DE2719283A1

DE2719283A1 - Antennenspeisesystem fuer doppelpolarisation

Info

Publication number: DE2719283A1
Application number: DE19772719283
Authority: DE
Inventors: Eberhard Dipl Ing Schuegraf
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1977-04-29
Filing date: 1977-04-29
Publication date: 1978-11-02
Also published as: JPS53136461A; FR2396428B1; JPS6046561B2; DE2719283C2; US4231000A; GB1605121A; FR2396428A1; IT7822523A0; IT1094452B

Description

SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen

Berlin und Minchen VPA 77 P 6 6 O 2 BRD Antennenspeisesvstem für Doppelpolarisation

Die Erfindung betrifft ein Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation in je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einer Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen Anschluß und zwei jeweils einer Polarisationsrichtung zugeordneten Richtanschlüssen für jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbändern gemeinsamer Anschluß jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang mit jeweils einem, dem unteren Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß bdder Frequenzweichen verbunden ist und aus einem 3-dB-Richtungskoppler für das obere Frequenzband, der mit jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist.

Ein derartiges Antennenspeisesystem ist beispielsweise aus der Druckschrift "Proceedings of Intelsat 5 Earth-Station Technology Seminar", in München vom 13. bis 18. Juni 1976, insbesondere aus der Fig. K-15 bekannt. In der Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines derartigen Antennenspeisesystems für zirkuläre Doppelpolarisation in zwei Frequenzbereichen angegeben,. Die prinzipielle

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Aufgabe einer solchen Anordnung besteht darin, zwei Sendebänder gleicher Frequenzlage, beispielsweise von 5,925GHz bis 6,425GHz und mit Leistungen bis ca. 1OKW in ein Sendeband mit rechtszirkularer und in ein weiteres Sendeband mit linkszirkularer Wellenform umzuwandeln und somit wieder voneinander entkoppelt in einem gemeinsamen Stammhohlleiter zu vereinigen, der außerdem zwei gleichfrequente Empfangsbänder mit einer von den Sendebändern abgesetzten Frequenzlage, beispielsweise von 3,7GHz bis 4,2GHz in rechts- bzw. linkszirkulär polarisierter Wellenform,also voneinander entkoppelt, führt. Diese Empfangsbänder sind weiterhin nach ihrer rechts- bzw. linkszirkularen Polarisation getrennt und in die H₁₀-Wellenform umgewandelt zwei Empfangshohlleitern zuzuführen.

Diese Funktionen werden von der in Fig. 1 dargestellten Schaltung wie folgt erfüllt. Beispielsweise wird ein 6-GHz-Band mittels eines 3-dB-Richtungskopplers in zwei Halbwellen mit +90° bzw. -90° zeitlicher Phasendifferenz gespalten. Das Vorzeichen der 90°- Phase hängt nur davon ab, an welchem der beiden Arme des 3-dB-Kopplers eingespeist wird. Diese Halbwellen werden über zwei gleiche Frequenzweichen einer Polarisationsweiche so zugeführt, daß sie an deren Ausgang räumlich aufeinander senkrecht stehen. Falls die Bedingung erfüllt ist, daß beide Halbwellen ihren Weg bis zum Polarisationsweichenausgang ohne gegenseitige Phasenverzerrung durchlaufen, haben sie auch dort noch eine gegenseitige zeitliche Phase von +90° und stellen somit eine reinzirkular polarisierte Welle dar.

Aufgabe der Schaltung nach Fig. 1 ist es, mit ein- und derselben Antenne zwei gleichfrequente Sendebänder rechts-bzw. linkszirkular - also voneinander entkoppelt - abzustrahlen, und zwei von dieser Antenne in einem anderen Frequenzband empfangene rechts- bzw. linkszirkuläre Wellen je nach ihrem Polarisationsdrehsinn getrennten Empfangsverstärkern zuzuführen.

Die bei der Realisierung des in Fig. 1 angegebenen Konzeptes auftretenden Schwierigkeiten liegen hauptsächlich darin, die jeweils für ein Frequenzband vorgesehenen beiden Durchgangswege der Gesamtanordnung aufbausymmetrisch oder wenigstens phasensymmetrisch auszubilden. Außerdem sollen für die vier Durchgangswege der Schaltung gemäß Fig. 1 möglichst gute Übertragungseigenschaften hinsichtlich der Dämpfung, Reflexion und Entkopplung angestrebt werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, für ein Antennenspeisesystem der eingangs genannten Art eine apparative Realisierung anzugeben, ■ die sich einerseits durch Kompaktheit des mechanischen Aufbaus und andererseits durch gute Übertragungseigenschaften und Phasensymmetrie für alle Durchgangswege jeweils gleicher Frequenz auszeichnet.

