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AntennensPeisessstemfür Doppelpolarisation
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Die Erfindung betrifft ein Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation
in Je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus
einer Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen
Anschluß und zwei Jeweils einer Polarisationsrichtung zugeordneten Richtanschlüssenfür
Jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbändern gemeinsamer Anschluß
Jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus
einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang
mit Jeweils einem, dem unteren Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß beider
Frequenzweichen verbunden ist und aus einem 3-dB-Richtungskoppler für das obere
Frequenzband, der mit Jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren
Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist.
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Ein derartiges Antennenspeisesystem ist beispielsweise aus der Druckschrift
"Proceedings of Intelsat 5 Earth-Station Technology Seminar", in münchenvom 13.
bis 1 Juni 1976, insbesondere aus der Fig. K-15 bekannt. In der Fig. 1 ist ein Blockschaltbild
eines derartigen Antennenspeisesystems £urzirkular Doppelpolarisation in zwei Frequenzbereichen
angogebon. Die prinzipielle
Auigabe einer solchen Anordnung besteht
darin, zwei Sendebänder gleicher Frequenzlage, beispielsweisevon 5,925GHz bis 6,425GHz
und mit Leistungen bis ca. 10KW in ein Sendeband mit rechtszirkulawer und in ein
weiteres Sendeband mit linkszlrkularer Wellenform smzuwandeln und somit wieder voneinander
entkoppelt in einem gemeinsamen Stammhohlleiter zu vereinigen, der außerdem zwei
gleichfrequente Empfangsbänder mit einer von den Sendebändern abgesetzten Frequenzlage,
beispielsweise von 3,7GHz bis 4,2GHz in rechts- bzw. linkszirkular polarisierter
Wellenform,also voneinander entkoppelt, fUhrt. Diese Empfangsbänder sind weiterhin
nach ihrer rechts- bzw. linkszirkularen Polarisation getrennt und in die H10-Wellenform
umgewandelt zwei Empfangshohlleitern zuzuführen.
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Diese Funktionen werden von der in Fig. 1 dargestellten Schaltung
wie folgt erfüllt. Beispielsweise wird ein 6-GHz-Band mittels eines 3-dB-Richtungskopplers
in zwei Halbwellen mit +900 bzw. -90° zeitlicher Phasendifferenz gespalten. Das
Vorzeichen der 90°-Phase hängt nur davon ab, an welchem der beiden Arme des 3-dB-Kopplers
eingespeist wird. Diese Halbwellen werden über zwei gleiche Frequenzweichen einer
Polarisationsweiche so zugeführt, daß sie an deren Ausgang räumlich aufeinander
senkrecht stehen.
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Falls die Bedingung erfUllt ist, daß beide Halbwellen ihren Weg bis
zum Polarisationsweichenausgang ohne gegenseitige Phasenverzerrung durchlaufen,
haben sie auch dort noch eine gegenseitige zeitliche Phase von +90° und stellen
somit eine reinzirkular polarisierte Welle dar.
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Aufgabe der Schaltung nach Fig. 1 ist es, mit ein- und derselben Antenne
zwei gleichfrequente Sendebänder rechta-bzw. linkszirkular - also voneinander entkoppelt
- abzustrahlen, und zwei von dieser Antenne in einem anderen Frequenzband empfangene
rechts-bzw. linkszirkulare Wellen Je nach ihrem Polarisationsdrehsinn getrennten
Eipfangsverstärkern zuzufUhren.
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Die bei der Realisierung des in Fig. 1 angegebenen Konzeptes auftretenden
Schwierigkeiten liegen hauptsächlich darin, die Jeweils für ein Frequenzband vorgesehenen
beiden Durchgangswege der Gesamtanordnung aufbausymmetrisch oder wenigstens phasensymmetrisch
auszubilden. Außerdem sollen für die vier Durchgangswege der Schaltung gemäß Fig.
