DE2804132A1 - Wellentypenweiche - Google Patents

Wellentypenweiche

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DE2804132A1
DE2804132A1 DE19782804132 DE2804132A DE2804132A1 DE 2804132 A1 DE2804132 A1 DE 2804132A1 DE 19782804132 DE19782804132 DE 19782804132 DE 2804132 A DE2804132 A DE 2804132A DE 2804132 A1 DE2804132 A1 DE 2804132A1
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waveguide
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    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H01Q25/04Multimode antennas
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/16Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02Waveguide horns
    • H01Q13/025Multimode horn antennas; Horns using higher mode of propagation

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Description

  • Wellentypenweiche
  • Die Erfindung betrifft eine Wellentypenweiche zur Auskopplung der elektrischen Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Querschnittsverengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschlie-Senden Haupthohlleiters, wobei die magnetische Grundwelle als naahrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablage information für die selbsttätige Zielnachführung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem Haupthohlleiter herausgeführt wird.
  • Im Satellitenfunk und auch in der Radartechnik tritt das Problem auf, mehrere bestimmte in ein- und demselben Hohlleiter existierende Wellentypen mit Hilfe einer Weiche voneinander zu trennen. Eine derartige, beispielsweise zur selbsttätigen Nachsteuerung einer Antenne in die Richtung von empfangenen Hochfrequenzschwingungen geeignete Anordnung, bei der die Bildung des Fehlersignales aufgrund eines gleichzeitig mit einer H11-Nutzwelle auftre- tenden H21-Wellentyps erfolgt, ist beispielsweise aus der DT-AS 12 80 991 bekannt. Diese Anordnung ist jedoch vorwiegend für lineare Polarisation geeignet, und soll insbesondere sicherstellen, daß für jede Polarisationsrichtung der empfangenen Welle ein ausreichendes Fehlersignal gebildet werden kann.
  • Beim Empfang der magnetischen Grundwelle treten dann höhere Wellentypen in der Empfangsantenne und in dem mit -ihrem Fußpunkt verbundenen Haupthohlleiter auf, wenn die einfallende Wellenfront nicht parallel zur Antennenapertur auftritt, wenn sich also die Strahlungsquelle nicht exakt in Richtung der Antennenachse befindet. In diesem Fall treten im Speisehorn der Antenne außer einer E01-Welle noch weitere Wellentypen, beispielsweise die H21- und die H01-Welle auf, die wegen ihres scharfen Differenzdiagrammes zur Peilung herangezogen werden können. Diese Wellentypen sind mit ihrer auf die nachrichtentragende Welle bezogenen Amplitude und Phase ein Maß für die räumliche Ablage des Satelliten oder des Objekts von der Hauptstrahlrichtung der Antenne und werden in bekannter Weise als Regelkriterien zur automatischen Zielnachführung der Antenne verwendet.
  • Im Falle des Satellitenfunks wird als Nachrichtenträger im allgemeinen die zirkular polarisierte magnetische Grundwelle verwendet. Hierzu liefert die elektrische Grundwelle als Peilwellentyp, das ist im Rundhohlleiter die E01-Welle und im Quadrathohlleiter die E11-Welle, eine geeignete Ablageinformation. Am Fußpunkt einer Empfangsantenne treten dann in einem gemeinsamen Hohlleiter gleichzeitig die magnetische Grundwelle als Signalwelle und die elektrische Grundwelle als Peilwellentyp auf. Entsprechend der unterschiedlichen weiteren Verarbeitung sind diese mittels einer Wellentypenweiche voneinander zu trennen.
  • Bei bekannten Modenkopplern wird im allgemeinen stets der zur Bildung des Ablagekriteriums vorgesehene Peilwellentyp in mehrere Teilwellen zerlegt und über eine entsprechende Anzahl von am Umfang des Haupthohlleiters verteilten Koppelstellen aus dem Haupthohlleiter ausgekoppelt.
  • Diese Teilwellen werden dann mit einer geeigneten Phasenlage zusammengefaßt. Nachteilig bei derartigen Anordnungen ist die unerwünschte gleichzeitige Aus kopplung der Signalwellen, die dann wieder in dem Haupthohlleiter zurück reflektiert werden müssen. Damit verbunden sind Reflexionen der Signalwellen, die wiederum kompensiert werden müssen und die Polarisation der Signalwellen störend beeinflussen können.
  • Abweichend von diesem Funktionsprinzip ist aus der DT-AS 12 64 636 eine E01-Wellentypenweiche im Zusammenhang mit einer Polarisationsweiche bekannt, bei der die E01-Welle mit einer im Zentrum des Haupthohlleiters angebrachten, kapazitiven Längssonde breitbandig und ohne Verkopplung beispielsweise mit der H11-Signalwelle ausgekoppelt wird. Da eine H11-Grundwelle beliebiger Polarisation keine E-Längskomponente aufweist, ist sie von der kapazitiven Längssonde vollständig entkoppelt. Wegen einer zwangsläufigen Bindung der Längssonde an eine Polarisationsweiche ist jedoch die Einsatzmöglichkeit einer solchen als Wellentypenweiche wirkenden Anordnung begrenzt.
  • Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine die Nachteile der bekannten Anordnungen vermeidende Lösung anzugeben, durch die sich insbesondere die Möglichkeit einer vollständigen Entkopplung der 301-Peilwelle von der H11-Signalwelle beliebiger Polarisation ergibt.
  • Ausgehend von einr Wellentypenweiche zur Auskopplung der elektrischen Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Querschnittsverengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschließenden Haupthohlleiters, wobei die magnetische Grundwelle als nachrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablage information für die selbsttätige Zielnachfüuuung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem Haupthohlleiter herausgeführt wird, wird diese Aufgabe gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch gelöst, daß in der Mittellängsachse des Haupthohlleiters eine erste Koaxialleitung angeordnet ist, deren Innenleiter im Bereich der Querschnittsverengung in Richtung zur Antenne als kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde fortgesetzt ist, daß die erste Koaxialleitung durch eine für die Nutzwellen kompensierte Halterungsvorrichtung an ihrem der Längssonde entgegengesetzten Ende innerhalb des Haupthohlleiters gehaltert ist, daß die Halterungsvorrichtung aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung konzentrisch umgebenden, mit der ersten Koaxialleitung mechanisch fest verbundenen, breitbandigen, rotationssymmetrischen Kompensationsleiter und aus wenigstens vier im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen der Außenwandung des Haupthohlleiters und dem Kompensationsleiter verlaufendermetallischen Stäben (Pfosten) relativ geringen Durchmessers gebildet ist, daß einer der metallischen Stäbe hohl ist und den Außenleiter einer mit der ersten Koaxialleitung reflexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung darstellt, daß die zweite Koaxialleitung durch die Wandung des HauDthohlleiters und des Kompensationsleiters geführt ist, und daß der Durchmesser des mit der Halterungsvorrichtung versehenen Haupthohlleiter-Abschnittes so gewählt ist, daß seine H31-Grenzwellenlänge (AkHD1=0,75D) kleiner ist als die Freiraumwellenlänge bei der höchsten Betriebsfrequenz.
  • Als besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung ergibt sich eine besonders geringe Dämpfung bei der Auskopplung der E01-Peilwelle, so daß eine aufwendige Verstärkung der ausgekoppelten Peilwelle nicht zwingend erforderlich ist.
  • Ein weiterer Vorteil ergibt sich durch die geringe Rückwirkung auf die H11-Signalwelle und durch eine hohe Leistungsbelastbarkeit der Anordnung.
  • Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist durch den gegenüber bekannten derartigen Vorrichtungen außerordentlich einfachen konstruktiven Aufbau gegeben.
  • Vorteilhaft im Hinblick auf geringe Reflexionen ist es insbesondere, wenn die metallischen Stäbe der Halterungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem regelmäßigen Vieleck gebildet ist und mit der Querschnittsebene des Haupthohlleiters zusammenfällt und deren Spitze auf der Mittelachse des Haupthohlleiters liegt.
  • Weitere vorteilhafte Ausbildungen der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den weiteren Unteransprüchen.
  • Nachstehend wird die Erfindung anhand von AusfUhrungsbeispielen noch näher erläutert.
  • Es zeigen in der Zeichnung: Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel mit einer stetig verlaufenden Querschnittsverengung Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel mit einem E11-störanregungsfreiem Querschnittssprung Fig. 3 einE11-störanregungsfreier Querschnittssprung Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel mit pyramidenförmigem Pfostenkreuz Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel mit doppelt geknicktem Pfostenkreuz Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel mit Dreikreiskompensation Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel mit Stichleitungskompensation Fig. 8 ein Diagonalpfosten innerhalb eines Quadrathohlleiters Fig. 9 eine Reflexionskurve eines durch einen Kompensationsinnenleiter kompensierten Winkelpfostens.
  • Beim Ausführungsbeispiel einer Wellentypenweiche nach Fig. 1 ist der als Rundhohlleiter ausgeführte und wie auch in den weiteren Figuren gestrichelt dargestellte Haupthohlleiter 1 an seinem antennenseitigen Endemit einem kegelförmigen Rundhohlleiter 2 verbunden, dessen großer Enddurchmesser wenigstens so groß sein muß, daß ein runder Anschlußhohlleiter bei der tiefsten Empfangsfrequenz die E01-Welle gut durchläßt, während der Durchmesser des am anderen Ende des Kegelüberganges sich anschließenden Haupthohlleiters 1 wenigstens so klein gewählt ist, daß der die EO1-Welle bei der höchsten Empfangsfrequenz aperiodisch sperrt. Somit stellt der Kegelübergang für die E01-Welle im ganzen Empfangsband einen Kurzschluß dar. In der Mittellängsachse des Haupthohlleiters 1 ist gemäß der Erfindung eine erste Koaxialleitung 3 angeordnet, deren Innenleiter 4 im Bereich der Querschnittsverengung 2 in Richtung zur Antenne als kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde 4' fortgesetzt ist.
  • Der als Längssonde wirkende Innenleiter 4 ragt so weit in die kegelförmige Erweiterung des Rundhohlleiters hinein, daß die Kurzschlußebene, die dieser Kegelübergang etwa bei einer mittleren Empfangsfrequenz für die E01-Welle darstellt, zur reflexionsarmen E01-Koaxialwellenumformung durch die Längssonde optimal liegt.
