DE1491921B2

DE1491921B2 - Empfangsantenne zur automatischen zielverfolgung einer bewegten strahlungsquelle

Info

Publication number: DE1491921B2
Application number: DE1966C0037830
Authority: DE
Inventors: Adolf Joseph Murray Hill Schottle John Jeffrey Plainfield N J Giger (VStA)
Original assignee: Communications Satellite Corp, Washington, D C Vtc Wiegand, E, Dr, Niemann, W, Dipl -Ing, Pat-Anwalte, 8000 München u 2000 Hamburg
Priority date: 1965-01-05
Filing date: 1966-01-04
Publication date: 1977-07-28
Also published as: US3369197A; FR1464299A; DE1491921C3; GB1072540A; DE1491921A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsantenne zur automatischen Zielverfolgung einer elektromagnetische Wellen aussendenden bewegten Strahlungsquelle, bestehend aus einem mehrere Wellentypen führenden Hornstrahler, einem mit dem Hornstrahler verbundenen Hohlleiter und Vorrichtungen zum Auskoppeln je eines Wellentyps, wobei jeder dieser Vorrichtungen im Hohlleiter eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils des betreffenden Wellentyps nachgeschaltet ist.

Bodenstationen, die mit Nachrichtensatellitenverstärkern hoher Kapazität arbeiten, erfordern große verstellbare Antennen, weiche für gewöhnlich eine sogenannte Bleistiftcharakteristik haben, so daß die Antenne jederzeit genau auf den sich bewegenden

ίο Satelliten ausgerichtet sein muß. Die Ausrichtung der Antenne der Bodenstation geschieht durch Empfang eines vom Satelliten gesendeten Leitsignals, dessen Analyse in einer Verarbeitungseinrichtung, wonach eine entsprechende Nachführung bewirkt wird.

Bei einem bekannten Antennennachführsystem (The Bell System Technical Journal, 1963, S. 1283-1307) werden symmetrisch angeordnete Bandpaßfilter an einer einzigen Auskoppelstelle einer kreisförmigen Wellenführung eingesetzt. Jedes Bandpaßfilter koppelt mehrere Wellentypen aus, weiche zu einem äußeren Trennetzwerk geführt werden. Da mehrere Wellentypen durch dasselbe Bandpaßfilter ausgekoppelt werden, treten unerwünschte Resonanzen und erhebliche Kopplungen zwischen den einzelnen Wellentypen auf.

Für ein zirkulär polarisiertes Leitsignal geben die beiden Wellentypen der niedrigsten Ordnung, nämlich die Wellen TEu und TM01, ausreichende Informationen, aus denen Fehlersignale erzeugt werden können. Die Amplitude der T/V/01-Welle im Wellenleiter der Empfangsantenne ist direkt proportional zum Stellungsfehler, während das 7£n-SignaI als Bezugsgröße dient, gegenüber welcher die Phase und die Amplitude des TM-oi-Signals gemessen werden. Die horizontale und die vertikale Komponente der dominanten TE\ _rWelle werden einzeln herausgeführt und zusammen mit der TMoi-Welle der Verarbeitungseinrichtung zugeführt. Ist das Leitsignal willkürlich polarisiert, so ist noch eine zusätzliche Information für die Verarbeitungseinrichtung erforderlich, um die benötigten Steuersignale zu erzeugen, wobei sich die Tffoi-Welle als Informationsträgeranbietet.

Gewöhnlich sind die zur automatischen Zielverfolgung verwendeten Einrichtungen vollständig von dem eigentlichen Nachrichtenteil der Bodenstation getrennt. Dies wird dadurch erreicht, daß eine von den Nachrichtensignalfrequenzen getrennte Leitfrequenz verwendet wird, die in der Bodenstation mittels Auskoppelvorrichtungen ausgekoppelt wird, die in der Antennenanlage in Empfangsrichtung vor dem Nachrichtenempfänger angeordnet sind. Die Auskoppelvorrichtung, weiche einzeln die TE_n-, die 77Wbi- und die TEoi-We'Ie herauszieht, darf die eigentlichen Nachrichtensignale nicht störend beeinflussen, d. h. keine Verluste erzeugen oder Reflexionen bewirken. Für gewöhnlich liegen die vom Satelliten ausgestrahlten Leitsignale im 4-GHz-Trägerband, d. h. zwischen 3700 und 4200 MHz, während Nachrichtensignale im 4-GHzbis 6-G Hz-Trägerband geführt werden. Für die TE\ 1- Welle ist deshalb eine schmale Bandpaßcharakteristik erforderlich, da das Leitsignal von einem Nachrichtensignal nur um etwa 25 MHz getrennt liegen kann.