Ausgehend von einem Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation in je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einer Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen Anschluß und zwei jeweils einer Polarisationsrichtung zugeordneten Richtanschlüssen für jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbändern gemeinsamer Anschluß jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang mit jeweils einem, dem unteren Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß beider Frequenzweichen verbunden ist und aus einem 3-dB-Richtungskoppler für das obere Frequenzband, der mit jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die Polarisationsweiche hinsichtlich ihrer Durchgangswege phasensymmetrisch aufgebaut ist, daß die Richtanschlüsse der Polarisationsweiche unmittelbar bzw. über zwei exakt aufbausymmetrische 45°-Verdrallstücke unterschiedlicher Verdrallungsrichtung mit den Frequenzweichen verbunden sind,

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und daß die Verbindungsleitungen zwischen den Frequenzweichen und den 3-dB-Richtkopplern für jeweils zwei in dualen Polarisationsrichtungen vorliegende Frequenzbänder des gleichen Frequenzbereiches als phasensynanetrische Leitungspaare mit paarweise übereinstimmenden Verbindungselementen am jeweils gleichen Leitungsort aufgebaut sind.

Nachstehend wird die Erfindung anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele noch näher erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 ein bereits erläutertes Blockschaltbild eines Antennenspeisesystems für zirkuläre Doppelpolarisation in zwei Frequenzbereichen

Fig. 2 den erfindungsgemäßen Aufbau eines Antennenspeisesystems gemäß Fig. 1

Fig. 3 ein weiteres Antennenspeisesystem gemäß der Erfindung.

Zur Veranschaulichung des Aufbaues des Ausführungsbeispieles gemäß Fig. 2 soll zuerst die im linken Teil dieser Figur dargestellte Breitband-Polarisationsweiche PW betrachtet werden. Eine solche, aus einem älteren Vorschlag bereits angegebene phasensymmetrische Polarisationsweiche enthält einen in der Längsachse der Anordnung liegenden ersten Arm 1, der beim Ausführungsbeispiel zylindrisch ausgeführt ist und zum Anschluß eines weiterführenden Hohlleiters runden oder quadratischen Querschnittes vorgesehen ist, so wie aus vier gleichartig ausgebildeten Teilarmen 2 bis 5, die um jeweils 90° gegeneinander gedreht angeordnet sind und unter jeweils gleichem Winkel gegenüber der Längsachse der Anordnung in entgegengesetzter Richtung zum ersten Arm verlaufen. Im Ausführungsbeispiel weisen diese Teilarme der Doppelverzweigung jeweils einen rechteckigen Querschnitt auf,

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und es sind die jeweils gegenüberliegenden Rechteckhohlleiterpaare völlig symmetrisch aufgebaut. Jeweils zwei einander gegenüberliegende Teilarme der Doppe!verzweigung sind bei dieser Polarisationsweiche paarweise über nachstehend noch näher erläuterte Weichenarmabschnitte mit den Teilarmen 6 bis 9 Jeweils einer Serienverzweigung SV verbunden. Eine solche Serienverzweigung SV besteht aus zwei ursprünglich an ihren Breitseiten aufeinanderliegenden Rechteckhohlleitern, die an der Stelle, an der das Trennblech beginnt, symmetrisch auseinandergeknickt sind« Die vier Teilarme der Polarisationsweiche sind paarweise, d.h. die jeweils gegenüberliegenden Teilarme über als E-Versatzstücke 10,11 ausgebildete Weichenarmabschnitte einerseits und als H-Versatzstücke 12,13 ausgebildete weitere Weichenarmabschnitte andererseits mit den Teilarmen 6 bis 9 der Serienverzweigungen verbunden. Die in der Fig. 2 übereinander dargestellten E-Versatzstücke 10,11 bestehen aus jeweils einem beidseitig mit einem Hohlleiterkümmer versehenen Rechteckhohlleitersttick, das durch die Hohlleiterkümmer beidseitig in entgegengesetzten Richtungen über die Breitseite geknickt ist. Beide E-Versatzstücke verlaufen annähernd zueinander parallel und sind gemeinsam schräg zur Längsachse der Anordnung ausgerichtet, so daß ihre den Teilarmen der Serienverzweigungen zugewandten Endquerschnitte sich nicht mehr symmetrisch zur Längsachse der Anordnung befinden, sondern um einen bestimmten Abstand gegenüber der Längsachse versetzt sind. Die im anderen Durchgangsweg der Polarisationsweiche vorgesehenen Weichenarmabschnitte sind als H-Versatzstücke 12,13 ausgebildet und bestehen aus jeweils einem beidseitig mit einem Hohlleiterkrümmer versehenen Rechteckhohlleiterstück, das durch die Hohlleiterkümmer beidseitig in entgegengesetzten Richtungen über die Schmalseite geknickt ist. Es sind nun die beiden übereinanderliegenden rechteckigen Zugangsquerschnitte der Doppelverzwdgung so weit nach oben versetzt, und die Querschnitte des horizontalen Hohlleiterpaares so weit nach unten versetzt, daß die versetzten Querschnitte paarweise mit zwei gleichen, sich gegenseitig nicht durchdringenden Se-

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rienverzweigungen zusammengefaßt werden können. Bei der vorstehend beschriebenen Polarisationsweiche sind beide Durchgangswege phasensymmetrisch ausgeführt, so daß sich für sie ein breitbandiger Phasengleichlauf ergibt. Weiterhin sind die zwischen den Serienverzweigungen SV und den Rechteckhohlleiterzugängen vorgesehenen Flanschflächen in der gleichen Ebene gelegen. Eine solche Polarisationsweiche mit zwei Rechteckhohlleiterzugängen mit parallelen Achsen und in einer Ebene liegenden Anschlußflanschflächen hat für eine 4/6-GHz-Ausführung eine Baulänge von ca. 155mm*

