EP0059927A1 - Mikrowellen-Empfangseinrichtung - Google Patents

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EP0059927A1
EP0059927A1 EP82101608A EP82101608A EP0059927A1 EP 0059927 A1 EP0059927 A1 EP 0059927A1 EP 82101608 A EP82101608 A EP 82101608A EP 82101608 A EP82101608 A EP 82101608A EP 0059927 A1 EP0059927 A1 EP 0059927A1
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EP
European Patent Office
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waveguide
receiving device
polarization
feed waveguide
dielectric
Prior art date
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Granted
Application number
EP82101608A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0059927B1 (de
Inventor
Günther Dr.-Ing. Mörz
Wilhelm Dipl.-Ing. Milcz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bosch Telecom GmbH
Original Assignee
ANT Nachrichtentechnik GmbH
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Publication date
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Application filed by ANT Nachrichtentechnik GmbH filed Critical ANT Nachrichtentechnik GmbH
Priority to AT82101608T priority Critical patent/ATE15960T1/de
Publication of EP0059927A1 publication Critical patent/EP0059927A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0059927B1 publication Critical patent/EP0059927B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H01Q13/0208—Corrugated horns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/165—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation
    • H01P1/17—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation
    • H01P1/172—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation using a dielectric element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/10—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces
    • H01Q19/18—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces having two or more spaced reflecting surfaces
    • H01Q19/19—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces having two or more spaced reflecting surfaces comprising one main concave reflecting surface associated with an auxiliary reflecting surface
    • H01Q19/193—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces having two or more spaced reflecting surfaces comprising one main concave reflecting surface associated with an auxiliary reflecting surface with feed supported subreflector

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device for left-handed and right-handed circularly polarized microwave signals, consisting of a receiving antenna with a feed system, a polarization converter, a polarization switch and a circuit for converting the microwave signals of both polarization directions from the radio frequency to the intermediate frequency level.
  • Conventional microwave receivers generally have such a structure.
  • the antenna is followed by the polarization converter and the polarization switch, both using waveguide technology.
  • a reception train with a converter is connected to each of the two arms of the polarization switch assigned to the different polarization directions.
  • a bandpass filter connected as a waveguide and a low-noise preamplifier are connected upstream of the converter.
  • a mirror selection filter and an intermediate frequency follow the converter amplifier. Are preamplifiers, converters, mirror selection filters and. Intermediate frequency amplifier designed as an integrated microwave circuit, so transitions from the waveguide bandpass filters to microstrip lines are required.
  • Such a conventional microwave receiver is not suitable for use as a TV satellite home reception system, which is to be dealt with in particular here.
  • the conventional receiving device described above has a construction which is much too complex and therefore too expensive. In addition, it is not designed so that it has the smallest possible spatial dimensions.
  • a part of the feed waveguide belonging to the feed system of the receiving antenna is designed as a bandpass filter acting for both polarization directions, that a microstrip substrate carrying the converter circuit is connected to the outlet of the feed waveguide, on which means projecting into the feed waveguide for coupling Waveguide waves of both polarization directions are arranged, and that either the polarization converter is integrated directly in the feed waveguide, or the polarization conversion takes place with the coupling of the waveguide waves to the microstrip circuit.
  • the polarization separation results in a highly integrated receiving device.
  • the conventional receiving device mentioned at the beginning uses separate components for the polarization conversion, the polarization separation and the waveguide-microstrip line transitions, which leads to a large overall length.
  • FIG. 1 shows the basic structure of a TV satellite home reception system.
  • the receiving device with two receiving trains allows the simultaneous reception of, for example, TV programs which are assigned to both the right-handed and the left-handed circular polarization.
  • the circuit part which begins with the antenna and extends to terminals 1 and 2, to which the receiving trains and the receiving train are connected, will now be described in detail below.
  • the receiving trains are not discussed in detail here since they are in accordance with the prior art can be built.
  • FIG. 3a shows a perspective view of the feed waveguide H for the receiving antenna constructed according to the Cassegrain principle.
  • the feed waveguide ends with a funnel-like exciter horn E, in which a dielectric, conical insert D is inserted.
  • a dielectric, conical insert D is inserted.
  • the end face of this insert is metallized and thus acts as a subreflector SR.
  • the dielectric insert D is provided with two cylindrical X / 4 transformers T1 and T2 which protrude into the feed waveguide H for impedance matching.
  • the transformation element T1 has a reduced cross section compared to the transformation element T2.
  • a transformation element can be used that tapers continuously towards the inside of the waveguide.
  • the two transformation elements T1 and T2 simultaneously fulfill the function of a polarization converter, which converts the received right-handed or left-handed circularly polarized waves into horizontally or vertically linearly polarized waves.
  • a polarization converter which converts the received right-handed or left-handed circularly polarized waves into horizontally or vertically linearly polarized waves.
  • the cylindrical transformation members have two opposite flats A1 and A1 'or A2 and A2' running along the cylinder axis. The flats are arranged so that their normals enclose an angle of 45 ° with the horizontal axis (x-axis) or the vertical axis (y-axis) of the feed waveguide.
  • the dimensions of the flattenings can influence the intrinsic ellipticity of the polarization converter, whose course plotted against the frequency should be as flat as possible.