  • Wegen der relativ unkritischen Lage der Kurzschlußebene, die sich etwa im Abstand von hHE01/2 hinter der Längssonde ausbildet, führt die frequenzabhängige Lage der Kurzschlußebene beim Abweichen von der Mittenfrequenz mit optimal eingestelltem Kurzschluß lediglich zu einem Anstieg der Reflexion des E01-Koaxialwellenumformers zu tieferen und höheren Frequenzen hin, der jedoch in Frequenzbändern mit geringen relativen Bandbreiten ausreichend klein ist.
  • Der Kegelübergang, der gegebenenfalls als E11-freier Doppel- oder Mehrfachkegel ausgeführt werden kann, ist für die H11-Welle in bekannter Weise reflexionsarm realisiert.
  • Innerhalb des Haupthohlleiters 1 ist die erste Koaxialleitung 3 durch eine Halterungsvorrichtung an ihrem, der Längssonde 4' entgegengesetzten Ende mechanisch gehaltert. Die Halterungsvorrichtung besteht aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung 3 konzentrisch umgebenden und mit dieser mechanisch fest verbundenen, breitbandigen, rotationssymmetrischen Kompensationsleiter 5, und aus vier im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen der Außen- wandung des Haupthohlleiters 1 und dem Kompensationsleiter 5 in radialer Richtung verlaufenden metallischen Stäben 6,7,8,9 relativ geringen Durchmessers, deren gegenseitiger Winkel 900 beträgt.
  • Einer der metallischen Stäbe des aus den Stäben 6 bis 9 gebildeten Pfostenkreuzes ist gemäß der Erfindung als Hohlstab ausgebildet und stellt den Außenleiter einer mit der ersten Koaxialleitung 3 reflexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung 9 dar, die durch den Kompensationsleiter und die Wandung des Haupthohlleiters zu einer äußeren Anschlußbuchse 10 geführt ist.
  • Der Außendurchmesser der ersten Koaxialleitung 3 ist beim Ausführungsbeispiel in Relation zum Innendurchmesser des Haupthohlleiters 1 ausreichend klein, beispielsweise im Verhältnis 1/10 gewählt, so daß die Belastung des Rundhohlleiters durch die Koaxialleitung für beliebig polarisierte H11-Wellen eine ausreichend kleine Wellenwiderstands-Erniedrigung darstellt.
  • Die in der ersten Koaxialleitung 3 durch die E01-Welle hervorgerufene Grundwelle ist von H11-Wellen jeglicher Polarisationsrichtung deshalb vollständig entkoppelt, weil die Peilkomponenten der elektrischen Feldstärke dieser Wellen in der einen Hälfte der antennenseitigen Öffnung der ersten Koaxialleitung stets die gleiche Richtung haben wie in der gegenüberliegenden Querschnittshälfte, während diese Teilkomponenten bei der koaxialen Grundwelle untereinander entgegengesetzte Richtungen aufweisen.
  • Der im Zentrum des Rundhohlleiters angeordnete koaxiale Außenleiter der ersten Koaxialleitung 3 ist an seinem der Längssonde 4 entgegengesetztem Ende vergrößert und dadurch als Kompensationsleiter 5 ausgebildet.
  • Zur Wahrung einer vollständigen Rotationssymmetrie auch für beliebig polarisierte H11-Wellen sind für die Halterungsvorrichtung wenigstens vier metallische Stäbe 6 bis 9 mit Zwischenwinkeln von jeweils 900 deshalb erforderlich, weil das elektrische Feld jeder beliebig polarisierten H11-Welle aus zwei aufeinander senkrecht stehenden Komponenten zusammengesetzt ist, die entsprechend der Anordnung nach Fig. 1 parallel zum vertikal verlaufenden Stabpaar 6, 9 bzw. parallel zum horizontal verlaufenden Stabpaar 7, 8 ausgerichtet sind. Da die beiden Stabpaare untereinander vollständig gleich aufgebaut sind, finden alle Komponenten von H11-Wellen beliebiger Polarisation in diesem Hohlleiterabschnitt jeweils untereinander die gleichen Ubertragungsbedingungen vor und dementsprechend auch die daraus resultierenden H11-Wellen selbst.
  • Der in der Fig. 1 nach oben verlaufende Hohlstab 9 ist mit einem Innenleiter passenden Durchmessers zu einer Koaxialleitung ergänzt, die einerseits die Rundhohlleiterwand durchstößt und in einen koaxialen Anschlußstekker 10 übergeht und andererseits mit der axialen ersten Koaxialleitung 3 im Knickpunkt reflexionsarm verbunden ist. Dadurch ist eine dämpfungsarme Verbindung der kapazitiven Längssonde 4' mit einem außerhalb des Rundhohlleiters angebrachten Stecker 10 hergestellt, welche durch den jeweiligen Außenleiter im Hinblick auf alle im Rundhohlleiter auftretenden Wellentypen und insbesondere gegenüber der H11-Welle vollständig abgeschirmt ist.
  • Für eine H11-Welle, deren E-Feld parallel zur Stabachse ausgerichtet ist, stellt ein solcher Stab einen induktiven Querleitwert dar, der zur Vermeidung von Reflexionen sowohl im Empfangsband wie auch im relativ weit von diesem entfernten Sendeband zu kompensieren ist.