Beim erfindungsgemäßen Aufbau ist, wie aus Fig. 2 ersichtlich, an die beiden Weichenflansche SV ohne jegliche Verbindungsleitung jeweils eine ebenfalls in einem älteren Vorschlag angegebene 4/6-GHz-Frequenzweiche FW angeschlossen. Eine solche Frequenzweiche FW besteht aus zwei Hohlleiterabschnitten 14,15 unterschiedlichen Querschnitts und es erfolgt die Auskopplung des unteren Frequenzbandes über den verlängerten Innenleiter einer Radialkreissperre 16, an dem für beide Frequenzbänder gemeinsamen Hohlleiterabschnitt bzw. wie es in der Fig. 2 dargestellt ist, für hohe Durchgangsleistung an einem mit dem gemeinsamen Hohlleiterabschnitt 14 gekoppelten dritten Hohlleiter 17. Diese Frequenzweiche FW hat in der 4/6-GHz-Ausführung eine Baulänge von ca. 75mm und ist mit ihrem geraden 6-GHz-Durchgang und mit ihrer über den seitlichen 4-GHz-Resonator 17 angekoppelten 6-GHz-Radialkreissperre 16 im Hinblick auf eine direkte Anschlußmöglichkeit an die folgenden, parallel zur Hauptachse der Anordnung ausgerichteten Hohlleiterpaare des 6- bzw. des 4-GHz-3-dB-Richtungskopplers RK1 bzw. RK2 konzipiert.

Eine solche vorstehend betrachtete Verbindung einer phasensymmetrischen Polarisationsweiche mit zwei untereinander gleichen Frequenzweichen stellt eine phasensymmetrische Systemweiche beispielsweise für Richtfunk im 4- und 6-GHz-Frequenzbereich dar, wobei in diesen beiden Bereichen der Betrieb ein- und derselben Antenne mit jeweils zwei voneinander entkoppelten linearen Po-

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larisationen möglich ist. Im Hinblick auf eine Anwendung im Satellitenfunk kann eine solche Anordnung für sich auch als Antennenspeisesystem für lineare Doppelpolarisation in einem Sende- und einem Empfangsfrequenzbereich bezeichnet werden.

Gemäß dem Prinzipschaltbild nach Fig. 1 kann nun eine solche phasensymmetrische Systemweiche mit Je einem im Sendeband und im Empfangsband optimierten 3-dB-Koppler zu einem Antennenspeisesystem für zirkuläre Doppelpolarisation in diesen beiden Frequenzbereichen erweitert werden.

Eine wesentliche Forderung hierfür ist es, von den beiden koaxialen 4-GHz-Zugängen der Frequenzweiche FW und von ihren rechteckigen 6-GHz-Zugängen möglichst kurze Verbindungen zu den 4- bzw. 6-GHz-3-dB-Kopplern RK2 bzw. RK1 herzustellen. Diese Verbindungsleitungen müssen außerdem zur Vermeidung von Phasenverzerrungen in den beiden 4- bzw. 6-GHz-Zweigleitungen unbedingt phasensymmetrisch, d.h. elektrisch untereinander bei allen Betriebsfrequenzen gleichlang sein. Eine solche phasensymmetrische Doppelverbindung kann durch aufbausymmetrische Gestaltung der Leitungspaare erzielt werden, und es ist hierzu der eine Leitungszweig möglichst mit den gleichen Verbindungselementen aufzubauen, wie der andere, und diese Elemente sind an jeweils gleichen Stellen des Leitungszuges einzusetzen. Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wird eine aufbausymmetrische Verbindung zwischen den beiden 4-GHz-Koaxialzugängen der Frequenzweichen und dem Hohlleiterpaar des 4-GHz-3-dB-Kopplers mit zwei untereinander identischen Koaxialhohlleiterübergängen dann erreicht, wenn die Hohlleiterquerschnitte des 4-GHz-3-dB-Kopplers wie aus der Fig. 2 ersichtlich, L-förmig angeordnet werden, d.h. wenn der 3-dB-Richtungskoppler RK2 als hinsichtlich der Querschnittsflächen in L-Form angeordnetes, parallel zur Längsachse der Gesamtanordnung ausgerichtetes Recheckhohlleiterpaar ausgebildet ist, derart, daß die Schmalseite des einen Hohlleiters auf die Breitseite des anderen Hohlleiters aufgesetzt ist, oder

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mit einem Teil dieser Breitseite eine gemeinsame Wandung aufweist. Durch Koppelöffnungen Kin dieser gemeinsamen Wand werden dann die magnetischen Längsfelder beider Hohlleiter miteinander verkoppelt.

