendet werden. Bei dieser Frequenz-Doppelbelegung wird das Frequenzband zweimal, nämlich an Signale mit aufeinander senkrechten Polarisationsebenen, vergeben, wie z. B. aus der Veröffentlichung Nickerson u.a. "Frequency Reuse Doubles Satcom Link Capacity", MSN: Juni 1977, Seiten 39-52, bekannt ist.

Die zum Abtrennen der höherfrequenten Signale dienende Anordnung besteht aus zwei als Rundwellenleiter gebaute Orthomodu&Wandler 1 und 2, die ohne stetigen Übergang miteinander verbunden sind. In den Wänden der Wellenleiter befinden sich zwei Schlitzpaare 3, 4 und 5, 6, die in orthogonalen, die Wandlerachse enthaltenden Ebenen angeordnet sind. Der Wandler 1 ist mit einem Speisungshorn 7 verbunden. Die Durchmesser der Wandler und die Abmessungen der Schlitze, deren Form spater beschrieben wird, sind nach bekannten Verfahren so bestimmt, daß die beste Auskopplung bei den obengenannten Bändern auftritt und eine maximale Entkopplung zwischen den orthogonal polarisierten Signalen stattfindet.

Die Abstände zwischen den Schlitzen eines selben Paars und die Abstände zwischen dem Schlitzpaar 5, 6 und der Kurzschlußbasis und zwischen dem Schlitzpaar 3, 4 und der Stufe zwischen den Wandlern sind so gewählt, daß die maximale Kopplung für jede Polarisation erzielt wird.

Die Entkopplung zwischen den Signalen mit der niedrigeren Frequenz und den beiden mit der höheren Frequenz arbeitenden Schlitzen 5, 6 wird durch die Verwendung der Rundwellenleiter unterschiedlichen Durchmessers erreicht: Der Durchmesser des Wellenleiters des Wandlers 2 ist so dimensioniert, daß die den niedererfrequenten Signalen entsprechenden Modi nicht fortschreiten. Diese Entkopplung wird durch Einsetzen einer kreisförmigen irisartigen Blende 8 in den Abschnitt der Stufe zwischen den Wandlern 1 und 2 noch verbessert. Diese Blende verwirklicht in Verbindung mit weiteren irisartigen Blenden 9 und 10,

die im Wandler 2 angeordnet sind, ein Impedanzanpassungsnetz der Stufe bei den Frequenzen des höheren Bands und stellt für die Frequenzen des niedrigeren Bands einen Kurzschluß dar.

Beim beschriebenen Beispiel können Wellenleiter mit Innendurchmessern zwischen 0,68 und 0,82 X , wobei X die Mittenband-Wellenlänge im freien Raum ist, in vorteilhafter Weise für die Wandler des Orthomodus verwendet werden.

Die Ausmaße der längeren und der kürzeren Seite jedes Schlitzes, nämlich 0,71 bis 0,72 λ bzw.' 0.19 λ * entsprechen nicht denen von Standard-Wellenleitern. Aus diesem Grund sind Stufenübergänge 11, 12, 13 und IA erforderlich, um die Ausmaße der Standard-Wellenleiter zu erreichen. Der Schlitz 5 ist in einem Mindestabstand von der Verschluß-Kreisbasis des Wandlers 2 und der Schlitz 3 in einem Mindestabstand von der Stufe zwischen den beiden Wandlern angeordnet.

Die Schlitze L, und 6 sind nicht in den gleichen Schnittebenen wie die Schlitze 3 und 5 angeordnet, wodurch die erforderliche Entkopplung zwischen den Signalen verschiedener Polarisation erhalten werden kann. Die Schlitze jedes Paars haben wenigstens einen Abstand von λ /2 voneinander, wobei ~\ die Leiter-Wellenlänge bei der Band-Mittenfrequenz ist. Als Folge dieses Versatzes erfolgt im Betriebsband der in größerem Abstand von den entsprechenden Kurzschlüssen angeordneten Schlitze, also in den Schlitzen L, und 6, eine Reduktion.