  • the dielectric fill level of the waveguide at the location of the transformation elements must be selected so that an optimal distance between the operating frequency and the cutoff frequency of the Waveguide arises. If the distance were too small or too large, the course of the intrinsic ellipticity would become significantly slanted and the polarization decoupling would deteriorate considerably.
  • the transformation elements T1 and T2 can also be provided with thickenings and / or recesses, not shown in FIGS. 3a and 3b, in order to reduce self-reflections.
  • the part of the feed waveguide into which the transformation elements of the dielectric insert protrude is dimensioned in such a way that it has the properties of a high-pass filter.
  • this high-pass waveguide piece HP has a cut-off frequency, which ensures a sufficiently high blocking attenuation for the oscillator signal (e.g. 10.8 GHz).
  • the distance between the cut-off frequency (e.g. 11.0 GHz) and the useful signal frequencies must not be too small, otherwise the attenuation would be too high for the useful signals and the electrical parameters, such as cross-polarization decoupling, would be too strong from the mechanical tolerances of the waveguide become dependent.
  • the high-pass waveguide piece HP is followed by a further part of the feed waveguide, which is designed as a bandpass filter BP.
  • a bandpass filter BP This is, for example, a three-circuit bandpass filter which has identical transmission properties in the horizontal (x) and vertical (y) direction of oscillation.
  • the four diaphragms B1 to B4, which divide the waveguide into three resonators R1, R2 and R3, have circular coupling openings.
  • the first diaphragm B1 or the other diaphragms B2, B3, B4 can be provided with a cross-shaped coupling opening.
  • the feed waveguide H is terminated with a substrate MS which carries the microstrip circuit of the receiving train (s); namely, the feed waveguide is perpendicular to the ground surface of the substrate soldered to it.
  • a substrate MS which carries the microstrip circuit of the receiving train (s); namely, the feed waveguide is perpendicular to the ground surface of the substrate soldered to it.
  • four coupling pins K1 to K4 are arranged on the substrate MS, which protrude into the feed waveguide. Two of these coupling pins are arranged on the horizontal axis (x-axis) and the other two on the vertical axis (y-axis) of the waveguide.
  • the coupling pins projecting into the waveguide in the axial direction each have an end S1, S2, S3 or S4 that is angled radially to the direction of wave propagation.
  • each coupling pin also has an extension BL1, BL2, BL3 or BL4, which acts as a dummy line and points in the axial direction into the interior of the feed waveguide.
  • extension BL1, BL2, BL3 or BL4 acts as a dummy line and points in the axial direction into the interior of the feed waveguide.
  • the length of the three-circuit bandpass filter shown in Fig. 3a can be further shortened in that the fourth aperture B4 is omitted, and the resonator R3 is limited on the one hand by the aperture B3 and on the other hand by the ground surface of the substrate MS, whereby the waveguide space for the wave coupling at the same time takes over the function of the third resonator R3.
  • P1, P2, P3 and p 4 denote the base points of the coupling pins K1, K2, K3 and K4 projecting through the substrate.
  • the signals on the two each Because on one axis - the vertical or horizontal - lying base points P1 and P2 or P3 and P4 have a phase difference of 180 ° to each other. This phase difference must be corrected again when the signals at the base points are combined. In the present exemplary embodiment, this is done, as indicated in FIG. 4, by means of different line lengths of the microstrip lines L1, L2, L3 and L4 starting from the base points. However, the phase correction can also be carried out, for example, in a known manner using 180 ° ring hybrids.
  • the branch conductors SL1, SL2, SL3 and SL4 branching off from the microstrip lines are used to compensate for mismatches.
  • the total energy from the horizontally polarized field becomes one input and the total energy from the vertically polarized field becomes fed another input of a 90 ° ring hybrid.
  • the information from the right-handed circularly polarized and the left-handed circularly polarized receive signal are then present separately, provided that no separate polarization converter is provided in the feed waveguide. If this is available, the 90 ° hybrid can be dispensed with and the oppositely polarized received signals are available after the conductors L1, L2 and L3, L4 have been brought together in phase.
  • a base point on the horizontal axis with a base point on the vertical axis (eg 1 with 3 and 2 with 4) via microstrip lines.
  • a phase difference of 90 ° between the line shafts must be compensated for, which can be done using a 90 ° ring hybrid or 3dB Coupler can happen.
  • a 180 ° ring hybrid generates unique information from the clockwise or counterclockwise circularly polarized received signal from the energy parts combined in this way. This again applies in the event that no separate polarization converter is present in the feed waveguide.
  • an input of the 90 ° ring hybrid RH or 3dB coupler is preceded by a 180 ° phase switch PS (see FIG. 4) .
  • PS 180 ° phase switch
  • it enables either the information from the clockwise circularly polarized input signal or the information from the counterclockwise circularly polarized input signal to be present at an output of the ring hybrid.
  • the second superfluous exit of the ring hybrid can be closed with an absorber.
  • the 180 ° phase changeover switch PS has, for example, the shape of a pre-magnetized ferrite body which is either arranged above the microstrip line leading to the ring hybrid or is attached to a location on the back of the substrate which is etched free from the ground line. With the exception of the separating surface from the substrate, the ferrite body can be metallized, which enables simple soldering onto the substrate. The magnetization of the ferrite body can be switched over by means of a magnetization coil through which a current pulse flows, with one or more turns.