Ein entsprechender, parallel zur Längsachse der Anordnung ausgerichteter weiterer L-Koppler, wie er in Fig. 2 unten für den 4-GHz-Bereich dargestellt ist, ist auch an die rechteckigen 6-GHz-Zugänge der Frequenzweichen angeschlossen. Da die Querschnitte SV dieser beiden Zugänge zu den Frequenzweichen in der gleichen Ebene liegen und auch aufeinander senkrecht stehen, aber einen gewissen Abstand voneinander haben, der durch den Aufbau der Polarisationsweiche topologisch zwangsläufig gegeben ist, und der auch für den aufbausymmetrischen Übergang auf den 4-GHz-3-dB-Koppler RK2 vorteilhaft ist, wird zur Verbindung mit dem 6-GHz-3-dB-Koppler RK1 wie aus der Fig. 2 ersichtlich, Jeweils ein schräger, maximal λ_Η langer Hohlleiterabschnitt 15,15' verwendet.

Die Knickwinkel dieser 6-GHz-Doppelverbindung an den Mündungsstellen, an denen in beide oder mindestens in einem Fall über die schmale und die breite Hohlleiterseite zugleich geknickt ist, können hierbei ausreichend klein gehalten werden, so daß ein phasensymmetrischer Doppelübergang von den Frequenzweichen zum 6-GHz-3-dB-Koppler RK1 leicht realisierbar ist, insbesondere deshalb, weil der E-Hohlleiterknick und der H-Hohlleiterknick bei gleichem Knickwinkel einen nahezu gleichen Phasengang haben.

Bei dem "L-Koppler" gemäß Fig. 2 erfolgt die Kopplung analog zu dem beispielsweise in dem Taschenbuch der Hochfrequenztechnik von Meinke, Gundlach, 2. Auflage auf Seite 433 angegebenen Koppler, bei dem die Rechteckhohlleiterquerschnitte T-fÖrmig angeordnet sind, über die magnetische Längskomponente H , wobei der L-Koppler den Vorzug hat, daß die Koppelöffnungen K gemäß der Darstellung nach Fig. 2 in beiden Hohlleitern im Bereich

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ΛΉ^Μ

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maximaler ^-Komponenten, nämlich an der jeweils schmalen Hohlleiterseite des einen und damit gleichzeitig im Randbereich der breiten Hohlleiterseite des anderen Hohlleiters liegen. Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß beim L-Koppler für eine bestimmte Koppeldämpfung eine geringere Anzahl von Koppelöffnungen ausreichen, so daß der L-Koppler eine geringere Baulänge als ein entsprechender T-Koppler aufweist.

Zur Erzielung einer noch stärkeren Kopplung pro Längeneinheit ist die in der Fig. 2 gezeigte Maßnahme der Verwendung von zwei oder mehreren unmittelbar nebeneinander angeordneten Lochreihen geeignet. Damit sich hierbei die Koppelöffnungen nicht zu weit von der Stelle der maximalen Koppelfeldstärken an der schmalen Hohlleiterbreitseite entfernen, sind im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 keine ansonsten üblichen runden Koppellöcher, sondern Langlöcher vorgesehen, die in zwei Reihen unmittelbar nebeneinander in Längsrichtung um etwa eine halbe Lochlänge gegeneinander versetzt sind. Vorteilhaft ist hierbei auch, daß die Koppelstärke eines Langloches der Länge L derjenigen eines runden Koppelloches vom Durchmesser D=L gleichzusetzen ist. Da im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 beide Lochreihen sehr nahe an der schmalen Hohlleiterseite mit maximalem H liegen, daß im übrigen cosinusförmig über die Hohlleiterbreitseite verteilt ist, tragen beide Lochreihen annähernd gleich stark zur Kopplung bei. Zu beachten ist, daß zur Erzielung einer hohen Richtungsdämpfung der Lochabstand in einer Lochreihe etwa λττ/4 betragen muß.

Zur Dimensionierung der Koppelöffnungen beim L- wie auch beim T-Koppler ist zu beachten, daß die Kopplung nur über die H,-Komponente zu beiden Seiten der Koppelöffnung erfolgt, und daß wegen des Absinkens der H_z-Komponente mit wachsender Frequenz bei konstanter Leistung um den Faktor

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vl

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auch die Stärke der Kopplung mit wachsender Frequenz abnimmt. Es kann also mit wachsender Frequenz eine ansteigende Koppeldämpfung gemessen werden, solange die Durchmesser der Koppelöffnungen kleiner als etwa λ_Η/6 sind. Dagegen zeigt eine Messung, daß schon bei Lochlängen zwischen λ_Η/6 und λ-_Η/4 in» oberen Frequenzbereich die Koppelstärke wieder zunimmt und die Koppeldämpfung entsprechend abfällt. Dies kann dadurch erklärt werden, daß sich die λ/2-Resonanzfrequenz eines Koppelloches bei länger werdendem Loch von oben her an den Betriebsfrequenzbereich annähert und damit einhergehend die untere Flanke dieser λ/2-Resonanz im oberen Teil des Betriebsfrequenzbereiches einen mit steigender Frequenz zunehmenden Abfall der Koppeldämpfung bewirkt. Da andererseits im unteren Teil des Frequenzbereiches der durch den dortigen H -Anstieg hervorgerufene Abfall der Koppeldämpfung erhalten bleibt, ergibt sich im mittleren Frequenzbereich ein Maximum der Koppeldämpfung. Hier ist die gemessene Koppeldämpfung in einem breiten Teilfrequenzbereich nahezu konstant. Aus diesem Grunde ist also ein T-Koppler und somit auch der mit diesem verwandte L-Koppler einem üblichen Breitwandkoppler mindestens gleichwertig. Als besonderer Vorteil des L-Kopplers erweist sich die wegen der im cosinusförmigen H -Maximum vorgenommenen Kopplung besonders unkritische Bemessung des Lochabstandes von der Wand und der dadurch gegebene größere Herstellungstoleranzbereich.