  • Da der Querleitwert eines Stabes sehr rasch mit dessen Durchmesser ansteigt, sind die einzelnen Stäbe so zu dimensionieren, daß sich bei möglichst geringem Stabdurchmesser eine noch ausreichende mechanische Stabilität der Halterungsvorrichtung ergibt. Ein Stabdurchmesser von 1,5mm innerhalb eines Grundhohlleiters, dessen Innendurchmesser 54mm beträgt, erweist sich in der Praxis als ausreichend stabil, wenn die einzelnen Stäbe aus zähfestem Material, beispielsweise, Chrom-Nickelstahl bestehen. Der Hohlstab 9 ist vorteilhaft aus gebräuchlichen Chrom-Nickelkapillaren mit 1,5mm Außendurchmesser und 0,9mm Innendurchmesser aufgebaut.
  • Zur Kompensation des durch die metallischen Stäbe gebildeten induktiven Querleitwertes ist ein kapazitiver Querleitwert am Ort des Pfostenkreuzes geeignet, der für eine breitbandige Reflexionsfreiheit den gleichen Frequenzgang aufweist, wie der zu kompensierende induktive Querleitwert, Ein kapazitiver Querleitwert dieser Art kann entsprechend Seite 409 des"Taschenbuches der Hochfrequenztechnik" vonMeinke, Gundlach, Springer Verlag 2. Auflage 1962, bei einem dielektrisch belasteten Hohlleiterabschnitt gefunden werden, wobei Frequenzgang und Betrag dieses Leitwertes mit der Dielektrizitätskonstanten und der Länge des belasteten Hohlleiterabschnittes in weiten Grenzen variierbar sind. Es ist möglich, diesen Verlauf so zu wählen, daß sich jeweils in der Mitte zweier relativ weit voneinander entfernter Frequenzbereiche, z.B. bei 4- und bei 6,2GHz Schnittpunkte mit dem zu kompensierenden induktiven Querleitwert der metallischen Stäbe ergeben, und somit für die beiden Bandmitten Reflexionsfreiheit gewährleistet ist. Auch die Neigung des Frequenzganges des Eompensationsleitwertes kann unabhängig von den Beträgen bei beiden Mittenfrequenzen beeinflußt werden, so daß auch eine Breitband- kompensation möglich ist.
  • Gemäß der Erfindung wird die Induktivität der metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes durch den die ersten Koaxialleitung 3 konzentrisch umgebenden und mit ihr mechanisch fest verbundenen rotationssymmetrischen Kompensationsleiter 5 kompensiert. Durch den Kompensationsleiter 5 bleibt die H11-Welle vollständig erhalten. Ihre Grenzfrequenz wird durch den Innenleiter, der bei der H11-Welle überwiegend kapazitive Feldenergie verdrängt, und daher den Querkapazitätsbelag erhöht, abgesenkt und der für die Anpassung maßgebende Leitungswellenwiderstand der H11-Welle wird niedriger, Je dicker der Kompensationsleiter wird. Hiermit ist es möglich, mittels Durchmesser und Länge des Kompensationsleiters, dessen Leitwert und Frequenzgang der zu kompensierenden Induktivität der metallischen Stäbe weitgehend anzunähern.
  • Der Leitwert des Kompensationsleiters 5 entsteht physikalisch dadurch, daß zwei Leitungswelienwiderstandssprünge von untereinander entgegengesetzter Richtung - nämlich am Anfang und am Ende des Innenleiters - über die elektrische Länge des koaxialen Wellenleiters zusammengeschaltet sind. Beispielsweise kompensieren sich die beiden Leitungswellenwiderstandsprünge gegenseitig vollständig für eine elektrische Länge des koaxialen Wellenleiters L=kH/2, wobei die leitungsverkürzende Wirkung durch die Streukapazitäten an den Stirnflächen des Innenleiters zu berücksichtigen ist. Koaxiale Wellenleiterlängen L<\H/2 wirken - wie im vorliegenden Fall benötigt -durchwegs kapazitiv, wobei ein gewünschter kapazitiver Leitwert entweder mit einem sehr kurzen Innenleiter eines bestimmten Durchmessers oder auch mit einem etwas längeren Innenleiter erzeugt werden kann, der dann für die gleiche Wirkung einen dickeren Innenleiter benötigt. In diesen beiden Fällen ergeben sich breitbandig völlig unterschiedliche Frequenzgänge der Gesamtwirkung dieser beiden Innenleiter.
  • Wegen partieller Kongruenz der Ströme, die von der H11 Welle in einem Pfosten hervorgerufen werden, und ihrer magnetischen Felder mit dem räumlichen Verlauf der Verschiebungsströme und ihrer magnetischen Felder bei der H31-Welle ist ein Pfosten im Rundhohlleiter mit H11-Welle eine H11-H31-Konversionsquelle. Das Pfostenkreuz ist daher in einem solchen Rundhohlleiter anzubringen, in dem die H31-Welle nicht existieren kann und auch ausreichend aperiodisch gedämpft wird. Die H31-Grenzwellenlänge im leeren Rundhohlleiter ist XKH31=0,75D, steigt jedoch bei kleinen Innenleiterdurchmessern nur leicht und bei größeren Innenleiterdurchmessern stärker an.