1 möglichst gute Ubertragungseigenschaften hinsichtlich der Dämpfung, Reflexion
und Entkopplung angestrebt werden.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, für ein Antennenspeisesystem
der eingangs genannten Art eine apparative Realisierung anzugeben,.die sich einerseits
durch Kompaktheit des mechanischen Aufbaus und andererseits durch gute Ubertragungseigenschaften
und Phasensymmetrie für alle Durchgangswege Jeweils gleicher Frequenz auszeichnet.
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Ausgehend von einem Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation in
Je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einer
Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen
Anschluß und zwei Jeweils einer Polarisationsrichtung zugeordneten RichtanschlUssen
für Jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbandern gemeinsamer Anschluß
Jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus
einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang
mit Jeweils einem, dem unteren Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß beider
Frequenzweichen verbunden ist und aus einem 3-dB-Rlchtungskoppler für das obere
Frequenzband, der mit Jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren
Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung
dadurch gelöst, daß die Polarisationsweiche hinsichtlich ihrer Durchgangswege phasensymmetrisch
aufgebaut ist, daß die Aichtanschlüsse der Polarisationsweiche unmittelbar bzw.
über zwei exakt aufbausymmetrische 450-Verdrallätücke unterschiedlicher Verdrallungsrichtung
mit den Frequenzweichen verbunden sind,
und daß die Verbindungsleitungen
zwischen den Frequenzweichen und den 3-dB-Richtkopplern fUr Jeweils zwei in dualen
Polarisationsrichtungen vorliegende Frequenzbänder des gleichen Frequenzbereiches
als phasensymmetrische Leitungspaare mit paarweise bereinstimmenden Verbindungselementen
am Jeweils gleichen Leitungsort auigebaut sind.
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Nachstehend wird die Eriindung anhand der in der Zeichnung dargestellten
Ausfuhrungabeispiele noch näher erläutert.
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Es zeigen Fig. 1 ein bereits erläutertes Blockschaltbild eines Antennenspeisesystems
für zirkular Doppelpolarisation in zwei Frequen:bereichen Fig. 2 den erfindungsgemäßen
Aufbau eines Antennenspeisesystems gemäß Fig. 1 Fig. 3 ein weiteres Antennenspeisesystem
gemäß der Erfindung.
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Zur Veranschaulichung des Aufbaues des Ausführungsbeispieles gemäß
Fig. 2 soll zuerst die im linken Teil dieser Figur dargestellte Breitband-Polarisationsweiche
PW betrachtet werden. Eine solche, aus einem älteren Vorschlag bereits angegebene
phasensymmetrische Polarisationsweiche enthält einen in der Längsachse der Anordnung
liegenden ersten Arm 1, der beim AusSUhrungsbeispiel zylindrisch ausgeführt ist
und zum Anschluß eines weiterführenden Hohlleiters runden oder quadratischen Querschnittes
vorgesehen ist, so wie aus vier gleichartig ausgebildeten Teilarmen 2 bis 5, die
um Jeweils 900 gegeneinander gedreht angeordnet sind und unter Jeweils gleichem
Winkel gegenUber der Längsachse der Anordnung in entgegengesetzter Richtung zum
ersten Arm verlaufen. Im Ausfnhrungsbeispiel weisen diese Teilarme der Doppelverzweigung
Jeweils einenrechteckigen Querschnitt auf,
und es sind die Jeweils
gegenüberliegenden Rechteckhohlleiterpaare völlig symmetrisch aufgebaut. Jeweils
zwei einander gegenüberliegende Teilarme der Doppelverzweigung sind bei dieser Polarisationsweiche
paarweise über nachstehend noch näher erlauterte Weichenarmabschnitte mit den Teilarmen
6 bis 9 Jeweils einer Serienverzweigung SV verbunden. Eine solche Serienverzweigung
SV besteht aus zwei ursprünglich an ihren Breitseiten aufeinanderliegenden Rechteckhohlleitern,
die an der Stelle, an der das Trennblech beginnt, symmetrisch auseinandergeknickt
sind.
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Die vier Teilarme der Polarisationsweiche sind paarweise, d.h.