Bei dem in der Fig. 2 angegebenen Aufbau, bei dem die Bauelemente in achsialer Richtung mit sehr kurzen Verbindungsieitungen aneinandergereiht sind, ergibt sich für eine 4/6-GHz-Ausführung bei einer Baulänge der Polarisationsweiche von 155mm eine gesamte Baulänge von nur ca. 580mm und außerdem eine besonders geringe Ausdehnung in radialer Richtung.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 zeigt bei mit der Fig. 2 übereinstimmender Funktionsweise eine weitere Ausbildung des erfindungsgemäßen Antennenspeisesystems, von unten betrachtet.

Bei senkrechter Längsachse der Anordnung ist im oberen Teil der Figur die^ gleiche Systemweiche wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 als Kombination einer phasensymmetrischen Polarisationsweiche PW mit zwei gleichen Frequenzweichen FW angegeben. Ein elektrisch bedeutungsloser Unterschied besteht lediglich darin, daß beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 die vordere Radialkreissperre 16 nicht wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 direkt der anderen Radialkreissperre 16* zugewandt ist, deren Achse in horizontaler Richtung von links nach rechts weist, sondern gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 auf der entgegengesetzten Breitseite des Frequenzweichenresonators 17' angebracht ist. Die beiden 4-GHz-Koaxialzugänge der Frequenzweichen münden beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 direkt in zwei miteinander identische Koaxial-Hohlleiterübergänge. Der von links nach rechts verlaufende Hohlleiterabschnitt des vorderen Koaxial-Hohlleiterübergangs ist gerade so lang, daß er zunächst im Schnittpunkt seiner Längsachse mit der Achse des schräg nach vorn verlaufenden, entsprechenden zweiten Hohlleiterabschnittes 18' endet. Dieser zweite Hohlleiterabschnitt 18' hat dann die gleiche Länge wie der entsprechende vordere Hohlleiterabschnitt 18. Darauf anschließend ist der vordere Hohlleiterabschnitt 18 mit einem abgeflachten Ε-Knick um einen leicht kompensierbaren Knickwinkel beispielsweise von 45° über seine Breitseite nach hinten abgeknickt, während der entsprechende nach vorn verlaufende entspreandere Hohlleiterabschnitt 18' mit dem gleichen Ε-Knick nach rechts abgewinkelt ist. Trotz der unterschiedlichen Knickrichtung beider Ε-Knicke in den beiden Leitungszweigen, sind diese untereinander exakt aufbausymmetrisch. Es ist lediglich darauf zu achten, daß die E₁₁-Störfelder der Sondenkopplung und des benachbarten E-Knickes durch eine aperiodisch dämpfende Zwischenleitung ausreichend voneinander entkoppelt sind.

Um beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 zu vermeiden, daß die vordere Radialkreissperre 16 von dem nach rückwärts geknickten Hohlleiter 19 durchdrungen wird, ist es erforderlich, diese Ra-

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dialkreissperre um einen gewissen Koaxialleitungsabschnitt zu verlängern, der beispielsweise auch als Steckverbindung genutzt werden kann. Eine weitere Maßnahme zur Vemeidung einer solchen Durchdringung besteht darin, daß die vordere Radialkreissperre nicht genau im Zentrum der Hohlleiterbreitseite des Frequenzweichenresonators aufgesetzt, sondern etwas nach links verschoben ist. Um eine vollständige Symmetrie zu wahren, ist die andere Radialkreissperre 16· dann um den gleichen geringen Betrag nach vorne zu verschieben.

Im folgenden laufen die beiden Leitungszüge 19 und 19' nunmehr räumlich sinnmetrisch unter dem doppelten Winkel des einzelnen E-Knickes - beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 unter 90° schräg nach vorn bzw. schräg nach hinten aufeinander zu, bis sich die innenliegenden Hohlleiterbreitseiten auf der Winkelhalbierenden zwischen beiden Leitungen treffen. Mit zwei wiederum durch leichte Abflachung kompensierten Ε-Knicken von untereinander entgegengesetzter Knickrichtung über die Hohlleiterbreitseiten sind die beiden 4-GHz-Verbindungen 19,19' in den Doppelhohlleiter eines 4-GHz-Breitwandkopplers 20 übergeführt, welcher durch ein mit ihren Breitseiten aufeinanderliegendes Rechteckhohlleiterpaar ausgebildet ist, dessen Längsachse rechtwinklig zur Achse der Gesamtanordnung ausgerichtet ist. Die Länge der gabelförmig ausgebildeten, vollständig aufbausymmetrischen Hohlleiterdoppelverbindung beträgt beim Ausführungsbeispiel zwischen den Radialkreissperren und dem 3-dB-Koppler ca. eine Hohlleiterwellenlänge λ_Η.