Dieses Problem wurde teilweise dadurch gelöst, daß zwischen die Schlitze 5 und 6 eine Platte 15 von vernachlässigbarer Dicke und einer Länge \ /2 eingesetzt ist, die parallel zur Polarisationsebene des vom Schlitz 6 extrahierten Signals liegt. Sie reproduziert die selben Kurzschlußbedingungen wie der Schlitz 5, da beide Schlitze die gleiche Bandbreite darstellen. Ein solches Vorgehen kann jedoch nicht zur Verbesserung des Inband-Verhaltens des Schlitzes 4 verwendet werden, da die entsprechende Platte auch das Signal mit der selben Polarisation, aber höheren Frequenz reflektieren würde.

Ein analoges Ergebnis ist andererseits dadurch zu erhalten, daß man

den Wandler 1 mit einem Rundwellenleiter von unterschiedlichem Durchmesser herstellt, wobei der kleinere Durchmesser sich an dem Ende befindet, das an das Speisungshorn 7 anschließt, und der größere Durchmesser sich näher am Wandler 2 befindet. Diese Durchmesseränderung soll eine geeignete Impedanzänderung im Wellenleiter des Wandlers 1 erzeugen und damit eine Phasenverschiebung zwischen dem Signal, das unmittelbar durch den Schlitz U gekoppelt wird, und dem Signal, das nach der Reflexion an der Stufe, die von der Verbindung zwischen den beiden Wandlern gebildet wird, durch diesen Schlitz L, gekoppelt wird, ausgleichen.

Die höherfrequenten Signale werden durch eine geeignete Konfiguration der Schlitze des Paars 3, 4 daran gehindert, in diese bei den niedrigeren Frequenzen arbeitenden Schlitze einzutreten.

Üblicherweise werden bei derartigen Wandlern für Orthomodus rechteckige Schlitze verwandt, um bei der Wandlung des Grundmodus TE₁₁, der im Rundleiter fortschreitet, in den Grundmodus TE₁,., der in einem rechteckigen Leiter fortschreitet, einen Vorteil zu gewinnen. Während dieser Wandlung werden alle höheren Modi des Typs TE _ nahe am rechteckigen Schlitz erzeugt, sie können jedoch bei den Frequenzen, für .die der Wandler 1 entworfen ist, nicht fortschreiten. Jedoch laufen im Rundwellenleiter des Wandlers 1 auch Signale höherer Frequenzen und erzeugen nahe den Schlitzen 3, 4 zusätzlich zum Grundmodus auch Streumodi. Unter diesen Modi schreitet der Modus TE„„ in den an die Schlitze 3. U anschließenden rechteckigen Leitern fort, was einen hohen Leistungsverlust des höherfrequenten Signals, das durch die Schlitze 5, 6 des Wandlers 2 gekoppelt ist, bewirkt.

Dieses Fortschreiten wird üblicherweise dadurch verhindert, daß man hinter den Schlitzen 3, 4 eine Anzahl von Modusfiltern einsetzt, wodurch das Problem jedoch nur teilweise gelöst wird. Derartige Vorrichtungen weisen nämlich ein begrenztes Betriebsband auf und zeigen deshalb keine gute Leistung in Frequenzbereichen, die weiter als 10 ~j von den Mittenfrequenzen der Frequenzbereiche weg sind, für (]qti die die vorliegende Vorrichtung umfassende Antennensystem bestimmt ist. Außerdem sind Entwurf und Ausführung solcher Filter komplex.

Im Rahmen der Erfindung haben die Koppelschlitze 3 und L eine abgewandelte Gestalt, um so die Erregung des Modus TE₁. im höherfrequenten Band zu vermeiden, ohne daß die Signalkopplung im niedererfrequenten Band sich ändert. Die nach der üblichen Technik rechteckigen Schlitze sind dadurch modifiziert, daß in den Koppelquerschnitt vier metallische Septa s, also Einsätze, die als Trennwandstücke dienen, parallel zur Richtung des elektrischen Feldvektors eingefügt und in Übereinstimmung mit den Maxima des unerwünschten Modus TE,.., angeordnet sind. Die Septa s haben gleiche Abmessungen und sind für eine optimale Koppelung der Signale bei beiden Frequenzen entworfen. Hierbei können die Septa zweckmäßigerweise nahezu ein Drittel der Höhe der kürzeren Schlitzseite aufweisen. Sie sind bei einem Viertel und bei drei Vierteln der längeren Schlitzseite angeordnet. Diese Maßangaben sind nicht strikt, Kriterium ist die ausreichende Sperrung der unerwünschten Schwingungsmodi.