  • the 180 ° phase switch can also be implemented using a switching circulator or a 3dB directional coupler with PIN diodes.
  • FIG. 5 shows another form of the exciter with which the cross-polarization properties of the antenna can be improved.
  • the exciter E shown in FIG. 3a in the form of a smooth-walled funnel is replaced here by a groove exciter (corrugated horn), the advantageous properties of which are exploited with respect to cross-polarization that should; namely, the groove exciter is integrated in the dielectric insert D, the end face of which, as described above, is designed as a sub-reflector SR.
  • the groove structure R is applied to the initial area of the dielectric insert D protruding from the high-pass waveguide piece HP. This groove structure can be produced in a rational manner together with the dielectric insert in the injection molding process.
  • the groove structure R perpendicular to the axis of the insert D and, moreover, to make the grooves trapezoidal so that the workpiece can be separated more easily from the injection mold.
  • the area provided with the groove structure R and a part TM of the dielectric insert which is inserted in the high-pass waveguide piece HP is coated with a metal layer which is identified in FIG. 5 by a puncturing.
  • the dielectric insert D can be fastened in the high-pass waveguide piece by gluing the metallized part TM, which is cylindrical or slightly conical. No electrical contact between the waveguide and the metallization is required, provided that the adhesive layer is sufficiently thin.
  • the dielectric insert D in turn has two transformation elements T1 and T2, which are not configured here for the purpose of polarization conversion.
  • the insert D can also have a conical cavity which is closed with a half-shell serving as a subreflector.
  • FIG. 6 A further form of excitation is shown in FIG. 6. It was created from the combination of a classic stem radiator with a dielectric holder of the subreflector SR.
  • the stem radiator consists of a plug in the high-pass waveguide piece HP, also with transformation elements T1 and T2 provided, dielectric insert DS, which tapers towards the subreflector SR.
  • a stable dielectric sheath DH is placed on the high-pass waveguide piece, which carries the metallized subreflector shell SR.
  • the interior of this envelope DH can be filled with a light foam SCH with a low dielectric constant. This exciter achieves very good cross-polarization properties if there is a sufficiently large difference between the dielectric constants of the dielectric insert DS and the foam SCH.
  • the receiving device Since the aim is to keep the costs for the receiving device described above as low as possible, simple and quickly implementable methods of electrical balancing, which otherwise takes up a large part of the manufacturing costs, should be discussed in the end.
  • the receiving device On the one hand, the receiving device should have high electrical qualities, on the other hand, the use of tuning screws should be avoided.
  • the particularly tolerance-sensitive components such as high-pass filters and band-pass filters, are provided with alignment marks on which, for example, the waveguide wall is pressed in using a computer-controlled device.
  • corrections of the intrinsic ellipticity can hereby be brought about, whereby, as can be seen from FIG.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale. Dabei ist der zur Antenne gehörende Speisehohlleiter (H) als Bandpaßfilter (BP) ausgebildet und an den Speisehohlleiter ein die Umsetzerschaltung tragendes Mikrostreifenleitersubstrat (MS) angekoppelt. Weiterhin ist die Ankopplung (K1, K2, K3, K4) so gestaltet, daß sie die Funktion eines Polarisationswandlers übernimmt, oder es ist direkt in den Speisehohlleiter ein Polarisationswandler (T1, T2, A1, A1', A2, A2') integriert. Auf diese Weise ist eine sehr einfache, kompakt aufgebaute Empfangseinrichtung realisiert.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarsierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne mit Speisesystem, einem Polarisationswandler, einer Polarisationsweiche und einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene.
  • Konventionelle Mikrowellen-Empfänger besitzen im allgemeinen einen derartigen Aufbau. üblicherweise sind dabei der Antenne der Polarisationswandler und die Polarisationsweiche, beide in Hohlleitertechnik ausgeführt, nachgeschaltet. An jedem der beiden den verschiedenen Polarisationsrichtungen zugeordneten Arme der Polarisationsweiche schließt sich ein Empfangszug mit einem Umsetzer an. Dem Umsetzer sind jeweils ein an die Polarisationsweiche angeschlossenes, als Hohlleiter realisiertes Bandpaßfilter und ein rauscharmer Vorverstärker vorgeschaltet. Hinter dem Umsetzer folgt schließlich noch ein Spiegelselektionsfilter und ein Zwischenfrequenzverstärker. Sind Vorverstärker, Umsetzer, Spiegelselektionsfilter und. Zwischenfrequenzverstärker als integrierte Mikrowellenschaltung ausgeführt, so sind übergänge von den Hohlleiter-Bandpaßfiltern auf Mikrostreifenleiter erforderlich.
  • Ein solcher konventioneller Mikrowellen-Empfänger ist für den Einsatz als TV-Satelliten-Heimempfangsanlage, die hier im Besonderen behandelt werden soll, nicht geeignet. Die oben beschriebene konventionelle Empfangseinrichtung weist eine viel zu aufwendige und daher zu teure Bauform auf. Außerdem ist sie nicht so konzipiert, daß sie möglichst geringe räumliche Abmessungen besitzt.
  • Der Erfindung liegt nämlich die Aufgabe zugrunde, eine Empfangseinrichtung für doppelt zirkular polarisierte Mikrowellensignale zu schaffen, die mit sehr einfachen Mitteln und in sehr komprimierter Form aufgebaut ist.
  • Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter ausgebildet ist, daß mit dem Ausgang des Speisehohlleiters ein die Umsetzerschaltung tragendes Mikrostreifenleitersubstrat verbunden ist, auf dem in den Speisehohlleiter hineinragende Mittel zur Ankopplung von Hohlleiterwellen beider Polarisationsrichtungen angeordnet sind, und daß entweder der Polarisationswandler direkt im Speisehohlleiter integriert ist, oder die Polarisationswandlung mit der Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiterschaltung erfolgt.
  • Zweckmäßige und vorteilhafte Ausführungen der erfindungsgemäßen Empfangseinrichtung gehen aus den Unteransprüchen hervor.
  • Durch die Integration einiger Schaltungseinheiten in den Speisehohlleiter der Antenne und,durch die gleichzeitig die Polarisationstrennung unter Umständen auch die Polarisationswandlung bewirkende Ankopplung der Mikrostreifenleiterschaltung an den Speisehohlleiter erhält man eine hoch integrierte Empfangseinrichtung. Dagegen verwendet die eingangs genannte konventionelle Empfangseinrichtung getrennte Bauteile für die Polarisationswandlung, die Polarisationstrennung und die Hohlleiter-Mikrostreifenleiter-übergänge, was zu einer großen Baulänge führt.
  • Anhand einiger in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele wird nun die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:
    • Fig. 1 Das Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen,
    • Fig. 2 das Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung mit einem Empfangszug,
    • Fig. 3a einen Speisehohlleiter mit integriertem Erreger und Subreflektor einer Cassegrain-Empfangsantenne,
    • Fig. 3b einen Querschnitt A-A durch diesen Speisehohlleiter,
    • Fig. 4 eine an den Speisehohlleiter angekoppelte Mikrostreifenleiterschaltung und
    • Fig. 5 und 6 zwei weitere Ausführungen von Speisehohlleitern mit integriertem Erreger und Subreflektor.
  • Den prinzipiellen Aufbau einer TV-Satelliten-Heimempfangsanlage zeigt das Blockschaltbild der Fig. 1.
  • Als Empfangsantenne dient eine Cassegrain-Antenne mit Subreflektor SR und Hauptreflektor HR. Der Speisehohlleiter H dieser Antenne übernimmt die Funktion eines Hochpasses HP und eines Bandpasses BP für die Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen. Unmittelbar an den Speisehohlleiter sind eine Polarisationsweiche OMT (Orthomode Transducer), ein Polarisationswandler POL und für jede Polarisationsrichtung ein Empfangszug angeschlossen. Jeder Empfangszug enthält einen HF-Vorverstärker HFV, ein Spiegelselektionsfilter F1, einen Umsetzer, bestehend aus einem Mischer RF/ZF und einem Oszillator OSZ, ein weiteres Spiegelselektionsfilter F2 und einen Zwischenfrequenzverstärker ZFV.
  • Die Empfangseinrichtung mit zwei Empfangszügen erlaubt den gleichzeitigen Empfang von beispielsweise TV-Programmen, die sowohl der rechtsdrehend als auch der linksdrehend zirkularen Polarisation zugeordnet sind.
  • Der Empfang von Programmen nur jeweils einer Polarisationsrichtung ist mit der in Fig. 2 dargestellten Empfangseinrichtung möglich, die daher mit nur einem Empfangszug auskommt. Diese Version kommt dann in Frage, wenn der Wunsch nach einer sehr preiswerten Empfangseinrichtung mit möglichst geringem Schaltungsaufwand besteht. Um diesen einen Empfangszug wechselweise auf Programme der rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkularen Polarisation schalten zu können, ist vor dem Empfangszug ein Polarisationsumschalter PS angeordnet. Alle anderen in Fig. 2 gezeigten Schaltungselemente entsprechen denen des Blockschaltbildes der Fig. 1.
  • Prinzipiell ist die in den Fig. 1 und 2 gewählte Reihenfolge von Hochpaßfilter HP, Bandpaßfilter BP, Polarisationsweiche OMT und Polarisationswandler POL nicht festgelegt. Eine Vertauschung dieser Schaltungselemente ist durchaus möglich.
  • Im folgenden soll nun der mit der Antenne beginnende bis zu den Klemmen 1 und 2, an die sich die Empfangszüge bzw. der Empfangszug anschließen, reichende Schaltungsteil detailliert beschrieben werden. Auf die Empfangszüge wird hier nicht näher eingegangen, da sie gemäß dem Stand der Technik aufgebaut sein können.