Die Nachführgenauigkeit hängt natürlich vom Wirkungsgrad ab, mit welchem die Wellentypen herausgezogen und verwendet werden können, um Steuersignale zu erzeugen. Es ist deshalb erwünscht, jeden Wellentyp vollständig herauszuziehen und hierbei weder die Nachrichtensignale noch die anderen Wellentypen des

Leitsignals zu beeinflussen.

Es ist eine automatische Antennennachführvorrichtung der eingangs genannten Art bekannt (US-PS 29 31 033), bei welcher eine Achsabweichung zwischen Empfangsantenne und Sender dadurch festgestellt werden kann, daß zusätzlich zur dominanten Welle auch Komponenten anderer Wellen auftreten. Es handelt sich um solche Komponenten, die von der Empfangsantenne zufolge ihrer Bemessung geführt werden können und nur dann entstehen, wenn die Front der an der Empfangsantenne ankommenden Welle in einem. Winkel zur Öffnungsebene der Empfangsantenne steht, d. h. eine Achsabweichung zwischen Empfangsantenne und Sender vorhanden ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Empfangsantenne der eingangs genannten Art zu schaffen, welche für Zirkularpolarisation und zur Gewinnung vielfacher Informationen geeignet ist.

Dies wird dadurch erreicht, daß die in Empfangsrichtung erste Auskoppelvorrichtung aus einem den Hornstrahler auf dessen ganzen Umfang umgebenden von diesem durch Koppelschlitze mit der TfOi-WeIIe gespeisten ringförmigen Hohlleiter und einem an diesem radial angesetzten und über einen Koppelschlitz gespeisten Rechteck-Hohlleiter besteht, daß die in Empfangsrichtung zweite Auskoppelvorrichtung aus einem einen Rnndhohlleiter auf einem Teil seines Umfangs umgebenden, von diesem durch kreisrunde Koppelöffnungen mit der 77W₀I-WeIIe gespeisten ringsektorförmigen Hohlleiter und einem an diesen radial angesetzten über eine kreisrunde Koppelöffnung gespeisten Rechteck-Hohlleiter besteht, daß· die in Empfangsrichtung dritte und vierte Auskoppelvorrichtung aus je einem an einem Rundhohlleiter radial angesetzten, von diesem durch eine Koppelöffnung mit der horizontalen bzw. vertikalen Komponente der TEw-Welle gespeisten Rechteck-Hohlleiter besteht, wobei diese mit ihren Längsachsen zueinander um 90° versetzt sind und ihre Ansatzstellen am Rundhohlleiter einen Abstand von einer halben Wellenlänge aufweisen, und daß in Empfangsrichtung hinter den Rechteck-Hohlleitern der dritten und vierten Auskoppelvorrichtung jeweils eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils der entsprechenden Komponente der TEu-Welle angeordnet ist, die aus zwei in gegenseitigem Abstand von einer ungeraden Zahl von Viertelwellenlängen und mit ihren Längsachsen gegeneinander um 180° versetzten an den Rundhohlleiter angekoppelten reflektierenden Hohlräumen besteht, von denen der der zugehörigen Auskoppelvorrichtung nächstliegende von dieser eine ganze Zahl von Halbwellenlängen entfernt ist.

Aufgrund dieser Ausführungsform einer Empfangsantenne können Vielfachinformationen gewonnen werden. Es treten bei der Empfangsantenne gemäß der Erfindung keine Reflexionen und keine Kopplungen zwischen den einzelnen Wellentypen auf.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert.