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die Jeweils gegenüberliegenden Teilarme über als E-Versatzstücke 10,11
ausgebildete Weichenarmabschnitte einerseits und als H-Versatzstücke 12,13 ausgebildete
weitere Weichenarmabschnitte andererseits mit den Teilarmen 6 bis 9 der Serienverzweigungen
verbunden. Die in der Fig. 2 übereinander dargestellten E-Versatzstücke 10,11 bestehen
aus Jeweils einem beidseitig mit einem Hohileiterkümmerversehenen Rechteckhohlleiterstück,
das durch die Hohlleiterkümmer beidseitig in entgegengesetzten Richtungen über die
Breitseite geknickt ist. Beide E-Versatzstücke verlaufen annähernd zueinander parallel
und sind gemeinsam schräg zur Längsachse der Anordnung ausgerichtet, so daß ihre
den Teilarmen der Serienverzweigungen zugewandten Endquerschnitte sich nicht mehr
symmetrisch zur Längsachse der Anordnung befinden, sondern um einen bestimmten Abstand
gegenüber der Längsachse versetzt sind. Die im anderen Durchgangsweg der Polarisationsweiche
vorgesehenen Weichenarmabschnitte sind als H-Versatzstcke 12,13 ausgebildet und
bestehen aus Jeweils einem beidseitig mit einem Hohlleiterkrümmerversehenen Rechteckhohlleiterstück,
das durch die Hohileiterkümmer beidseitig in entgegengesetzten Richtungen Uber die
S.^nmalseite geknickt ist. Es sind nun die beiden Ubereinanderlieynden rechærkigenZugangsquerschnitte
der Doppelverzwdgung so weit nach oben versetzt, und die Querschnitte des horizontalen
Hohlleiterpaares so weit nach unten versetzt, daß die versetzten Querschnitte paarweise
mit zwei gleichen, sich gegenseitig nicht durchdringenden Serienverzweigungen
zusammengefaßt
werden können. Bei der vorstehend beschriebenen Polarisationsweiche sind beide Durchgangswege
phasensymmetrisch ausgeftihrt, so daß sich für sie ein breitbandiger Phasengleichlauf
ergibt. Weiterhin sind die zwischen den Serienverzweigungen SV und den Rechteckhohlleiterzugängen
vorgesehenen Flanschflächen in der gleichen Ebene gelegen. Eine solche Polarisationsweiche
mit zwei Rechteckhohlleiterzugängen mit parallelen Achsen und in einer Ebene liegenden
Anschlußilanschflächen hat für eine 4/6-GHz-Ausftlhrung eine Baulänge von ca. 155mm.
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Beim erfindungsgemäßen Aufbau ist, wie aus Fig. 2 ersichtlich, an
die beiden Weichenflansche SV ohne Jegliche Verbindungsleitung Jeweils eine ebenfalls
in einem älteren Vorschlag angegebene 4/6-GHz-Frequenzweiche Fw angeschlossen. Eine
solche Frequenzweiche FW besteht aus zwei Hohlleiterabschnitten 14,15 unterschiedlichen
Querschnitts und es erfolgt die Auskopplung des unteren Fre-.
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enzbandes über den verlängerten Innenleiter einer Radialkreissperre
16, an dem für beide Frequenzbänder gemeinsamen Hohlleiterabschnitt bzw. wie es
in der Fig. 2 dargestellt ist, für hohe Durchgangsleistung an einem mit den gemeinsamen
Hohlleiterabschnitt 14 gekoppelten dritten Hohlleiter 17. Diese Frequenzweia che
FW hat in der 4/6-GHz-AusfUhrung eine Baulänge von ca. 75mm und ist mit ihrem geraden
6-GHz-Durchgang und mit ihrer über den seitlichen 4-GHz-Resonatot 17 angekoppelten
6-GHz-Radialkreissperre 16 im Hinblick auf eine direkte Anschlußmglichkeit an die
folgenden, parallel zur Hauptachse der Anordnung ausgerichteten Hohlleiterpaare
des 6- bzw. des 4-GRz-3-dB-Richtungskopplers RK? bzw. RK2 konzipiert.