  • Die Fig. 3a zeigt in perpektivischer Darstellung den Speisehohlleiter H für die nach dem Cassegrain-Prinzip aufgebaute Empfangsantenne. Der Speisehohlleiter endet mit einem trichterartigen Erregerhorn E, in dem ein dielektrischer, kegelförmiger Einsatz D steckt. Wie bereits in der deutschen Patentanmeldung P 29 38 187 vorgeschlagen wurde, ist die Endfläche dieses Einsatzes metallisiert und wirkt somit als Subreflektor SR. Der dielektrische Einsatz D ist zur Impedanzanpassung mit zwei in den Speisehohlleiter H hineinragenden zylinderförmigen X/4-Transformationsgliedern T1 und T2 versehen. Das Transformationsglied T1 hat einen gegenüber dem Transformationsglied T2 reduzierten Querschnitt. Statt zweier oder auch mehrerer Transformationsglieder mit gestufter Querschnittsänderung kann auch ein Transformationsglied eingesetzt werden, das sich zum Hohlleiterinneren hin stetig verjüngt. Die beiden Transformationsglieder T1 und T2 erfüllen bei diesem Ausführungsbeispiel gleichzeitig die,Funktion eines Polarisationswandlers, der die empfangenen rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Wellen in horizontal bzw. vertikal linear polarisierte Wellen umwandelt. Dazu besitzen die zylinderförmigen Transformationsglieder, wie der in Fig. 3b dargestellte Schnitt A-A quer durch den Speisehohlleiter zeigt, zwei einander gegenüberliegende, längg der Zylinderachse verlaufende Abflachungen A1 und A1' bzw. A2 und A2'. Die Abflachungen sind so angeordnet, daß deren Normalen mit der horizontalen Achse (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehohlleiters einen Winkel von 45° einschließen. Durch die Abmessungen der Abflachungen läßt sich die Eigenelliptizität des Polarisationswandlers beeinflußen, deren über die Frequenz aufgetragener Verlauf möglichst flach sein soll. Im Hinblick darauf muß der dielektrische Füllungsgrad des Hohlleiters am Ort der Transformationsglieder so gewählt werden, daß ein optimaler Abstand der Betriebsfrequenz von der Grenzfrequenz des Hohlleiters entsteht. Bei zu kleinem oder zu großem Abstand würde sich eine deutliche Schräglage des Verlaufs der Eigenelliptizität einstellen und damit eine erhebliche Verschlechterung der Polarisationsentkopplung eintreten.
  • Die Transformationsglieder T1 und T2 können noch mit Verdickungen und/oder Eindrehungen, in den Fig. 3a und 3b nicht dargestellt, versehen werden, um Eigenreflexionen zu vermindern.
  • Sollte die Polarisationswandlung an einer anderen Stelle in der Empfangseinrichtung erfolgen, ist die spezielle Ausbildung der Transformationsglieder nicht erforderlich.
  • Der Teil des Speisehohlleiters, in den die Transformationsglieder des dielektrischen Einsatzes hineinragen, ist so dimensioniert, daß er die Eigenschaften eines Hochpaßfilters besitzt. Dieses Hochpaßhohlleiterstück HP hat einerseits eine Grenzfrequenz, die eine ausreichend hohe Sperrdämpfung für das Oszillatorsignal (z.B. 10,8 GHz) gewährleistet. Der Abstand der Grenzfrequenz (z.B. 11,0 GHz) zu den Nutzsignalfrequenzen darf andererseits aber nicht zu gering sein, da sonst für die Nutzsignale eine zu hohe Dämpfung entsteht und die elektrischen Parameter, wie beispielsweise die Kreuzpolarisationsentkopplung, zu stark von den mechanischen Toleranzen des Hohlleiters abhängig werden.
  • An das Hochpaßhohlleiterstück HP schließt sich ein weiterer Teil des Speisehohlleiters an, der als Bandpaßfilter BP ausgeführt ist. Es handelt sich hier beispielsweise um ein dreikreisiges Bandpaßfilter, das in der horizontalen (x) und vertikalen (y) Schwingungsrichtung identische übertragungseigenschaften aufweist. Dazu besitzen die vier in den Hohlleiter eingebrachten Blenden B1 bis B4, welche den Hohlleiter in drei Resonatoren R1, R2 und R3 aufteilen, kreisrunde Koppelöffnungen. Zum Erzeugen spezieller Frequenzgänge der Kopplung zwischen dem Hochpaßfilter HP und dem ersten Resonator R1 oder den Resonatoren untereinander können die erste Blende B1 oder auch die übrigen Blenden B2, B3, B4 mit einer kreuzschlitzförmigen Koppelöffnung versehen werden.
  • Der Speisehohlleiter H ist mit einem Substrat MS abgeschlossen, das die Mikrostreifenleiterschaltung des bzw. der Empfangszüge trägt; und zwar ist der Speisehohlleiter senkrecht auf der Massefläche des Substrats stehend auf dieser aufgelötet. Zur Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiter sind vier Koppelstifte K1 bis K4 auf dem Substrat MS angeordnet, die in den Speisehohlleiter hineinragen. Zwei dieser Koppelstifte sind auf der horizontalen Achse .(x-Achse) und die anderen zwei auf der vertikalen Achse (y-Achse) des Hohlleiters angeordnet. Die in achsiale Richtung in den Hohlleiter hineinragenden Koppelstifte besitzen jeweils ein radial zur Wellenausbreitungsrichtung abgewinkeltes Ende S1, S2, S3 bzw. S4. über dieses angewinkelte Ende hinaus hat jeder Koppelstift noch einen als Blindleitung wirkenden Fortsatz BL1, BL2, BL3 bzw. BL4, der in achsialer Richtung in das Innere des Speisehohlleiters weist. Diese Blindleitungen BL1 bis BL4 dienen der breitbandigen Anpassung der Wellentypwandlung.