F i g. 1 ist eine schaubildliche Ansicht einer Empfangsantenne gemäß der Erfindung;

Fig.2 ist ein Ersatzschaltbild eines Teiles der Empfangsantenne nach Fig. 1;

Fig.3 ist eine schaubildliche Ansicht der ersten Auskoppelvorrichtung der Empfangsantenne nach Fig.1;

F i g. 4 ist eine Querschnittsansicht der Auskoppelvorrichtung nach F i g. 3;

Fig.5 ist eine schaubildliche Ansicht der zweiten Auskoppelvorrichtung der Empfangsantenne nach Fig. 1;

F i g. 6 ist eine Querschnittsansicht der Auskoppelvorrichtung nach F i g. 5;

F i g. 7 ist eine schaubildliche Darstellung der der dritten Auskoppelvorrichtung der Empfangsantenne nach F i g. 1 nachgeschalteten Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils des auszukoppelnden Wellentyps;

F i g. 8 ist ein Querschnitt durch die Vorrichtung nach F i g. 7.

F i g. 1 zeigt eine Empfangsantenne gemäß der Erfindung, die einen Hornstrahler 10, einen runden Hohlleiter und einen nicht gezeigten Nachrichtenempfänger für Signale im 4-GHz-Trägerband aufweist; der links von den in Fig. 1 gezeigten Teilen zu denken ist. Signale im 6-GHz-Trägerband werden in einem Nachrichtensender erzeugt, der auch links von den in F i g. 1 gezeigten Teilen zu denken ist. Leitsignale, die im Nachbarband liegen und im allgemeinen willkürlich polarisiert sind, werden ebenfalls durch den Hornstrahler 10 empfangen. Die ΤΈόι-WelIe, und nur diese, wird mittels der ersten Auskoppelvorrichtung 30 herausgezogen, die am Hals des Hornstrahlers 10 angeordnet ist, d. h. etwa dort, wo der Hornstrahler in einen Rundhohlleiter übergeht. Die erste Auskoppelvorrichtung 30 ist so angeordnet, daß sie im Bereich des ersten Maximus der 7"£bi-Welle liegt. Diese Stelle kann durch Berechnung oder Messung herausgefunden werden. Die erste Auskoppelvorrichtung 30 ist ein aus zwei Abschnitten gebildetes Filter, das aus einem ringförmigen Hohlleiter 31 und einem daran angekoppelten Rechteckleiter 32 besteht (F i g. 3). Der Hohlleiter 31 ist an den Hornstrahler 10 über mehrere Schlitze 33a bis 33c/ angekoppelt. In der Praxis werden längliche Schlitze in axialer Richtung bevorzugt. Ein Abschnitt 10a des Hornstrahlers 10, der links von der Auskoppelvorrichtung 30 liegt, bildet ein Breitbandreflexionsfilter, welches diejenigen TEbi-Wellen zurückwirft, die die Schlitze 33a bis 33d verfehlt haben. Auf diese Weise werden alle TEm-Wellen aus dem Hohlleiter entfernt, während alle übrigen Wellentypen des Leitsignals und die Nachrichtensignale unbeeinflußt bleiben und ihre Ausbreitung durch den Hohlleiter hindurch fortsetzen. Der Hornstrahler 10 bzw. ein sich kegelförmig verjüngender Hohlleiter 10a ist an einen Rundhohlleiter 11 angekoppelt, dessen Durchmesser so gewählt ist, daß dort die TZfoi-Welle zurückgewiesen wird, während die Wellen TM₀] und TEw weiterlaufen können. Die Durchmesser des Rundhohlleiters 11 und des Hohlleiters 10a stimmen dort überein.

Eine zweite Auskoppelvorrichtung 50 wird verwendet, um die TTWoi-Wellen herauszuziehen, und ist aus einem ringsektorförmigen Hohlleiter 51 und einem daran angekoppelten Rechteck-Hohlleiter 52 gebildet. Diejenigen 77V/_Oi-Wellen, die die zweite Auskoppelvorrichtung 50 verfehlen, werden durch ein Breitbandreflexionsfilter zurückgeworfen, welcher aus einem kegelförmigen Rundhohlleiter 12 gebildet ist, dessen kleinster Durchmesser so bemessen ist, daß er einer Frequenz unter der Grenzfrequenz der ΓΛ/01-Wellen entspricht. Der Rundhohlleiter 12 verbindet den Rundhohlleiter U mit einem Rundhohlleiter 13, welcher die Nachrichtensignale zur linken Seite des Hohlleiters weiterleitet.