  • Bei der Anordnung nach Fig. 1 ist die Anregung eines E11-Feldes, die an den Stirnflächen des Kompensationsleiters 5 erfolgen kann deshalb unschädlich, weil der Rundhohlleiterabschnitt, in dem sich der Kompensationsleiter und das Pfostenkreuz befinden, unterhalb der E11-Grenzfrequenz betrieben wird.
  • Bei der Anordnung nach Fig. 2 ist die konische Querschnittsverengung des Haupthohlleiters 1 ersetzt durch einen Querschnittssprung des Haupthohlleiters. Hierdurch ergibt sich die. Möglichkeit, die E11-Anregung an den Stirnflächen des Kompensationsleiters 5 mit einer entgegengesetzten E11-Anregung der sprunghaften Erweiterung des Rundhohlleiters etwa im selben Leitungsquerschnitt zu kombinieren. Dadurch entsteht ein E11-störanregungsfreier Übergang zum unbelasteten Rundhohlleiter mit größerem Durchmesser, in dem nun auch die E11-Welle existent sein darf, gleichwohl aber bei einem Querschnittsdoppelsprung nach Fig. 3 nicht angeregt wird.
  • Nach Fig. 3 ist die Querschnittsverengung derart in einen Teilsprung des Haupthohlleiterdurchmessers und in einen Teilsprung des Kompensationsleiter-Durchmessers aufgeteilt, daß sich E11-Störwellenfreiheit ergibt. Erhält dieser Querschnittssprung die gleichen Durchmesserverhältnisse wie der anhand von Fig. 1 beschriebene Kegelübergang, so bildet dieser Querschnittssprung mit seiner effektiven E01-KurzschluBebene zusammen mit der kapazitiven Längssonde 4' eine E01-Weiche nach Fig. 2. Diese Weiche ist besonders einfach herzustellen und zeichnet sich durch eine besonders geringe Baulänge aus.
  • Eine Weiterbildung der Anordnung nach Fig. 2 ergibt sich durch die Anordnung nach Fig. 4, bei der das Pfostenkreuz nicht wie bei den Anordnungen nach den Fig. 1 und 2 in einer Querschnittsebene des Haupthohlleiters angeordnet ist, sondern bei der die metallischen Stäbe 6 bis 9 der Halterungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem in den Hohlleiterquerschnitt gelegtem Quadrat gebildet ist, und deren Spitze auf der Mittelachse des Haupthohlleiters liegt. Durch die gegenüber den Anordnungen nach den Fig. 1 und 2 längeren metallischen Stäben 6 bis 9 ergibt sich zunächst eine höhere Induktivität des Pfostenkreuzes und somit niedrigere Leitwerte mit geringen Reflexionen, ohne daß dabei die Funktion der Gesamtanordnung in irgend einer Weise beeinträchtigt wird.
  • Eine wesentlich, über die Erhöhung der Pfosteninduktivität hinausreichende günstige Wirkung der Spitzwinkelpfosten in Fig. 4 entsteht dadurch, daß dieser in Längsrichtung des Haupthohlleiters ausgedehnte Pfosten zusammen mit dem Haupthohlleiter eine inhomogene, symmetrische, abgeschirmte Doppelleitung im Gegentaktbetrieb darstellt. Diese an der Übergangsstelle der Metallstäbe in die Wand des Haupthohlleiters zu diesem parallelgeschaltete Doppelleitung, als deren wirksame Länge ihre in Richtung des Haupthohlleiters gemessene Ausdehnung zu betrachten ist, kann z.B. im untenliegenden von zwei Frequenzbereichen (z.B. um 4GHz) 3X0/4 lang gemacht werden und im obenliegenden (z.B. um 6,2GHz) 5Ao/4 Dadurch werden - wie Fig. 9 zeigt - in diesen beiden Frequenzbereichen sehr kleine Reflexionen erreicht. Zwischen diesen beiden reflexionsarmen Nutzfrequenzbereichen liegt ein nicht störendes Reflexionsmaximum, für das die axiale Länge der Winkelpfosten gleich k0 ist.
  • Einer der nunmehr im spitzen Winkel gegenüber der Mittelachse des Haupthohlleiters verlaufenden metallischen Stäbe 9 ist bei der Anordnung nach Fig. 4 wiederum als zweite Koaxialleitung ausgebildet, die einerseits reflexionsarm mit der ersten Koaxialleitung 3 und andererseits mit einem an der Außenseite des Haupthohlleiters angebrachten koaxialen Anschlußstecker 10 verbunden ist. Als weiterer Vorteil dieser Anordnung ergibt sich bei gleichem Durchmesserverhältnis von Stabdurchmesser und Innendurchmesser des Rundhohlleiters trotz wesentlich längerer Stäbe eine gegenüber einem ebenen Pfostenkreuz noch weiter verbesserte mechanische Stabilität.
  • Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 sind die metallischen Stäbe der Halterungsvorrichtung jeweils aus drei zueinander senkrecht verlaufenden Abschnitten (z.B. 90, 91,92) zusammengesetzt. Die mit dem Kompensationsleiter 5 verbundenen Abschnitte 62 bis 92 verlaufen in der Querschnittsebene des Rundhohlleiters, die daran anschließenden Abschnitte 60 bis 90 verlaufen parallel zur Mittelachse des Haupthohlleiters und die mit der Haunthohlleiterwandung verbundenen Abschnitte 61 bis 91 verlaufen wiederum in der Querschnittsebene des Haupthohlleiters. Die jeweils paarweise gegenüberliegenden mittleren Abschnitte 70, 80 und 60, 90 bilden nunmehr jeweils eine homogene, abgeschirmte Doppelleitung, deren Wellenwiderstand im Ausführungsbeispiel etwa 360Q beträgt. Wegen ihrer achsenparallelen Ausrichtung sind diese Doppelleitungsabschnitte vollständig von der H11-Welle im Rundhohlleiter entkoppelt.
  • Bei der Anordnung nach Fig. 5 ist jeder der metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes in zwei gegeneinander räumlich versetzte, in radialer Richtung verlaufenden Abschnitte 61, 62 bis 91, 92 aufgeteilt, von denen der eine mit der Wandung des Haupthohlleiters und der andere mit dem Kompensationsleiter 5 verbunden ist. Während für den elektrisch wirksamen Versatz s/AH dieser beiden Teilreaktanzen eines metallischen Stabes vorwiegend die H11-Hohlleiterwellenlänge maßgebend ist, wird die elektrische Länge s/ho der Doppelleitung, über die die Teilreaktanzen in Serie geschaltet sind, von der Freiraumwellenlänge k0 bestimmt. Wegen der fehlenden Kopplung zwischen den als Doppelleitung wirkenden Abschnitten der metallischen Stäbe und der H11-Welle sind bei dieser Anordnung Restreflexionen durch eine Transformation des H11-Leitungswellenwiderstandes nicht gegeben. Wegen des realisierbaren relativ großen Abstandes der Leiter der als Doppelleitung wirkenden Stababschnitte ergibt sich für die Anordnung nach Fig. 5 eine besonders hohe Leistungsbelastbarkeit.
  • Eine vorteilhafte Realisierung des die zweite Koaxialleitung darstellenden Hohlstabes 90, 91, 92 ergibt sich, wenn in den geraden Hohlstab vor dem Biegen ein biegsames "semi riged"-Kabel eingeschoben wird, das sich dann an den geknickten Verlauf anpaßt.
  • Bei der Anordnung nach Fig. 6 ist die Restinduktivität des aus den Stäben 6 bis 9 gebildeten, in der Querschnittsebene des Haupthohlleiters 1 angeordneten Pfostenkreuzes durch eine hinsichtlich der äußeren Gestaltung dieses Pfostenkreuzes und des Kompensationsleiters 5 übereinstimmende Nachbildung 5' bis 9' kompensiert, welche in einem solchen Abstand von dem Pfostenkreuz 5 bis 9 angeordnet ist, daß sich die Restinduktivitäten gegenseitig aufheben und sich dadurch ein Minimum der Gesamtreflexion auch in mehreren Frequenzbereichen ergibt. Das Pfostenkreuz und die Nachbildung können hierbei über einen in der Mittelachse des Haupthohlleiters liegenden metallischen Stab 30 miteinander verbunden sein. Bei sehr geringen Restinduktivitäten ergibt sich eine besonders gute Kompensation bei einem gegenseitigen Abstand von AH/4 bzw. das/4, bei größeren Restinduktivitäten ist der Abstand bis zur halben Wellenlänge A/2 bzw. n^AH/2 zu vergrößern.
  • Für ein derartiges Pfostenfilter ergibt sich nicht nur eine einzige Resonanz bei einem Pfostenabstand zwischen XH/4 und A/2, sondern mit wachsender Frequenz eine periodische Folge von Durchlaßbereichen. So folgt auf den Durchlaßbereich bei der tiefsten Frequenz ein zweiter Durchlaßbereich, bei dem der Pfostenabstand zwischen drei AH/4 und als liegt. Da der Pfostenleitwert mit steigender Frequenz stark abnimmt, ergibt sich im oberen Durchlaßbereich eine größere Bandbreite als im unteren Durchlaßbereich. Bei einem Rundhohlleiter mit einem Durchmesser von 54mm ergibt sich bei einem Pfostenabstand, durch den ein unterster Durchlaßbereich von etwa 4GHz erzielt wird, der darauf folgende Durchlaßbereich bei einer Frequenz von etwa 6,2GHz.
  • Da die Bandbreite eines Pfostenfilters mit der Kreiszahl ansteigt, ist bei der Anordnung nach Fig. 6 an den, von den beiden Pfostenkreuzen gebildeten Resonanzkreis zu beiden Seiten je ein weiterer Kreis angefügt, wobei die hierfür erforderlichen weiteren Nachbildungen des Pfostenkreuzes 5 bis 9 durch Ringblenden 20 und 21 ersetzt sind, die für H11-Wellen ebenfalls einen induktiven Leitwert darstellen.