Die zweite Doppelverbindung des Aufbaus nach Fig. 3 von den 6-GHz-Zugängen der Frequenzweichen zu einem 6-GHz-3-dB-Koppler 20' ist wie folgt ausgeführt. An den Doppelhohlleiter des übereinstimmend wie der 4-GHz-Breitwandkoppler 20 ausgebauten und gleichfalls mit seiner Längsachse senkrecht zur Hauptachse der Anordnung ausgerichteten 6-GHz-Breitwandkopplers 20' sind zwei untereinander gleiche, kompensierte 45°-E-Knicke 21 - also!

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über die Breitseiten der Einzelhohlleiter geknickte Hohlleiterabschnitte - angeschlossen. Darauf folgen für beide Arme zwei untereinander identische, kompensierte über die Hohlleiterschmalseiten ausgeführte 90°-H-Knicke 22, deren Ausgangsachsen senkrecht nach oben ausgerichtet sind. Ihre Ausgangsquerschnitte liegen somit in einer waagrechten Ebene senkrecht aufeinander und haben zu der mit der Koppelachse parallelen Winkelhalbierenden eine symmetrische Lage. Diese stimmt jedoch noch nicht überein mit der Lage der 6-GHz-Zugänge 23 der Frequenzweichen, die infolge des vorstehend angegebenen Aufbaus der Polarisationsweiche zueinander T-förmig angeordnet sind. Die zur überbrückung notwendige Parallelverschiebung der Querschnitte ist beim Ausführungsbeispiel mit jeweils einem räumlich schräg verlaufenden Hohlleiterabschnitt 24 erzielt. Diese schrägen Hohlleiterabschnitte sind untereinander gleich lang und können unmittelbar nach der Frequenzweiche als phasen- und reflexionskompensierte E-H-Doppelknicke beginnen. Bei dem obenstehend angegebenen Aufbau weist die gesamte 6-GHz-Doppelleitung von den Frequenzweichen zum 3-dB-Koppler etwa die Länge einer Hohlleiterwellenlänge λ_Η auf.

Die Kopplung der beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 angegebenen Breitwandkoppler erfolgt über zwei parallel den Rändern der gemeinsamen Wandung verlaufende Lochreihen mit runden Einzelöffnungen 25.

Die Anordnung nach Fig. 3 zeichnet sich durch eine besonders geringe Baulänge von etwa 330mm bei der 4/6-GHz-Ausführung aus. Dagegen ergibt sich in radialer Richtung eine Ausdehnung von etwa 660mm in der Waagrechten. Diese radiale Ausdehnung kann in vorteilhafter Weise im Hinblick auf die Versorgung von zwei Sendergestellen und zwei Empfangsverstärkern eine Verteilerfunktion erfüllen, die zur Einsparung weiterer Verbindungshohlleiter vielfach erforderlich ist.

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In einer Weiterbildung der Erfindung ist daran gedacht, auf der 4-GHz-Seite anstelle des im Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 dargestellten Hohlleiterkopplers einen koaxialen 3-dB-Koppler zu verwenden, und die aufbausymmetrische Verbindung zu den koaxialen 4-GHz-Zugängen der Radialkreissperren mit koaxialen Leitungselementen herzustellen.

Eine wesentliche Reduzierung der entsprechenden Baulängen wird durch den Einsatz von Kurzschiitzkopplern (Einlochkopplern) in beiden Frequenzbereichen erreicht.

Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind an die 6-GHz-Frequenzweichenzugänge jeweils ein 45°-Verdrallstück angeschlossen. Beide Verdrallstücke sollen dann mit Ausnahme des untereinander entgegengesetzten Drehsinnes gleich aufgebaut sein. Es liegen dann hinter den Verdrallstücken beide Hohlleiterquerschnitte zueinander parallel und sind um einen gewissen Abstand seitlich gegeneinander versetzt. Ein auf den Breitwandkoppler passender Doppelhohlleiter enthält hierbei zwei doppelt geknickte, räumlich schräg verlaufende Hohlleiterabschnitte, die bis auf die Knickrichtungen untereinander gleich und daher aufbausymmetrisch

sind. Wird der 6-GHz-Koppler hier angeschlossen, dann hängt er bei der in Fig. 3 gezeigten Lage^ der restlichen Anordnung senkrecht nach unten. Die Länge dieser Doppelleitung beträgt erwa λ™.

Aus seiner senkrechten Lage kann der 6-GHz-Koppler mit einem H-Doppelknick auch in die waagrechte Ebene geschwenkt werden. Die Länge einer solchen abgeknickten Doppelleitung beträgt etwa 1,5·λ_Η.