Die horizontale und die vertikale Komponente der TEu-Welle werden durch dritte und vierte Auskoppelvorrichtungen in Form von Rechteck-Hohlleitern 60

und 70 herausgezogen, die im Abstand zueinander entlang dem Rundhohlleiter 13 angeordnet sind. Jeweils aus zwei Abschnitten bestehende Vorrichtungen zum Reflektieren nicht ausgekoppelter Anteile für die dritte bzw. vierte Auskoppelvorrichtung werfen die Wellen zurück, die zunächst nicht den Ausgang durch die Auskoppelvorrichtungen gefunden haben.

In F i g. 2 stellen Z\, Z₂ und Z₃ die Wellenwiderstände der Rundhohlleiter 11 des Hohlleiters 51 und des angekoppelten rechteckigen Rechteck-Hohlleiters 52 dar.

B\ stellt den äquivalenten Blindleitwert dar, der von allen Kopplungsschlitzen zwischen dem Rundhohlleiter 11 und dem Hohlleiter 51 und durch die Einwirkung des anschließenden kegelförmigen Rundhohlleiters 12 er- _[? zeugt wird. Bi stellt den Blindleitwert des Kopplungsschlitzes 54 zwischen dem Hohlleiter 51 und dem Rechteck-Hohlleiter 52 dar. In gleicher Weise stellt B₃ den Blindleitwert des auskoppelnden Rechteck-Hohlleiters dar. Die äquivalente Länge des Hohlleiters 51 ist mit /| und die Länge des Rechteck-Hohlleiters 52 bis zu einem zweiten »Hohlraum«, welcher zwischen den beiden Blenden B₃ gebildet ist, mit /₂ bezeichnet. Die Länge des zweiten »Hohlraums« wird mit I₃ bezeichnet, und dieser wird im Zusammenhang mit der Beschrei- ₂__s bung der F i g. 3 weiter unten definiert. In diesem Kreis werden die Werte je nach Anwendungsfall so eingestellt, daß sich eine Filtercharakteristik für einen zwei Abschnitte aufweisenden Bandpaß mit maximal glatter Durchgangskennlinie ergibt. Verfahren zum ^₀ Erreichen einer solchen Charakteristik sind z. B. in dem Buch »Principles and Applications of Waveguide Transmission« von G.C. Southworth, Verlag Van Nostrand, beschrieben. In der Praxis brauchen die Werte Zi₁Z₂, B\, ZJ₂ und 1\ nicht explizit bekannt zu sein.

Die Abmessungen eines Hohlleiters werden auf der Grundlage der Resonanz des gewünschten Typs berechnet. Anfänglich wird die Berechnung unter der Annahme ausgeführt, daß keine Kopplungsschlitze oder -blenden vorhanden sind, dann werden Blenden so eingeschnitten, daß von der Seite des Rechteck-Hohlleiters 52 aus gesehen ein vollständiger Impedanzausgleich erzielt wird, wobei der Rundhohlleiter 11 mit seiner charakteristischen Impedanz Z\ auf der Antennenseite endet. Der kegelförmige Rundhohlleiter 12 bildet ein Mittel, um diejenigen Wellen vollständig zurückzuwerfen, die nicht den Rundhohlleiter 11 über die Auskoppelvorrichtung 50 verlassen haben. Die Phase dieser Reflexion ist vorzugsweise so, daß eine maximale Kopplung in den Hohlleiter 51 hinein stattfindet. Eine solche Bedingung führt zu dem kleinstmöglichen Wert von B\ für eine gegebene Größe der Kopplungsschlitze. Eine Abweichung von der günstigsten Phasenbedingung vergrößert den Wert und die Frequenzempfindlichkeit von B\. Die gewünschte Bandbreite des ersten Abschnittes des Filters wird durch langsame Verringerung von B\ und B₂, z. B. durch Vergrößerung der Größe der Kopplungsschlitze, erzielt. Eine geringfügige Verstimmung ergibt sich durch die Einführung der Kopplungsblenden. Die Resonanzfrequenz des Hohlleiters kann jedoch mittels Abstimmschrauben oder ähnlicher Mittel wieder hergestellt werden.