  • Eine weitere Maßnahme zur Reduzierung der Reflexionswirkung durch die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes ist bei der Anordnung nach Fig. 7 gezeigt, bei der die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes nicht wie bei den Anordnungen nach den Fig. 1 bis 6 direkt mit der Rundhohlleiterwand verbunden, sondern über als Stichleitungen wirkende, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitungsabschnitte 63 bis 93 mit der Wandung des Haupthohlleiters verbunden sind.
  • Hierbei sind die Koaxialleitungsabschnitte an der Außenseite des Haupthohlleiters angebracht, und die metallischen Stäbe sind als Innenleiter dieser Koaxialleitungsabschnitte durch die Wandung des Haupthohlleiters geführt. Die Reaktanzen zweier einander diametral gegenüberliegender Stichleitungen sind dann jeweils in Serie zur eigentlichen Induktivität der Stäbe des Pfostenkreuzes geschaltet. Durch Variierung der Länge der Stichleitungen ergibt sich die Möglichkeit, die Summenreaktanz dieser Serienschaltung, die nunmehr den Rundhohlleiter in Parallelschaltung belastet, vollständig zu kompensieren.
  • Eills vorteilhafte Dimensionierung ergibt sich, wenn die Stichleitungen eines Pfostens unter Berücksichtigung der leitungsverkürzenden Streukapazitäten an den Übergangsstellen von den Stichleitungen in den Rundhohlleiter für den betrachteten Frequenzbereich eine Länge von etwa h k0/4aufweisen. Es ergibt sich dadurch ein Minimum der durch das Pfostenkreuz verursachten Reflexion. Zur Vermeidung einer unerwünschten Anregung einer H21-Welle ist es weiterhin erforderlich, die einzelnen Stichleitungen untereinander mit gleicher Länge auszuführen. Dadurch ergibt sich außerdem eine für das polarisationssymmetrische Verhalten der Anordnung erforderliche Rotationssymmetrie.
  • Durch die gemeinsame Anwendung der beiden Möglichkeiten, die Reflexion infolge des Pfostenleitwertes durch geeignete Längen und Wellenwiderstände der Stichleitungen einerseits und durch den Kompensationsleiter andererseits zu reduzieren, ergibt sich eine Vielfalt an Kompensationsmöglichkeiten für die erfindungsgemäße Wellentypenweiche.
  • Zur Vermeidung von Spannungsüberschlägen an den stehende Wellen erzeugenden Stichleitungen ist es vorteilhaft, besonders dünne Innenleiter dieser Stichleitungen zu vermeiden. Weiterhin kann die Wellentypenweiche nach Fig. 7 durch Abflachen oder Abrunden von Kanten an denjenigen Stellen, die im Sendefrequenzbereich spannungsmäßig besonders belastet sind, in ihrer Spannungsfestigkeit weiter erhöht werden.
  • Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 1 bis 7 ist der Haupthohlleiter 1 stets als Rundhohlleiter ausgebildet. Im Hinblick auf eine besonders einfache Kompensation der metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes ist auch daran gedacht, als Haupthohlleiter einen Hohlleiter quadratischen Querschnitts zu verwenden, und die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes in den Diagonalen des Quadrathohlleiterquerschnittes verlaufen zu lassen, wie dies in der Fig. 8 schematisch dargestellt ist. Der Quadrathohlleiter kann hierbei so dimensioniert sein, daß er die gleiche Grenzfrequenz fKH10 = fKH01 = KHll aufweist, wie ein Rundhohlleiter des Durchmessers DRH für eine H11-Welle, so daß auch einfache sprunghafte Übergänge zwischen diesen beiden Querschnitten möglich sind. Die Diagonale eines Quadrathohlleiters der Seitenlänge a ist dann entsprechend der Beziehung lDi=1,206DRH um den Faktor 1,206 länger als der Durchmesser des Kreisquerschnittes und entsprechend verhalten sich auch die Längen der metallischen Stäbe und deren induktive Leitwerte. Aus diesem Grunde ergibt sich eine einfachere Kompensation für den Quadrathohlleiter, dessen Grenzfrequenz mit dem eines entsprechenden Rundhohlleiters übereinstimmt.
  • Fig. 9 zeigt den Verlauf des Reflexionsfaktors für zwei in der Polarisationsebene der H11-Welle im spitzen Winkel zur Längsachse des Haupthohlleiters verlaufende metallische Stäbe von 1,5mm Durchmesser innerhalb eines Rundhohlleiters mit 54mm Innendurchmesser und mit einem an der Spitze der abgewinkelten Stäbe angebrachten zylindrischen Kompensationsleiter, dessen Durchmesser 7mm und dessen Länge ebenfalls 7mm beträgt. Die Reflexion einer solchen Anordnung ist im 4-GHz-Bereich kleiner als 6,5% und im 6-GHz-Bereich kleiner als 10%.
  • Die gemäß der Erfindung aufgebauten E01-H11-Wellentypenweichen gewährleisten eine von der H11-Signalwelle beliebiger Polarisation vollständig entkoppelte E01-Auskopplung.
  • Ferner haben sie den Vorteil, daß bei einer kleinen H11-Reflexion stets eine sehr gerin.ge 201-Dampfungvon weniger als 1dB erreicht wird. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit die nachfolgende Verstärkung am Ausgang der Peilwellenweiche mit geringerem Aufwand durchzuführen.
