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Wellentypenweiche
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Die Erfindung betrifft eine Wellentypenweiche zur Auskopplung der
elektrischen Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden
Querschnittsverengung eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschlie-Senden Haupthohlleiters,
wobei die magnetische Grundwelle als naahrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter
durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablage information
für die selbsttätige Zielnachführung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem
Haupthohlleiter herausgeführt wird.
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Im Satellitenfunk und auch in der Radartechnik tritt das Problem auf,
mehrere bestimmte in ein- und demselben Hohlleiter existierende Wellentypen mit
Hilfe einer Weiche voneinander zu trennen. Eine derartige, beispielsweise zur selbsttätigen
Nachsteuerung einer Antenne in die Richtung von empfangenen Hochfrequenzschwingungen
geeignete Anordnung, bei der die Bildung des Fehlersignales aufgrund eines gleichzeitig
mit einer H11-Nutzwelle auftre-
tenden H21-Wellentyps erfolgt, ist
beispielsweise aus der DT-AS 12 80 991 bekannt. Diese Anordnung ist jedoch vorwiegend
für lineare Polarisation geeignet, und soll insbesondere sicherstellen, daß für
jede Polarisationsrichtung der empfangenen Welle ein ausreichendes Fehlersignal
gebildet werden kann.
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Beim Empfang der magnetischen Grundwelle treten dann höhere Wellentypen
in der Empfangsantenne und in dem mit -ihrem Fußpunkt verbundenen Haupthohlleiter
auf, wenn die einfallende Wellenfront nicht parallel zur Antennenapertur auftritt,
wenn sich also die Strahlungsquelle nicht exakt in Richtung der Antennenachse befindet.
In diesem Fall treten im Speisehorn der Antenne außer einer E01-Welle noch weitere
Wellentypen, beispielsweise die H21- und die H01-Welle auf, die wegen ihres scharfen
Differenzdiagrammes zur Peilung herangezogen werden können. Diese Wellentypen sind
mit ihrer auf die nachrichtentragende Welle bezogenen Amplitude und Phase ein Maß
für die räumliche Ablage des Satelliten oder des Objekts von der Hauptstrahlrichtung
der Antenne und werden in bekannter Weise als Regelkriterien zur automatischen Zielnachführung
der Antenne verwendet.
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Im Falle des Satellitenfunks wird als Nachrichtenträger im allgemeinen
die zirkular polarisierte magnetische Grundwelle verwendet. Hierzu liefert die elektrische
Grundwelle als Peilwellentyp, das ist im Rundhohlleiter die E01-Welle und im Quadrathohlleiter
die E11-Welle, eine geeignete Ablageinformation. Am Fußpunkt einer Empfangsantenne
treten dann in einem gemeinsamen Hohlleiter gleichzeitig die magnetische Grundwelle
als Signalwelle und die elektrische Grundwelle als Peilwellentyp auf. Entsprechend
der unterschiedlichen weiteren Verarbeitung sind diese mittels einer Wellentypenweiche
voneinander
zu trennen.
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Bei bekannten Modenkopplern wird im allgemeinen stets der zur Bildung
des Ablagekriteriums vorgesehene Peilwellentyp in mehrere Teilwellen zerlegt und
über eine entsprechende Anzahl von am Umfang des Haupthohlleiters verteilten Koppelstellen
aus dem Haupthohlleiter ausgekoppelt.
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Diese Teilwellen werden dann mit einer geeigneten Phasenlage zusammengefaßt.
Nachteilig bei derartigen Anordnungen ist die unerwünschte gleichzeitige Aus kopplung
der Signalwellen, die dann wieder in dem Haupthohlleiter zurück reflektiert werden
müssen. Damit verbunden sind Reflexionen der Signalwellen, die wiederum kompensiert
werden müssen und die Polarisation der Signalwellen störend beeinflussen können.