  • Die Baulänge des in der Fig. 3a gezeigten dreikreisigen Bandpaßfilters kann weiter dadurch verkürzt werden, daß die vierte Blende B4 entfällt, und der Resonator R3 einerseits von der Blende B3 und andererseits von der Massefläche des Substrats MS begrenzt wird, wodurch der Hohlleiterraum für die Wellenankopplung gleichzeitig die Funktion des dritten Resonators R3 übernimmt.
  • In der Fig. 4 ist die der Masseseite gegenüberliegende Seite des Substrats MS dargestellt. Dort sind mit P1, P2, P3 und p4 die Fußpunkte der durch das Substrat ragenden Koppelstifte K1, K2, K3 und K4 bezeichnet. Die Signale an den zwei jeweils auf einer Achse - der vertikalen bzw. horizontalen - liegenden Fußpunkte P1 und P2 bzw. P3 und P4 weisen eine Phasendifferenz von 180° untereinander auf. Diese Phasendifferenz muß bei der Zusammenführung der an den Fußpunkten anliegenden Signale wieder korrigiert werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel geschieht das, wie in Fig. 4 angedeutet, mittels unterschiedlicher Leitungslängen der von den Fußpunkten ausgehenden Mikrostreifenleiter L1, L2, L3 und L4. Die Phasenkorrektur kann aber z.B. auch in bekannter Weise mit 180°-Ringhybriden vorgenommen werden. Die von den Mikrostreifenleitern abzweigenden Stichleiter SL1, SL2, SL3 und SL4 dienen der Kompensation von Fehlanpassungen.
  • Nachdem die angekoppelten Energieteile der horizontal polarisierten Hohlleiterwelle und die der vertikal polarisierten Hohlleiterwelle über die Mikrostreifenleiter L1 und L2 bzw. L3 und L4 phasenrichtig zusammengeführt worden sind, wird die Summenenergie aus dem horizontal polarisierten Feld dem einen Eingang und die Summenenergie aus dem vertikal polarisierten Feld dem anderen Eingang eines 90°-Ringhybrids zugeführt. An den beiden Ausgängen des 90°-Ringhybrids oder 3dB-Kopplers liegen dann getrennt voneinander die Informationen aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten und dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal an, sofern im Speisehohlleiter kein eigener Polarisationswandler vorgesehen ist. Ist dieser vorhanden, so kann auf das 90°-Hybrid verzichtet werden und die gegensinnig polarisierten Empfangssignale sind nach der phasenrichtigen Zusammenführung der Leiter L1, L2 sowie L3, L4 verfügbar.
  • Es ist auch möglich, einen Fußpunkt auf der horizontalen Achse mit einem Fußpunkt auf der vertikalen Achse (z.B. 1 mit 3 und 2 mit 4) über Mikrostreifenleiter zu verknüpfen. Hier muß bei der Zusammenführung der Mikrostreifenleiter eine Phasendifferenz von 90° zwischen den Leitungswellen ausgeglichen werden, was mittels 90°-Ringhybride oder 3dB-Koppler geschehen kann. Schließlich erzeugt aus den so zusammengeführten Energieteilen ein 180°-Ringhybrid an seinen Ausgängen eindeutige Informationen aus dem rechtsdrehend bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal. Dies gilt wieder für den Fall, daß im Speisehohlleiter kein eigener Polarisationswandler vorhanden ist.
  • Sofern, wie im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 2 erwähnt, nicht zwei sondern nur ein Empfangszug vorgesehen ist, ist einem Eingang des 90°-Ringhybrids RH oder 3dB-Koppler ein 180°-Phasenumschalter PS vorangesetzt (vgl. Fig. 4). Er ermöglicht es je nach Schaltzustand (0° oder 180°), daß entweder die Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal oder die Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Eingangssignal an einem Ausgang des Ringhybrids anliegt. Der zweite überflüssige Ausgang des Ringhybrids kann mit einem Absorber abgeschlossen werden. Der 180°-Phasenumschalter PS hat beispielsweise die Gestalt eines vormagnetisierten Ferritkörpers, der entweder über dem zum Ringhybrid führenden Mikrostreifenleiter angeordnet ist oder auf einer von der Masseleitung freigeätzten Stelle auf der Rückseite des Substrats befestigt ist. Hierbei kann der Ferritkörper mit Ausnahme der Trennfläche zum Substrat metallisiert sein, was ein einfaches Auflöten auf das Substrat ermöglicht. Die Magnetisierung des Ferritkörpers ist mittels einer von einem Stromimpuls durchflossenen Magnetisierungsspule mit einer oder mehreren Windungen umschaltbar. Der 180°-Phasenumschalter ist auch durch einen Schaltzirkulator oder einen 3dB-Richtkoppler mit PIN-Dioden realisierbar.