Der zweite Hohlraum wird gesondert abgestimmt und auf dieselbe Frequenz und Bandbreite wie der erste Hohlraum abgeglichen. Der Abstand /₂ wird schließlich für eine maximal glatte Durchgangskennlinie oder Impedanzabgleichung mit Halbenergiebandbreite eingestellt, die 0,707 mal die Bandbreite der einzelnen Hohlräume beträgt.

Es ist ein Kennzeichen eines koaxialen Hohlraumes, daß in ihm eine große Anzahl von Resonanzschwingungen auftritt, die frequenzmäßig nicht zu weit auseinander in einer nicht harmonischen Beziehung liegen. Viele dieser Schwingungen werden durch die Schlitze hindurch durch die verschiedenen in dem zugeordneten Hohlleiter sich ausbreitenden Wellen erregt. Es ist besonders wichtig, die gegenseitige Beeinflussung mit der die Informationen tragenden TEw-Welle über die gesamte Breite der beiden gemeinsamen Trägerbänder zu verringern, d. h. von etwa 3700—4200 MHz und von etwa 6000—6500 MHz. Dieses Problem kann dadurch vereinfacht werden, daß der niedrigst mögliche Typ in dem Hohlleiter ausgewählt wird, welcher eine Kopplung mit der gewünschten Welle im Hohlleiter zuläßt. Im Falle der 77EOi-WeIIe sollte der Hohlleiter so ausgeführt werden, daß z. B. die TEqw-Welle im Resonanzbereich ist. Dieser besondere Typ besteht aus einer TfOi-WeIIe, die zwischen zwei Endplatten hin- und herreflektiert wird, so daß sich eine stehende axiale Welle mit genau einer halben Wellenlänge bildet.

Fig.3 zeigt in etwas größerer Ausführlichkeit den r\ Aufbau der ersten Auskoppelvorrichtung 30. Der Hohlleiter 31 ist um den Halsabschnitt des Hornstrahlers 10 herumgelegt und an diesen durch die vier gleichweit auseinanderliegenden axialen Schlitze 33a bis 33c/ angekoppelt. Die Ankopplung der TZEbi-Welle, die sich im Hornstrahler 10 ausbreitet, erfolgt mittels des starken axialen magnetischen Feldes längs der Schlitze 33a bis 33d Da die TM-Wellen keine axialen magnetischen Felder haben, verursachen sie keine Erregung der TM01 i-WelIe in dem Hohlleiter 31. Irgendeine Anzahl von Schlitzen kleiner als vier würde verursachen, daß im Hohlleiter 31 nicht nur die 77EOi-WeIIe, sondern auch die TEw- und T£₂i-Wellen erregt werden würden. Falls höhere Schwingungen als die der T£bi-Welle sich durch den inneren Rund-Hohlleiter ausbreiten, muß die Anzahl der Schlitze erhöht werden. Es ist festgestellt worden, daß die nachfolgend wiedergegebene Beziehung zwischen den Wellentypen im inneren Rundhohlleiter und der Anzahl der zur Aussonderung höherer Typen erforderlichen Schlitze besteht:

Höherer Wellentyp, der im
Rundhohlleiter nicht mehr
übertragen wird (alle
Wellentypen niederer Ordnung werden übertragen):

Kleinstzahl von Schlitzen, die zum Auskoppeln des TE_or
Typs mit starker Unterdrückung aller anderen Typen erforderlich ist:

) 2

In F i g. 4 ist der Querschnitt durch den Hohlleiter 31 schematisch dargestellt, um die gewählte Lage der Kopplungsschlitze 34 zu zeigen. Die vier Schlitze in der Wand des Hornstrahlers 10 sind diametral gegenüberliegend und symmetrisch verteilt angeordnet. Der Rechteck-Hohlleiter 32 ist mit dem Hohlleiter 31 über einen einzigen Koppelschlitz 34 gekoppelt. Wegen der gleichförmigen Verteilung des axialen magnetischen Feldes kann der Rechteck-Hohlleiter 32 an irgendeinem

Punkt des Umfanges des Hohlleiters 31 angekoppelt werden. Um jedoch den direkten Durchgang von einem inneren Koppelschlitz 33a bis 33c/ zum äußeren Koppelschlitz 34 und damit für Wellen höherer Ordnung und auch um Streueffekte auf einen Kleinstwert zu bringen, wird der äußere Koppelschlitz 34 vorzugsweise zwischen zwei innere Koppelschlitze 33a und 33c/ gelegt.