Zu beachten ist, daß durch Vertauschen der beiden 45°-Verdrallstücke die Zugänge für die rechte und linke Zirkularpolarisation am 6-GHz-3-dB-Koppler vertauscht werden können, wobei sich der Koppler bei senkrechter Lage 90° um seine Längsachse dreht und bei waagrechter Lage um 90° in der waagrechten Ebene geschwenkt wird.

SO

Bei einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Aufbaus ist daran gedacht, den 4-GHz-Teil der Anordnung nach Fig. 3, in dem der Hohlleiterkoppler durch einen Koaxialkoppler ersetzbar ist; mit dem 6-GHz-Teil der Ausführung gemäß Fig. 2 zu kombinieren.

17 Patentansprüche
3 Figuren

Claims

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Patentansprüche 9719283

(i.) Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation in je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einer Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen Anschluß und zwei jeweils einer Polarisationsrichtung zugeordneten Richtanschlüssen für jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbändern gemeinsamer Anschluß jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang mit jeweils einem, dem unteren Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß beider Frequenzweichen verbunden ist und aus einem 3-dB-Richtungskoppler für das obere Frequenzband, der mit jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist, dadurch gekennzeichnet , daß die Polarisationsweiche (PW) hinsichtlich ihrer Durchgangswege phasensymmetrisch aufgebaut ist, daß die Richtanschlüsse (SV) der Polarisationsweiche unmittelbar bzw. über zwei exakt aufbausymmetrische 45°-Verdrallstücke unterschiedlicher Verdrallungsrichtung mit den Frequenzweichen (FW) verbunden sind und daß die Verbindungsleitungen zwischen den Frequenzweichen (FW) und den 3-dB-Richtkopplern (RK1, RK2,20,20') für jeweils zwei in dualen Polarisationsrichtungen vorliegende Frequenzbänder des gleichen Frequenzbereiches als phasensymmetrische Leitungspaare mit paarweise übereinstimmenden Verbindungselementen am jeweils gleichen Leitungsort aufgebaut sind.
2. Antennenspeisesystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Verbindungsleitungen zwischen den Frequenzweichen (FW) und den 3-dB-Richtkopplern (RK1, RK2,20,20') für jeweils zwei in dualen Polarisationsrichtungen vorliegende Frequenzbänder des gleichen Frequenzbereiches als aufbausymmetrische Leitungspaare ausgeführt sind.

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3. Antennenspeisesystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisationsweiche als symmetrisch aufgebaute fünfarmige Verzweigung ausgeführt ist, welche einen in der Längsachse der Anordnung liegenden ersten Arm (1) zum Anschluß eines weiterführenden Hohlleiters runden oder quadratischen Querschnitts und vier gleichartig ausgebildete Teilarme (2,3,^,5) rechteckigen Querschnitts mit einem Seitenverhältnis von wenigstens annähernd 1:2 enthält, die um jeweils 90° gegeneinander gedreht angeordnet sind und unter jeweils gleichem Winkel gegenüber der Längsachse der Anordnung, in entgegengesetzter Richtung zum ersten Arm verlaufen und von denen jeweils zwei gegenüberliegende Teilarme über untereinander gleiche Weichenannabschnitte mit den Teilarmen jeweils einer von zwei gleichartig ausgebildeten Serienverzweigungen (SV) verbunden sind, wobei jeweils zwei zwischen den gegenüberliegenden Teilarmen der Doppelverzweigung und den Teilarmen der Serienverzweigungen (SV) liegende Weichenarmabschnitte einerseits als E-Versatzstücke (10,11) und andererseits als H-Versatzstücke (12,13) ausgeführt sind, daß die E-Versatzstücke jeweils als beidseitig mit einem Hohlleiterkrümmer versehene gerade Rechteckhohlleiterstücke ausgebildet und durch die Hohlleiterkrümmer beidseitig in entgegengesetzten Richtungen jeweils über die Hohlleiterbreitseite geknickt sind, daß beide E-Versatzstücke mit ihren geraden Abschnitten hinsichtlich ihrer schmalen Seiten schräg zur Längsachse der Anordnung ausgerichtet sind und dabei parallel zueinander verlaufen, daß die H-Versatzstücke jeweils als beidseitig mit einem Hohlleiterkrümmer versehene gerade Rechteckhohlleiterstücke ausgebildet und durch die Hohlleiterkrümmer beidseitig in entgegengesetzten Richtungen jeweils über die Hohlleiterschmalseite geknickt sind, und daß eines der E-Versatzstücke (11) zwischen den H-Versatzstücken (12,13) aufgenommen ist, derart, daß die mit den E-Versatzstücken und den H-Versatzstücken'verbundenen Serienverzweigungen (SV) hinsichtlich ihrer Teilarme (7,8) durchdringungsfrei verlaufen.