Die gleiche Koppelqualität kann bei Verwendung von nur zwei metallenen Septa erzielt werden, die ebenfalls bei den Maxima des unerwünschten Modus angeordnet sind, jedoch führt die Unsymmetrie dieser Gestaltung zu einem Depolarisierungseffekt auf die im Rundwellenleiter fortschreitenden Signale. Infolgedessen kann die gewünschte Entkopplung zwischen den Signalen unterschiedlicher Polarisation nicht in beiden Betriebsbändern erhalten werden. Die neuen Konfigurationen können unmittelbar während der Herstellung des Schlitzes erhalten werden oder durch Einsetzen von Schrauben geeigneten Durchmessers, die als die beschriebenen Septa angeordnet werden, in den Koppelquerschnitten der rechteckigen Schlitze erhalten werden.

Wie üblich, sind im Wellenverlauf gesehen hinter den Schlitzen 3 und L auf den Grundmodus TE. ~ wirkende Absorptionsfilter angeordnet, urn die Entkopplung zwischen den höherfrequenten Signalen und den Schlitzen selbst zu verbessern.

Die Mikrowellenanordnung kann im Rahmen der Erfindung im Vergleich zum beschriebenen Ausführungsbeispiel verschiedentlich abgewandelt

werden. Beispielsweise kann ein Wandler mit Koppelschlitzen, die gleich den Schlitzen 3 und 4 in der Zeichnung ausgebildet sind, mit Vorteil auch für ein Antennensystem verwendet werden, das nur in einem einzigen Band mit Signalen unterschiedlicher Polarisation arbeitet. In diesem Fall hindert die Einfügung des Septums das Fortschreiten von höherfrequenten Signalen, die beispielsweise durch Intermodulationsprodukte erzeugt werden, in parallele Zweige.

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Claims

Patentansprüche

1. yWellenleiteranordnung zum Trennen von Radiofrequenzsignalen, in der Signale unterschiedlicher Frequenz und/oder Polarisation mit Hilfe von Orthomodus-Wandlern getrennt werden, die mit Wellenleitern mit kreisförmigem Querschnitt unterschiedlichen Durchmessers und rechteckigen Koppelschlitzen, die in aufeinander senkrechten, die Wellenleiterachse enthaltenden Ebenen angeordnet sind, aufgebaut sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Orthomodus-Wandler (1), der Signale niedrigerer Frequenz extrahiert, an seinem ersten Ende mit einem Speisungshorn (7) verbunden ist und an seinem zweiten Ende durch eine kreisförmige Basis geschlossen ist, und daß Koppelschlitze (3, A) des ersten Wandlers (1) vier metallische Septa (s) aufweisen, die jeweils paarweise auf den größeren Seiten der Schlitzlänge, und zwar etwa bei einem Viertel und bei drei Vierteln der Länge, angeordnet sind und etwa ein Drittel der schmaleren Schlitzseite hoch sind.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kreisförmige Basis mit einer axialen kreisförmigen Öffnung versehen ist, durch die Radiofrequenzsignale, die durch eine oder mehrere irisartige Blenden (8, 9, 10) hindurchtreten, in einen zweiten

Orthomodus-Wandler (2) gelangen, der die eine zweite Frequenz, die höher als die erste Frequenz ist, aufweisenden Signale extrahiert, koaxial zum ersten Wandler angeordnet ist und durch eine kreisförmige Kurzschlußbasis abgeschlossen ist.

3· Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Orthomodus-Wandler (1) aus zwei Teilen mit unterschiedlichem Kreisquerschnitt besteht, wobei der Durchmesser des näher beim ersten, mit dem Speisungshorn (7) verbundenen Ende liegenden Teils kleiner als der Durchmesser des näher beim zweiten, durch die Basis geschlossenen Ende liegenden Teils ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch· gekennzeichnet, daß die metallischen Septa (s) Schrauben sind, die in die Seitenwände des · ersten Orthomodus-Wandlers (1) eingeschraubt sind.

5. Anordnung nach Anspruch 2 oder einem der auf Anspruch 2 rückbezogenen Ansprüche 3 und 4» dadurch gekennzeichnet, daß eine Platte (15), die halb so lang wie die Leiter-Wellenlänge ist, zwischen die Koppelschlitze des zweiten Orthomodus-Wandlers (2) parallel zur Polarisationsebene des Signals eingesetzt ist, das von dem von der kreisförmigen Kurschlußbasis weiter entfernten Schlitz (6) extrahiert wird.