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Eine solche vorstehend betrachtete Verbindung einer phasensymmetrischen
Polarisationsweiche mit zwei untereinander gleichen Frequenzweichen stellt eine
phasensymmetrische Systemweiche beispielsweise für Richtfunk im 4- und 6-GHz-Frequenzbereich
dar, wobei in diesen beiden Bereichen der Betrieb ein- und derselben Antenne mit
Jeweils zwei voneinander entkoppelten linearen Polarisationen
möglich
ist. Im Hinblick auf eine Anwendung im Satellitenfunk kann eine solche Anordnung
für sich auch als Antennenspeisesystem für lineare Doppelpolarisation in einem Sende-
und einem Empfangs frequenzbereich bezeichnet werden.
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Gemäß dem Prinzipschaltbild nach Fig. 1 kann nun eine solche phasensymmetrische
Systemweiche mit Je einem im Sendeband und im Empfangsband optimierten 3-dB-Koppler
zu einem Antennenspeisesystem für zirkulare Doppelpolarisation in diesen beiden
Frequenzbereichen erweitert werden.
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Eine wesentliche Forderung hierfür ist es, von den beiden koaxialen
4-GHz-Zugängen der Frequenzweiche FW und von ihren rechteckigen 6-GHz-Zugängen möglichst
kurze Verbindungen zu den 4-bzw. 6-GHz-3-dB-Kopplern RK2 bzw. RK1 herzustellen.
Diese Verbindungsleitungen müssen außerdem zur Vermeidung von Phasenverzerrungen
in den beiden 4- bzw. 6-GHz-Zweigleitungen unbedingt phasensymmetrisch, d.h. elektrisch
untereinander bei allen Betriebsfrequenzen gleichlang sein. Eine solche phasensymmetrische
Doppelverbindung kann durch aufbausymmetrische Gestaltung der Leitungspaare erzielt
werden, und es ist.hierzu der eine Leitungszweig möglichst mit den gleichen Verbindungselementen
aufzubauen, wie der andere, und diese Elemente sind an Jeweils gleichen Stellen
des Leitungszuges einzusetzen. Beim AusfUhrungsbeispiel nach Fig. 2 wird eine aufbausymmetrische
Verbindung zwischen den beiden 4-GHz-Koaxialzugängen der Frequenzweichen und dem
Hohlleiterpaar des 4-GHz-3-dB-Kopplers mit zwei untereinander identischen KoaxialhohlleiterUbergängen
dann erreicht, wenn die Hohlleiterquerschnitte des 4-GHz-3-dB-Kopplers wie aus der
Fig. 2 ersichtlich, Lrförmig angeordnet werden, d.h.
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wenn der 3-dB-Richtungskoppler RK2 als hinsichtlich der Querschnittsflächen
in GForm angeordnetes, parallel zur Längsachse der Gesamtanordnung ausgerichtetes
Recheckhohlleiterpaar ausgebildet ist, derart, daß die Schmalseite des einen Hohlleiters
auf die Breitseite des anderen Hohlleiters aufgesetzt ist, oder
mit
einem Teil dieser Breitseite eine gemeinsame Wandung aufweist. Durch Koppelöffnungen
Kin dieser gemeinsamen Wand werden dann die magnetischen Längsfelder beider Hohlleiter
miteinander verkoppelt.
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Ein entsprechender, parallel zur Längsachse der Anordnung ausgerichteter
weiterer Koppler, wie er in Fig. 2 unten für den 4-GHz-Bereich dargestellt ist,
ist auch an die rechteckigen 6-GHz-Zugänge der Frequenzweichen angeschlossen. Da
die Querschnitte SV dieser beiden Zugänge zu den Frequenzweichen in der gleichen
Ebene liegen und auch aufeinander senkrecht stehen, aber einen gewissen Abstand
voneinander haben, der durch den Aufbau der Polarisationsweiche topologisch zwangsläufig
gegeben ist, und der auch tUr den aufbausymmetrischen uebergangauf den 4-GHz-3-dB-Roppler
RK2 vortsilhaft ist, wird zur Verbindung mit dem 6-GHz-3-dB-Koppler Rß1 wie aus
der Fig. 2 ersichtlich, Jeweils ein schräger, maximal AH langer Hohlleiterabschnitt
15,15' verwendet.