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4. Antennenspeisesystem nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzweichen Jeweils aus einem ersten Hohlleiterabschnitt (14), in dem beide Frequenzbänder existent sind, aus einem sich an den ersten Hohlleiterabschnitt anschließenden zweiten Hohlleiterabschnitt (15), in dem nur das obere Frequenzband existent ist, bestehen, daß beide Hohlleiterabschnitte als Rechteckhohlleiter unterschiedlicher Querschnittsabmessungen ausgebildet sind, daß als Auskoppelvorrichtung eine das obere Frequenzband sperrende Radialkreissperre (16) mit einem verlängerten Innenleiter (161) vorgesehen ist und daß der verlängerte Innenleiter im Abstand von etwa λτ,/4 von der wirksamen Kurzschlußebene des zwischen den Hohlleiterabschnitten auftretenden Querschnittssprunges entfernt durch eine Öffnung der Wandung des ersten Hohlleiterabschnittes geführt ist, wobei λ™ einer im unteren Frequenzband enthaltenen Frequenz zugeordnet ist.

5. Antennenspeisesystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der erste Hohlleiterabschnitt (14) über eine Koppelöffnung mit einem dritten Rechteckhohlleiterabschnitt (17) verbunden ist, und daß die Radialkreissperre (16) mit dem dritten Hohlleiterabschnitt (17) gekoppelt ist.

6. Antennenspeisesystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die 3-dB-Richtungskoppler (RK1,RK2) als hinsichtlich ihrer Querschnittsflächen in L-Form angeordnete Rechteckhohlleiterpaare ausgebildet sind, wobei die Schmalseite des einen Hohlleiters auf die Breitseite des anderen Hohlleiters aufgesetzt ist oder mit einem Teil dieser Breitseite eine gemeinsame Wandung aufweist.

7. Antennenspeisesystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlleitern für beide Hohlleiter gemeinsame Koppelöffnungen (K) in der schmalen Hohlleiterseite des einen und gleichzeitig im Randbereich der breiten Hohlleiterseite des anderen Hohlleiters vorgesehen sind.

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8. Antennenspeisesystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens zwei benachbarte Reihen von Koppelöffnungen (K) vorgesehen sind.

9. Antennenspeisesystem nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelöffnung in Form von Langlöchern ausgebildet sind.

10. Antennenspeisesystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die 3-dB-Richtungskoppler (20,20·) als mit ihrer Breitseite aufelnanderliegende Rechteckhohlleiterpaare ausgebildet sind. .

11. Antennenspeisesystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Rechteckhohlleiter der 3-dB-Richtungskoppler (20,20·) eine als gemeinsame Wandung ausgebildete Breitseite aufweisen.

12. Antennenspeisesystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungsleitungen zwischen den Frequenzweichen (FW) und den 3-dB-Rlchtkopplern (RK1,RK2,2Q20·) paarweise gleiche aufbausymmetrische Verbindungselemente am jeweils gleichen Leitungsort enthalten.

13. Antennenspeisesystem nach den Ansprüchen 5, 6 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß als Verbindungselemente zwischen dem für das höherfrequente Frequenzband vorgesehenen 3-dB-Richtungskoppler (RK1) und den diesem zugeordneten Rechteckanschlüssen der Frequenzweichen zur Längsachse der Gesamtanordnung schräg ausgerichtete Rechteckhohlleiterabschnitte (15,15') vorgesehen sind.

14. Antennenspeisesystem nach einem der Ansprüche 5, 6, 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß der für das untere Frequenzband vorgesehene 3-dB-Richtungskoppler (RK2) unmittelbar an die Koaxialzugänge der Frequenzweichen (FW) angekoppelt ist.

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15. Antennenspeisesystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der für das untere Frequenzband vorgesehene 3-dB-Richtungskoppler (20) mit seiner Längsachse senkrecht zur Achse der Polarisationsweiche (PW) ausgerichtet ist und daß die KoaxialZugänge der Frequenzweichen (FW) über jeweils einem Koaxial-Hohlleiter-Obergangsstück (18,18') und ein beidseitig über die Breitseite abgeknicktes Hohlleiterverbindungsstück (19,19*) aufbausymmetrisch mit dem für das untere Frequenzband vorgesehenen 3-dB-Richtungskoppler (20) verbunden sind.

16. Antennenspeisesystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß der für das obere Frequenzband vorgesehene 3-dB-Richtungskoppler (20') mit seiner Längsachse senkrecht zur Achse der Polarisationsweiche (PW) ausgerichtet und mit zwei untereinander gleichen, kompensierten 45°- E-Knickelementen (21) verbunden ist, daß die 45°-E-Knickelemente mit untereinander gleichen kompensierten H-Knickelementen (22) verbunden sind, deren Ausgangsachsen parallel zur Längsachse der Polarisationsweiche ausgerichtet sind und daß zwischen den H-Knickelementen und den für das obere Frequenzband vorgesehenen Anschlüssen der Frequenzweichen untereinander gleiche/ schräg verlaufende weitere Hohlleiterabschnitte (24) vorgesehen sind.

17. Antennenspeisesystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den dem oberen Frequenzband zugeordneten Ausgängen beider Frequenzweichen und dem Doppelzugang des für das obere Frequenzband vorgesehenen 3-dB-Richtungskopplers zwei exakt aufbausymmetrische 45°-Verdrallstücke unterschiedlicher Verdrallungsrichtung und zwei sich daran anschließende untereinander aufbausymmetrische schräg verlaufende gerade Leitungsstücke vorgesehen sind.

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