F i g. 3 zeigt zusätzlich die Verteilung des elektrischen Feldes im Hohlleiter 31. Aufgrund dieser Verteilung bewirken die axialen Koppelschlitze 33a bis 33c/, daß tatsächlich alle TEoi-Wellen aus dem Hornstrahler 10 herausgezogen werden. Diejenigen Wellen, die den Ausgang verfehlt haben, werden jedoch durch den Hohlleiter 10a reflektiert, so daß sich diese Wellen nicht durch den weiteren Teil der Empfangsantenne fortpflanzen. Pfosten 35 und 36 im Rechteck-Hohlleiter 32 bilden den bereits erwähnten zweiten »Hohlraum« des aus zwei Abschnitten bestehenden Bandpaßfilters.

Die in Fig.5 dargestellte zweite Auskoppelvorrichtung 50 besteht aus dem ringsektorförmigen Hohlleiter 51, der 270° des Umfanges des Rundhohlleiters 11 überdeckt. Der Hohlleiter 51 ermöglicht eine Resonanz

der TMyio-Welle. Diese wird gegenüber der näherliegenden TMoio-Welle bevorzugt, die in einem volle Ringform aufweisenden Ringhohlraum auftritt, weil sie eine größere Frequenztrennung zwischen der erwünschten und der nächsthöheren Welle, nämlich

TMyio ,ermöglicht. Diese Welle wird durch die TE_n-

Welle in dem Rundhohlleiter 11 stark erregt. Es ist bekannt, daß, je größer ein Resonanzhohlraum für eine gegebene Frequenz ist, desto größer die Anzahl der engbenachbarten Resonanzen ist. Da die ringsektorförmige Ausbildung die Größe des Hohlleiters 51 verringert, bildet sie ein geeignetes Mittel zur Verringerung der Anzahl der Wellentypen in einem gegebenen Frequenzband. In axialer Richtung wird die Länge des Hohlleiters 51 kurzgehalten, so daß sich selbst bei den höchsten Nachrichtenfrequenzen keine stehenden Wellen in dieser Richtung entwickeln können. Das bedeutet, daß überhaupt keine TE-Wellen auftreten und daß keine TM-Wellen mit einer von Null abweichenden Ziffer in der dritten (letzten) Kodierstelle bis zu etwa 7000 MHz möglich sind. Die beiden Kreisblenden 53a und 536 liegen um 180° bzw. 45° von den Endplatten des Hohlleiters 51 entfernt und werden für die Kopplung benutzt. Sie gewährleisten, daß die TMyio-Welle durch die TMoi-Welle, aber nicht durch

die TEii-Welle erregt wird. Der Rechteck-Hohlleiter 52 ist über eine Blende 54 an die Mitte des Hohlleiters 51 angekoppelt, wo das Magnetfeld in Umfangsrichtung am stärksten ist und weist zwei im Abstand zueinander angeordnete, sich über die kleinere Abmessung des Rechteck-Hohlleiters 52 erstreckende Stäbe 56 und 57 auf.

Im allgemeinen ist der Hohlleiter 51 für die TMoi-Welle in axialer Richtung so geformt, daß die Entwicklung stehender Wellen in axialer Richtung bei den höchsten Frequenzen verhindert wird, während die Bemessung in Umfangsrichtung durch einen Winkel β gegeben ist, wobei β ein ganzzahliges Vielfaches (k)von 180°, geteilt durch einen Faktor m ist, d.h. die umfängliche Ausdehnung des Hohlleiters 51 ist β =

■ 180°. Durch diese Bemessung wird die Anzahl der Wellen, die im Hohlleiter erregt werden können, verringert. Schließlich wird der Hohlleiter in radialer Richtung so bemessen, daß Resonanz für die TM_mio-Welle besteht.