  • 11 Patentansprüche 9 Figuren

Claims (11)

  1. Patentansprüche (V)Wellentypenweiche zur Auskopplung der elektrischen Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Querschnittsverengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschließenden Haupthohlleiters, wobei die magnetische Grundwelle als nachrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablageinformation für die selbsttätige Zielnachführung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem Haupthohlleiter herausgefUhrt wird, d a d u r c h g e k e n n -z e i c h n e t , daß in der Mittellängsachse des Haupthohlleiters (1) eine erste Koaxialleitung (3) angeordnet ist, deren Innenleiter (4) im Bereich der Querschnittsverengung (2) in Richtung zur Antenne als kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde (4') fortgesetzt ist, daß die erste Koaxialleitung (3) durch eine für die Nutzwellen kompensierte Halterungsvorrichtung an ihrem der Längssonde (4') entgegengesetzten Ende innerhalb des Haupthohlleiters (1) gehaltert ist, daß die Halterungsvorrichtung aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung (3) konzentrisch umgebenden, mit der ersten Koaxialleitung mechanisch fest verbundenen, breitbandigen, rotationssymmetrischen Kompensationsleiter (5) und aus wenigstens vier im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen der Außenwandung des Haupthohlleiters und dem Kompensationsleiter verlaufenden metallischen Stäben (Pfosten) (6,7,8,9) relativ geringen Durchmessen gebildet ist, daß einer der metallischen Stäbe (9) hohl ist und den Außenleiter einer mit der ersten Koaxialleitung (3) reflexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung (9) darstellt, daß die zweite Koaxialleitung (9) durch die Wan- dung des Haupthohlleiters (1) und des Kompensationsleiters (5) geführt ist, und daß der Durchmesser des mit der Halterungsvorrichtung versehenen Haupthohlleiter-Abschnittes (1) so gewählt ist, daß seine H31-Grenzwellenlänge (AkH31=0,75D) kleiner ist als die Freiraumwellenlänge bei der höchsten Betriebsfrequenz.
  2. 2. Wellentypenweiche nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die metallischen Stäbe (6,7,8,9) der Halterungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem regelmäßigen Vieleck gebildet ist und mit der Querschnittsebene des Haupthohlleiters zusammenfällt und deren Spitze auf der Mittelachse des Haupthohlleiters liegt.
  3. 3. Wellentypenweiche nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die metallischen Stäbe (6,7,8,9) der Halterungsvorrichtung aus jeweils mehreren geraden Abschnitten (60,61,62,70,71,72, 80,81,82,90, 91,92) bestehen, daß wenigstens ein Abschnitt (60,70, 80,90) parallel zur Längsachse des Haupthohlleiters (1) verläuft und hinsichtlich seiner Länge derart bemessen ist, daß sich eine Kompensation benachbarter Abschnitte (61,62;71,72;81,82;91,92) ergibt.
  4. 4. Wellentypenweiche nach den Ansprüchen 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die metallischen Stäbe (6,7,8,9) der Halterungsvorrichtung über als Stichleitungen wirkende, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitungsabschnitte (63,73,83,93) mit der Wandung des Haupthohlleiters verbunden sind.
  5. 5. Wellentypenweiche nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die metallischen Stäbe (6,7,8,9) der Halterungsvorrichtung durch die Wandung des Haupthohlleiters (1) isoliert durchgeführt sind und den Innenleiter (94) einer an der Außenseite der Haupthohlleiterwandung angebrachten Stichleitung (93) bilden, welche an ihrem der Außenwandung des Haupthohlleiters angewandten Ende (95) kurzgeschlossen ist.
  6. 6. Wellentypenweiche nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Länge der Stichleitungen untereinander gleich gewählt ist und ein ungeradzahliges Vielfaches der in den Stichleitungen für die Nutzwelle sich ausbildenden Wellenlänge beträgt.
  7. 7. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Halterungsvorrichtung durch wenigstens eine hinsichtlich der äußeren Gestaltung mit ihr übereinstimmende Nachbildung (5',6'7',8',9') ergänzt ist, und daß die Nachbildung (5',6',7',8',9') einen solchen Abstand von der Halterungsvorrichtung aufweist, daß sich ein Minimum der Gesamtreflexion ergibt.
  8. 8. Wellentypenweiche nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß wenigstens eine Nachbildung ersetzt ist durch eine blendenförmige Querschnittsverengung (20 oder 21) des Haupthohlleiters.
  9. 9. Wellentypenweiche nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Querschnittsverengung (2') derart in einen Teilsprung des Haupthohlleiter-Durchmessers und in einen Teilsprung des Kompensationsleiter-Durchmessers aufgeteilt ist, daß sich E11-Störwellenfreiheit ergibt.
  10. 10. Wellentypenweiche nach Anspruch 1 bis Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß als Werkstoff für den als zweite Koaxialleitung (9 oder 9') ausgebildeten metallischen Stab der Haltevorrichtung ein hochfestes Material, z.B. Chrom-Nickelstahl gewählt ist.
  11. 11. Wellentypenweiche nach den Ansprüchen 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß bei einem Haupthohlleiter quadratischen Querschnitts die metallischen Stäbe der Halterungsvorrichtung in den Diagonalen des Hohlleiterquersdinitts verlaufen.
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