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Die Knickwinkel dieser 6-CHz-Doppelverbindung an den Mündungsstellen,
an denen in beide oder mindestens in einem Fall über die schmale und die breite
Hohlleiterseite zugleich geknickt ist, können hierbei ausreichend klein gehalten
werden, so daß ein phasensymmetrischer Doppelubergang von den Frequenzweichen zum
6-GHz-3-dB-Kopplor RK1 leicht realisierbar ist, insbesondere deshalb, weil der E-Hohlleiterknick
und der H-Hohlleiterknick bei gleichem Knickwinkel einen nahezu gleichen Phasengang
haben.
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Bei dem wL,Kopplor" gemäß Fig. 2 erfolgt die Kopplung analog zu dem
beispielsweise in dem Taschenbuch der Hochfrequenztechnik von Meinke, Gundlach,
2. Auflage auf Seite 433 angegebenen Koppler, bei dem die Rechteckhchlleiterquerschnitte
T-förmig angeordnet sind, über die magnetische Längskomponente Hz, wobei der Koppler
den Vorzug hat, daß die Koppelöffnungen K gemEß der Darstellung nach Fig. 2 in beiden
Hohlleiternim Bereich
maximaler Hz-Komponenten, nämlich an der
Jeweils schmalen Hohlleiterseite des einen und damit gleichzeitig im Randbereich
der breiten Hohlleiterseite des anderen Hohlleiters liegen. Dadurch ergibt sich
der Vorteil, daß beim L-Koppler für eine bestimmte Koppeldämpfung eine geringere
Anzahl von Koppelöffnungen ausreichen, so daß der Koppler eine geringere Baulänge
als ein entsprechender T-Koppler aufweist.
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Zur Erzielung einer noch stärkeren Kopplung pro Längeneinheit ist
die in der Fig. 2 gezeigte Maßnahme der Verwendung von zwei oder mehreren unmittelbar
nebeneinander angeordneten Lochreihen geeignet. Damit sich hierbei die Koppelöffnungen
nicht zu weit von der Stelle der maximalen Koppelfeldstärken an der schmalen Hohlleiterbreitseite
entfernen, sind im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 keine ansonsten üblichen runden
Koppellöcher, sondern Langlöcher vorgesehen, die in zwei Reihen unmittelbar nebeneinander
in Längsrichtung um etwa eine halbe Lochlänge gegeneinander versetzt sind. Vorteilhaft
ist hierbei auch, daß die Koppelstärke eines Langloches der Länge L derjenigen eines
runden Koppelloches vom Durchmesser D=L gleichzusetzen ist. Da im AusfUhrungsbeispiel
gemäß Fig. 2 beide Lochreihen sehr nahe an der schmalen Hohlleiterseite mit maximalem
Hz liegen, daß im übrigen cosinusförmig über die Hohlleiterbreitseite verteilt ist,
tragen beide Lochreihen annähernd gleich stark zur Kopplung bei.
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Zu beachten ist, daß zur Erzielung einer hohen Richtungsdämpfung der
Lochabstand in einer Lochreihe etwa "H/4 betragen muß.
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Zur Dimensionierung der Koppelöffnungen beim L- wie such beim T-Koppler
ist zu beachten, daß die Kopplung nur über die Hz Komponente zu beiden Seiten der
Kor löffnung erfolgt, und daß wegen des Absinkens der H,-Kompone;a mit wachsender
Frequenz bei konstanter Leistung um den Faktor
auch die Stärke der Kopplung mit wachsender Frequenz abnimmt.