Es hat sich herausgestellt, daß Kopplungsschlitze für Frequenzen im 4-GHz-Trägerband starke Resonanzen für Frequenzen im 6-GHz-Band haben können. Diese Kopplung ist besonders schlecht bei langausgeführten Schlitzen. Kreisförmige Blenden haben eine höhere Resonanz für eine gegebene Kopplungsgröße und werden deshalb für die zweite Auskoppelvorrichtung 50 bevorzugt. Selbst bei kreisförmigen Blenden sind Vorkehrungen gegen mögliche 6-GHz-Resonanzen erforderlich, die durch die TE_Uy-Welle erregt werden können. Dies wird dadurch erreicht, daß einzelne Lamellen 55a und 556 über die Kreisblenden 53a und 53b in Umfangsrichtung und parallel zu den Wandströmen der TEi iy Welle gesetzt werden, so daß sie sich in den Hohlleiter 51 hineinerstrecken. Die Lamellen 55a und 556 beeinträchtigen in keiner Weise den Auskoppelvorgang der TMoi-Welle.

F i g. 6 zeigt den Verlauf des elektrischen Feldes, das im Hohlleiter 51 vorhanden ist. Die Kreisblenden 53a und 536 liegen diametral gegenüber an Punkten, die zur Blende 54 symmetrisch sind. Es hat sich herausgestellt, daß diese Lagebeziehung zu einer befriedigenden Erregung der TM-Welle im Hohlleiter 51 führt und praktisch die Erregung der TEn-WeIIe im Rundhohlleiter 11 ausschaltet.

Die Auskoppelvorrichtungen 60 und 70 für die TEi _u- und TEiiy-Welle sind in Fig. 1 dargestellt. Ihnen zugeordnet sind jeweils zwei reflektierende Hohlräume 61 und 62 bzw. 71 und 72. Die reflektierenden Hohlräume sind an den Rundhohlleiter 13 mittels Ε-Ebenen-Verbindungsstücken angesetzt. Die Kopplung erfolgt mittels des tangentialen //-Feldes an Punkten, wo das E-FeId Null ist. Der Abstand zwischen den beiden reflektierenden Hohlräumen beträgt eine ungerade Zahl von Viertel-Wellenlängen, um eine maximal glatte Reflexionscharakteristik zu erzielen. Die Auskoppelvorrichtung liegt von dem nächsten reflektierenden Hohlraum eine ganze Zahl von Halb-Wellenlängen entfernt. Schrauben, die genau gegenüber den Kopplungsöffnungen (F i g. 8), Schraube 81, angeordnet sind, bilden kleine Kapazitäten, die benutzt werden, um die zwei parasitären Querinduktivitäten jeder Kopplungsöffnung auszugleichen. Ersatzschaltungen für derartige Kopplungen in der E- und //-Ebene finden sich in dem Buch »Waveguide Handbook«, Band 10 der MIT Radiation Laboratory Reihe, Verlag McGraw-Hill. Genauer Ausgleich wird erreicht, wenn der Reflexionskoeffizient, der von der Kopplungsöffnung verursacht wird, gemessen in dem Rundhohlleiter in weitem Abstand von der Reflexionsfrequenz symmetrisch ist.

Um Resonanzen bei höheren Frequenzen zu verringern, wird in jede Öffnung eine Gruppe trapezförmiger Lamellen 74 eingesetzt (F i g. 7). Die Lamellen 74 liefern eine gute Ausbreitung für die TE\\_V-Welle bei 4 und 6 GHz. Da die Lamellen 74 eine Viertelwellenlänge bei 6 GHz lang sind, schalten sie zusätzlich eine Blendenresonanz aus, die durch den TEn,-Typ bei 6GHz erregt werden könnte. Diese Resonanz kann aufteten, da die Blendenweite d(Fig. 7) nicht sehr unterschiedlich von einer halben Wellenlänge bei 6GHz ist. Die Lamellen

74 bilden tatsächlich eine Viertelwellenlängenstichleitung, die auf der geschlossenen Seite eines Hohlraums

75 eine offene Leitung bildet und daher einen Kurzschluß in der Ebene der Kopplungsöffnung

709 530/368

erzeugt.