  • Die Fig. 5 zeigt eine andere Form des Erregers, mit der sich die Kreuzpolarisationseigenschaften der Antenne verbessern lassen. Der in der Fig. 3a dargestellte Erreger E in Gestalt eines glattwandigen Trichters wird hier durch einen Rillenerreger (corrugated horn) ersetzt, dessen vorteilhafte Eigenschaften bezüglich der Kreuzpolarisation ausgenutzt werden sollen; und zwar ist der Rillenerreger in dem dielektrischen Einsatz D, dessen Endfläche, wie weiter oben beschrieben, als Subreflektor SR ausgebildet ist, integriert. Die Rillenstruktur R ist auf dem aus dem Hochpaßhohlleiterstück HP herausragenden Anfangsbereich des dielektrischen Einsatzes D aufgebracht. Auf rationelle Weise läßt sich diese Rillenstruktur gemeinsam mit dem dielektrischen Einsatz im Spritzgußverfahren herstellen. Es ist zweckmäßig, die Rillenstruktur R senkrecht zur Achse des Einsatzes D anzuordnen und darüberhinaus die Rillen trapezförmig zu gestalten, damit sich das Werkstück leichter von der Spritzgußform trennen läßt. Der mit der Rillenstruktur R versehene Bereich und ein in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckender Teil TM des dielektrischen Einsatzes ist mit einer Metallschicht überzogen, die in der Fig. 5 durch eine Punktierung kenntlich gemacht ist. Der dielektrische Einsatz D kann durch Kleben des metallisierten Teils TM, der zylindrisch oder leicht konisch ausgebildet ist, im Hochpaßhohlleiterstück befestigt werden. Dabei ist keine elektrische Kontaktierung zwischen dem Hohlleiter und der Metallisierung erforderlich, sofern die Klebeschicht hinreichend dünn ist. Der dielektrische Einsatz D besitzt wiederum zwei Transformationsglieder T1 und T2, die hier aber nicht zum Zweck der Polarisationswandlung ausgestaltet sind. Der Einsatz D kann auch einen kegelförmigen Hohlraum aufweisen, der mit einer als Subreflektor dienenden Halbschale abgeschlossen ist.
  • Mit dieser Ausführungsform des Erregers ist es möglich, die elektrisch hochwirksame Rillenstruktur äußerst preiswert herzustellen.
  • Eine weitere Erregerform zeigt die Fig. 6. Sie ist entstanden aus der Kombination eines klassischen Stielstrahlers mit einer dielektrischen Halterung des Subreflektors SR. Der Stielstrahler besteht aus einem in dem Hochpaßhohlleiterstück HP steckenden, auch mit Transformationsgliedern T1 und T2 versehenen, dielektrischen Einsatz DS, der sich zum Subreflektor SR hin verjüngt. Auf das Hochpaßhohlleiterstück ist eine stabile dielektrische Hülle DH gesetzt, welche die metallisierte Subreflektorschale SR trägt. Der Innenraum dieser Hülle DH kann mit einem leichten Schaumstoff SCH mit niedriger Dielektrizitätskonstante ausgefüllt sein. Mit diesem Erreger erreicht man sehr gute Kreuzpolarisationseigenschaften, sofern ein ausreichend großer Unterschied zwischen den Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Einsatzes DS und des Schaumstoffs SCH besteht.
  • Die oben beschriebene Integration von Speisehohlleiter, Erreger und Subreflektor führt zu einer sehr kompakten Bauweise des Erregersystems.
  • Da es das Ziel ist, die Kosten für die oben beschriebene Empfangseinrichtung möglichst gering zu halten, soll zum Schluß auf einfache und schnell durchführbare Methoden des elektrischen Abgleichs eingegangen werden, der ansonsten einen großen Teil der Herstellungskosten in Anspruch nimmt. Einerseits soll die Empfangseinrichtung hohe elektrische Qualitäten besitzen, andererseits sollte aber auf den Einsatz von Abstimmschrauben verzichtet werden. Um diese Forderung zu erfüllen, werden die besonders toleranzempfindlichen Komponenten, wie z.B. Hochpaßfilter und Bandpaßfilter, mit Abgleichmarken versehen, an denen beispielsweise mit einer rechnergesteuerten Vorrichtung die Hohlleiterwandung eingedrückt wird. Beim Hochpaßhohlleiterstück HP lassen sich hiermit Korrekturen der Eigenelliptizität herbeiführen, wobei, wie aus der Fig. 3b hervorgeht, die Abgleichmarken M je nach Ursache der Elliptizität, paarweise gegenüberliegend, unter geeignetem Winkel zur x- oder y-Achse angebracht sind. Bei störenden und damit durch Abgleich zu beseitigenden Verkopplungen der Schwingungsebenen sind sie unter 45° oder 135° anzubringen. Die Erzeugung der Abgleichmarken M kann durch eine vorgefertigte Schwächung der Hohlleiterwandung an den vorbestimmten Stellen erleichtert werden.

Claims (18)

1. Empfangseinrichtung für links- und rechtsdrehend zirkular polarisierte Mikrowellensignale, bestehend aus einer Empfangsantenne mit Speisesystem, einem Polarisationswandler, einer Polarisationsweiche und einer Schaltung für die Umsetzung der Mikrowellensignale beider Polarisationsrichtungen von der Hochfrequenz- in die Zwischenfrequenzebene, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil des zum Speisesystem der Empfangsantenne gehörenden Speisehohlleiters (H) als für beide Polarisationsrichtungen wirkendes Bandpaßfilter (BP) ausgebildet ist, daß mit dem Ausgang des Speisehohlleiters ein die Umsetzerschaltung tragendes Mikrostreifenleitersubstrat (MS) verbunden ist, auf dem in den Speisehohlleiter hineinragende Mittel (K1, K2, K3, K4) zur Ankopplung von Hohlleiterwellen beider Polarisationsrichtungen angeordnet sind, und daß entweder der Polarisationswandler direkt im Speisehohlleiter integriert ist, oder die Polarisationswandlung mit der Ankopplung der Hohlleiterwellen an die Mikrostreifenleiterschaltung erfolgt.
2. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil des Speisehohlleiters (HP) als Hochpaß wirkt, dessen Grenzfrequenz so gewählt ist, daß eine ausreichend hohe Sperrdämpfung für das Oszillatorsignal des Umsetzers besteht.
3. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpaßfilter durch mehrere im Speisehohlleiter (H) angeordnete Koppelblenden (B1, B2, B3, B4) mit kreis- oder kreuzschlitzförmigen Koppelöffnungen realisiert ist.
4. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speisehohlleiter (H) senkrecht auf der Massefläche des Mikrostreifenleitersubstrats (MS) steht und mit dieser kontaktiert ist, daß durch das Mikrostreifenleitersubstrat in den Speisehohlleiter hinein Koppelstifte (K1, K2, K3, K4) ragen, deren Fußpunkte (P1, P2, P3, P4) mit Mikrostreifenleitern (L1, L2, L3, L4) auf der der Massefläche gegenüberliegenden Seite des Substrats (MS) verbunden sind, und daß die von den Fußpunkten der Koppelstifte ausgehenden Mikrostreifenleiter an einem Ringhybrid (RH) so zusammengeführt sind, daß an jeden der beiden Ausgänge ein Signal anliegt mit der Information aus dem rechts- bzw. linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal.
5. Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Koppelstifte (K1, K2) auf einer horizontalen und zwei Koppelstifte (K3, K4) auf einer vertikalen Achse angeordnet sind, daß die Koppelstifte radial zur Wellenausbreitungsrichtung im Speisehohlleiter abgeknickt sind und daß sie als Blindleitungen wirkende, in das Hohlleiterinnere hineingerichtete Fortsätze (BL1, BL2, BL3, BL4) aufweisen.
6. Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß, sofern nur ein Umsetzer für die Empfangssignale beider Polarisationsrichtungen vorgesehen ist, einem Eingang des Ringhybrids (RH) ein 1800-Phasenumschalter (PS) vorgeschaltet ist, der bewirkt, daß an einem Ausgang des Ringhybrids je nach Schaltzustand des 180°-Phasenumschalters entweder das Signal mit der Information aus dem rechtsdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal oder mit der Information aus dem linksdrehend zirkular polarisierten Empfangssignal anliegt.
7. Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der 180°-Phasenumschalter (PS) ein mittels PIN-Dioden schaltbarer 3dB-Richtkoppler oder Zirkulator ist.
8. Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der 180°-Phasenumschalter (PS) durch einen über oder unter dem an einem Eingang des Ringhybrids führenden Mikrostreifenleiter angeordneten Ferritkörper realisiert ist, dessen Magnetisierung durch einen eine Magnetisierungsspule durchfließenden Stromimpuls umkehrbar ist.
9. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die mittels der Koppelstifte (K1, K2, K3, K4) angekoppelten Wellen phasenmäßig so miteinander verknüpft sind, daß dadurch die Umwandlung der zirkularen in die lineare Polarisation erfolgt.
10. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich in dem Speisehohlleiter (H) ein dielektrischer Einsatz (D) befindet, der so geformt ist, daß das zirkular polarisierte Empfangssignal in ein linear polarisiertes Signal umgewandelt wird.
11. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Einsatz (D) ein in den antennenseitigen Eingang des Speisehohlleiters (H) eingefügter zylinderförmiger Kern (T1, T2) ist, der an seiner Mantelfläche zwei einander gegenüberliegende längs verlaufende Abflachungen (A1, A1' und A2, A2') besitzt, deren Normalen mit der horizontalen (x-Achse) bzw. der vertikalen Achse (y-Achse) des Speisehohlleiters einen Winkel von 45° einschließen.
12. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zylinderförmige, dielektrische Kern (T1, T2) in Richtung des Hohlleiterinneren eine kontinuierliche oder gestufte Querschnittsverjüngung aufweist.
13. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Kern (D) sich außerhalb des Speisehohlleiters (H) fortsetzt, wobei er sich trichterförmig erweitert, und daß die Endfläche des dielektrischen Kerns als Subreflektor (SR) ausgebildet ist.
14. Empfangseinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der aus dem Speisehohlleiter (H) herausragende trichterförmige Teil des dielektrischen Kerns (D) auf seiner Außenseite eine metallisierte Rillenstruktur (R) trägt.
15. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Kern als Stielstrahler (DS) aus dem Speisehohlleiter herausragt.
16. Empfangseinrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß auf das Ende des Speisehohlleiters eine den Stielstrahler (DS) umgebende, sich zum Subreflektor (SR) hin aufweitende, dielektrische, stabile Hülle (DH) aufgesetzt ist, die mit einer als Subreflektor dienenden Schale abgeschlossen ist.
17. Empfangseinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die dielektrische Hülle (DH) mit einem Schaumstoff (SCH) ausgefüllt ist, dessen Dielektrizitätskonstante erheblich kleiner ist als die des dielektrischen Kerns (DS).
18. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speisehohlleiter (H) mit Abgleichmarken (M) versehen sind, die aus einer mechanischen Deformation der Hohlleiterwand gebildet werden und zur elektrischen Abstimmung der Filterparameter und der Kreuzpolarisation des Empfangssystems dienen.
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