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Es kann also mit wachsender Frequenz eine ansteigende Koppeldämpfung
gemessen werden, solange die Durchmesser der Koppelöffnungen kleiner als etwa AH/6
sind. Dagegen zeigt eine Messung, daß schon bei Lochlängen zwischen heu/6 und AH/4
im oberen Frequenzbereich die Koppelstärke wieder zunimmt und die Koppeldãmpfung
entsprechend abfällt. Dies kann dadurch erklärt werden, daß sich die A/2-Resonanzrrequenz
eines Koppelloches bei länger werdendem Loch von oben her an den Betriebsfrequenzbereich
annähert und damit einhergehend die untere Flanke die ser A/2-Re-«onanz im oberen
Teil des Betriebsfrequenzbereiches einen mit steigender Frequenz zunehmenden Abfall
der Koppeldämpfung bewirkt. Da andererseits im unteren Teil des Frequenzbereiches
der durch den dortigen H,-Anstieg hervorgerufene Abfall der Koppeldämpfung erhalten
bleibt, ergibt sich im mittleren Frequenzbereich ein Maximum der Koppeldämpfung.
Hier ist die gemessene Koppeldampfung in einem breiten Teilfrequenzbereich nahezu
konstant. Aus diesem Grunde ist also ein T-Koppler und somit auch der mit diesem
verwandte Koppler einem Ublichen Breitwandkoppler mindestens gleichwertig. Als besonderer
,Vorteil des L-Kopplers erweist sich die wegen der im cosinusförmigen Hz-Maximum
vorgenommenen Kopplung besonders unkritische Bemessung des Lochabstandes von der
Vand und der dadurch gegebene größere Herstellungstoleranzbereich.
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Bei dem in der Fig. 2 angegebenen.Aufbau, bei dem die Bauelemente
in achsialer Richtung mit sehr kurzen Verbindungsleitungen aneinandergereiht sind,
ergibt sich für eine 4/6-GHz-Ausführung bei einer Baulänge der Polarisationsweiche
von 155mm eine gesamte Baulänge von nur ca. 580mm und außerdem eine besonders geringe
Ausdehnung in radialer Richtung.
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Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 zeigt bei mit der Fig. 2 übereinstimmender
Funktionsweise eine weitere Ausbildung des erfindungsgemäßen Antennenspeisesysteas,
von unten betrachtet.
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Bei senkrechter Längsachse der Anordnung ist im oberen Teil der Figur
die gleiche Systemweiche wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 als Kombination
einer phasensymmetrischen Polarisationsweiche PW mit zwei gleichen Frequenzweichen
FW angegeben. Ein elektrisch bedeutungslos er Unterschied besteht lediglich darin,
daß beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 die vordere Radialkreissperre 16 nicht
wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 direkt der anderen Radialkreissperre 16'
zugewandt ist, deren Achse in horizontaler Richtung von links nach rechts weist,
sondern gegenüber dem Ausftihrungsbeispiel nach Fig. 2 auf der entgegengesetzten
Breitseite des Frequenzweichenresonators 17' angebracht ist. Die beiden 4-GHz-Koaxialzugänge
der Frequenzweichen münden beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 direkt in zwei miteinander
identische Koaxial-Hohlleiterübergänge. Der von links nach rechts verlaufende Hohlleiterabschnitt
des vorderen Koaxial-Hohlleiterübergangs ist gerade so lang, daß er zunächst im
Schnittpunkt seiner Längsachse mit der Achse des schräg nach vorn verlaufenden,
entsprechenden zweiten Hohlleiterabschnittes 18' endet.
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Dieser zweite Hohlleiterabschnitt 18' hat dann die gleiche Länge wie
der entsprechende vordere Hohlleiterabschnitt 18. Darauf anschließend ist der vordere
Hohlleiterabschnitt 18 mit einem abgeflachten E-Knick um einen leicht kompensierbaren
Knickwinkel beispielsweise von 450 über seine Breitseite nach hinten abgeknickt,
während der entsprechende nach vorn verlaufende entspreandere Hohlleiterabschnitt
18' mit dem gleichen E-Knick nach rechts abgewinkelt ist. Trotz der unterschiedlichen
Knickrichtung beider B-Knicke in den beiden Leitungszweigen, sind diese untereinander
exakt aufbausymmetrisch. Es ist lediglich darauf zu achten, daß die E11-Störfelder
der Sondenkopplung und des benachbarten E-Knickes durch eine aperiodisch dämpfende
Zwischenleitung ausreichend voneinander entkoppelt sind.