Die TM\ix-Welle bei 6 GHz kann auch im rechteckigen Hohlleiterhohlraum aufgrund des gleichen Vorganges eine Welle höherer Ordnung hervorrufen, der für die gewünschte 4-GHz-Resonanz verantwortlich ist. Die Lamellen 74 beeinflussen diese Resonanz nicht, da das elektrische Feld nicht nur senkrecht zu den Lamellen 74 liegt, sondern auch in derselben Richtung über den rechteckigen Leiter verläuft. F i g. 8 verdeutlicht, wie diese Resoananz ausgeschaltet wird. Diese Welle höherer Ordnung kann nicht durch eine Abstimmschraube 82 in der Mitte des rechteckigen Hohlraumes 75 beeinfluß werden, da das elektrische Feld dort Null ist. Falls statt dessen eine Abstimmschraube 83 verwendet wird, wird die 6-GHz-Resonanz unter das 6-GHz-Trägerband verschoben, wo sie keinen Schaden anrichtet. Die Abstimmschraube 83 dient daher tatsächlich zwei Zwecken. Sie stimmt den Hohlraum 75 genau auf die 4-GHz-Leitsignalfrequenz ab und vermeidet die 6-GHz-Resonanz.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Empfangsantenne zur automatischen Zielverfolgung einer elektromagnetische Wellen aussendenden bewegten Strahlungsquelle, bestehend aus einem mehrere Wellentypen führenden Hornstrahler, einem mit dem Hornstrahler verbundenen Hohlleiter und Vorrichtungen zum Auskoppeln je eines Wellentyps, wobei jeder dieser Vorrichtungen im Hohlleiter eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils des betreffenden Wellentyps nachgeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die in Empfangsrichtung erste Auskoppelvorrichtung (30) aus einem den Hornstrahler (10) auf dessen ganzen Umfang umgebenden von diesem durch Koppelschlitze (33a, 336, 33c, 33d) mit der 7ΈΌι-Welle gespeisten ringförmigen Hohlleiter (31) und einem an diesem radial angesetzten und über einen Koppelschlitz (34) gespeisten Rechteck-Hohlleiter (32) besteht, daß die in Empfangsrichtung zweite Auskoppelvorrichtung (50) aus einem einen Rundhohlleiter (11) auf einem Teil seines Umfanges umgebenden, von diesem durch kreisrunde Koppelöffnungen (53a, 53b) mit der TMoi-Welle gespeisten ringsektorförmigen Hohlleiter (51) und einem an diesen radial angesetzten über eine kreisrunde Koppelöffnung (54) gespeisten Rechteck-Hohlleiter (52) besteht, daß die in Empfangsrichtung dritte und vierte Auskoppelvorrichtung aus je einem an einem Rundhohlleiter (13) radial angesetzten, von diesem durch eine Koppelöffnung mit der horizontalen bzw. vertikalen Komponente der TE-_U-Welle gespeisten Rechteck-Hohlleiter (60 bzw. 70) besteht, wobei diese mit ihren Längsachsen zueinander um 90° versetzt sind und ihre Ansatzstellen am Rundhohlleiter (13) einen Abstand von einer halben Wellenlänge aufweisen, und daß in Empfangsrichtung hinter den Rechteck-Hohlleitern (60,70) der dritten und vierten Auskoppelvorrichtung jeweils eine Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils der entsprechenden Komponente der TEu-Welle angeordnet ist, die aus zwei in gegenseitigem Abstand von einer ungeraden Zahl von Viertelwellenlängen und mit ihren Längsachsen gegeneinander um 180° versetzten an den Rundhohlleiter (13) angekoppelten reflektierenden Hohlräumen (61, 62 bzw. 71, 72) besteht, von denen der der zugehörigen Auskoppelvorrichtung (60, 70) nächstliegende von dieser eine ganze Zahl von Halbwellenlängen entfernt ist.

2. Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die der ersten und der zweiten Auskoppelvorrichtung (30 bzw. 50) nachgeschaltete Vorrichtung zum Reflektieren des nicht ausgekoppelten Anteils des betreffenden Wellentyps jeweils die Form eines kegelförmig sich verjüngenden Hohlleiters (10a, 12) hat.