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Um beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 zu vermeiden, daß die vordere
Radialkreissperre 16 von dem nach rückwärts geknickten Hohlleiter 19 durchdrungen
wird, ist es erforderlich, diese Radialkreissperre
um einen gewissen
Koaxialleitungsabschnitt zu verlängern, der beispielsweise auch als Steckverbindung
genutzt werden kann. Eine weitere Maßnahme zur Vemeidung einer solchen Durchdringung
besteht darin, daß die vordere Radialkreissperre 4o nicht genau im Zentrum der Hohlleiterbreitseite
des Frequenzweichenresonators aufgesetzt, sondern etwas nach links verschoben ist.
Um eine vollständige Symmetrie zu wahren, ist die andere Radialkreissperre 16' dann
um den gleichen geringen Betrag nach vorne zu verschieben.
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Im folgenden laufen die beiden LeitungszUge 19 und 19' nunmehr räumlich
symmetrisch unter dem doppelten Winkel des einzelnen B-Knickes - beim Ausführungsbeispiel
nach Fig. 3 unter 900 -schräg nach vorn bzw. schräg nach hinten aufeinander zu,
bIs sich die innenliegenden Hohlleiterbreitseiten auf der Winkelhalbierenden zwischen
beiden Leitungen treffen. Mit zwei wiederum durch leichte Abflachung kompensierten
E-Knicken von untereinander entgegengesetzter Knickrichtung über die Hohlleiterbreitseiten
sind die beiden 4-GHz-Verbindungen 19,19' in den Doppelhohlleiter eines 4-GHz-Breltwandkopplers
20 übergeführt, welcher durch ein mit ihren Breitseiten aufeinanderliegender Rechteckhohlleiterpaar
ausgebildet ist, dessen Längsachse rechtwinklig zur Achse der Gesamtanordnung ausgerichtet
ist. Die Länge der gabelförmig ausgebildeten, vollständig aufbausymmetrischen Hohlleiterdoppelverbindung
beträgt beim Ausführungsbeispiel zwischen den Radialkreissperren und dem 3-dB-Roppler
ca. eine Hohlleiterwellenlänge ÄH.
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Die zweite Doppelverbindung des Aufbaus nach Fig. 3 von den >6-GHz-Zugängender
Frequenzweichen zu einem 6-GHz-3-dB-Koppler 20' ist wie folgt ausgeführt. An den
Doppelhohlleiter des übereinstimmend wie der 4-GHz-Breitwandkoppler 20 ausgebauten
und gleichfalls mit seiner Längsachse senkrecht zur Hauptachse der Anordnung ausgerichteten
6-GHz-Breitwandkoppiers 20' sind zwei untereinander gleiche, kompensierte 450-E-Knicke
21 - also
über die Breitseiten der Einzelhohlleiter geknickte Hohlleiterabschnitte
- angeschlossen. Darauf folgen für beide Arme zwei untereinander identische, kompensierte
über die Hohlleiterschmalseiten ausgeführte 900-H-Knicke 22, deren Ausgangsachsen
senkrecht nach oben ausgerichtet sind. Ihre Ausgangsquerschnitte liegen somit in
einer waagrechten Ebene senkrecht aufeinander und haben zu der mit der Koppelachse
parallelen Winkelhalbierenden eine symmetrische Lage. Diese stimmt Jedoch noch nicht
überein mit der Lage der 6-GHz-Zugänge 23 der Frequenzweichen, die infolge des vorstehend
angegebenen Aufbaus der Polarisationsweiche zueinander T-förmig angeordnet sind.
Die zur OberbrUckung notwendige Parallelverschiebung der Querschnitte ist beim AusfUhrungsbeispiel
mit Jeweils einem räumlich schräg verlaufenden Hohlleiterabschnitt 24 erzielt. Diese
schrägen Hohlleiterabschnitte sind untereinander gleich lang und können unmittelbar
nach der Frequenzweiche als phasen- und reflexionskompensierte E-H-Doppelknicke
beginnen. Bei dem obenstehend angegebenen Aufbau weist die gesamte 6-GHz-Doppelleitung
von den Frequenzweichen zum 3-dB-Koppler etwa die Länge einer Hohlleiterwellenlänge
AH auf.
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Die Kopplung der beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 angegebenen
Breitwandkoppler erfolgt über zwei parallel den Rändern der gemeinsamen Wandung
verlaufende Lochreihen mit runden Einzelöffnungen 25.
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Die Anordnung nach Fig. 3 zeichnet sich durch eine besonders geringe
Baulänge von etwa 330mm bei der 4/6-GHz-Ausführung aus.
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Dagegen ergibt sich in radialer Richtung eine Ausdehnung von etwa
660mm in der Waagrechten. Diese radiale Ausdehnung kann in vorteilhafter Weise im
Hinblick auf die Versorgung von zwei Sendergestellen und zwei Empfangsverstärkern
eine Verteilerfunktion erfüllen, die zur Einsparung weiterer Verbindungshohlleiter
vielfach erforderlich ist.
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In einer Weiterbildung der Erfindung ist daran gedacht, auf der 4-GHz-Seite
anstelle des im Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 dargestellten Hohlleiterkopplers
einen koaxialen 3-dB-Koppler zu verwenden, und die aufbausymmetrische Verbindung
zu den koaxialen 4-GHz-Zugängen der Radialkreissperren mit koaxialen Leitungselementen
herzustellen.
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Eine wesentliche Reduzierung der entsprechenden Baulängen wird durch
den Einsatz von Kurzschlitzkopplern (Einlochkopplern) in beiden Frequenzbereichen
erreicht.
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Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind an die 6-GHz-Frequenzweichenzugänge
Jeweils ein 450-Verdrallstück angeschlossen.
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Beide Verdrallstücke sollen dann mit Ausnahme des untereinander entgegengesetzten
Drehsinnes gleich aufgebaut sein. Es liegen dann hinter den Verdrallstücken beide
Hohlleiterquerschnitte zueinander parallel und sind um einen gewissen Abstand seitlich
gegeneinander versetzt. Bin auf den Breitwandkoppler passender Doppelhohlleiter
enthält hierbei zwei doppelt geknickte, räumlich schräg verlaufende Hohlleiterabschnitte,
die bis auf die Knickrichtungen untereinander gleich und daher aufbausymmetrisch
sind. Wird der 6-GHz-Roppler hier angeschlossen, dann hängt er bei der in Fig. 3
gezeigten Lage der restlichen Anordnung senkrecht nach unten. Die Länge dieser Doppelleitung
beträgt erwa Aus seiner senkrechten Lage kann der 6-GHz-Koppler mit einem H-Doppelknick
auch in die waagrechte Ebene geschwenkt werden.
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Mie Länge einer solchen abgeknickten Doppelleitung beträgt etwa tt5exH.
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Zu beachten ist, daß durch Vertauschen der beiden 450-Verdrallstücke
die Zugänge für die rechte und linke Zirkularpolarisation am 6-GHz-3-dB-Koppler
vertauscht werden können, wobei sich der Koppler bei senkrechter Lage 900 um seine
Längsachse dreht und bei waagrechter Lage um 900 in der waagrechten Ebene geschwenkt
wird.
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Bei einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Aufbaus ist
daran gedacht, den 4-GHz-Teil der Anordnung nach Fig. 3, in dem der Hohlleiterkoppler
durch einen Koaxialkoppler ersetzbar ist; mit dem 6-GHz-Teil der Ausführung gemäß
Fig. 2 zu kombinieren.
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17 Patentansprüche 3 Figuren