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Abweichend von diesem Funktionsprinzip ist aus der DT-AS 12 64 636
eine E01-Wellentypenweiche im Zusammenhang mit einer Polarisationsweiche bekannt,
bei der die E01-Welle mit einer im Zentrum des Haupthohlleiters angebrachten, kapazitiven
Längssonde breitbandig und ohne Verkopplung beispielsweise mit der H11-Signalwelle
ausgekoppelt wird. Da eine H11-Grundwelle beliebiger Polarisation keine E-Längskomponente
aufweist, ist sie von der kapazitiven Längssonde vollständig entkoppelt. Wegen einer
zwangsläufigen Bindung der Längssonde an eine Polarisationsweiche ist jedoch die
Einsatzmöglichkeit einer solchen als Wellentypenweiche wirkenden Anordnung begrenzt.
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Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine die Nachteile
der bekannten Anordnungen vermeidende Lösung anzugeben, durch die sich insbesondere
die Möglichkeit einer vollständigen Entkopplung der 301-Peilwelle von der H11-Signalwelle
beliebiger Polarisation ergibt.
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Ausgehend von einr Wellentypenweiche zur Auskopplung der elektrischen
Grundwelle aus dem Bereich einer stetig oder sprunghaft verlaufenden Querschnittsverengung
eines an den Fußpunkt einer Antenne sich anschließenden Haupthohlleiters, wobei
die magnetische Grundwelle als nachrichtentragender Nutzwellentyp vom Haupthohlleiter
durchgelassen wird, und die elektrische Grundwelle zur Bildung einer Ablage information
für die selbsttätige Zielnachfüuuung der Hauptstrahlrichtung der Antenne aus dem
Haupthohlleiter herausgeführt wird, wird diese Aufgabe gemäß der vorliegenden Erfindung
dadurch gelöst, daß in der Mittellängsachse des Haupthohlleiters eine erste Koaxialleitung
angeordnet ist, deren Innenleiter im Bereich der Querschnittsverengung in Richtung
zur Antenne als kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde fortgesetzt ist, daß
die erste Koaxialleitung durch eine für die Nutzwellen kompensierte Halterungsvorrichtung
an ihrem der Längssonde entgegengesetzten Ende innerhalb des Haupthohlleiters gehaltert
ist, daß die Halterungsvorrichtung aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung
konzentrisch umgebenden, mit der ersten Koaxialleitung mechanisch fest verbundenen,
breitbandigen, rotationssymmetrischen Kompensationsleiter und aus wenigstens vier
im Haupthohlleiterquerschnitt zwischen der Außenwandung des Haupthohlleiters und
dem Kompensationsleiter verlaufendermetallischen Stäben (Pfosten) relativ geringen
Durchmessers gebildet ist, daß einer der metallischen Stäbe hohl ist und den Außenleiter
einer mit der ersten Koaxialleitung reflexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung
darstellt, daß die zweite Koaxialleitung durch die Wandung des HauDthohlleiters
und des Kompensationsleiters geführt ist, und daß der Durchmesser des mit der Halterungsvorrichtung
versehenen Haupthohlleiter-Abschnittes so gewählt ist, daß seine H31-Grenzwellenlänge
(AkHD1=0,75D) kleiner ist als die Freiraumwellenlänge bei der höchsten Betriebsfrequenz.
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Als besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung ergibt sich
eine besonders geringe Dämpfung bei der Auskopplung der E01-Peilwelle, so daß eine
aufwendige Verstärkung der ausgekoppelten Peilwelle nicht zwingend erforderlich
ist.
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Ein weiterer Vorteil ergibt sich durch die geringe Rückwirkung auf
die H11-Signalwelle und durch eine hohe Leistungsbelastbarkeit der Anordnung.
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Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist durch den gegenüber bekannten
derartigen Vorrichtungen außerordentlich einfachen konstruktiven Aufbau gegeben.
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Vorteilhaft im Hinblick auf geringe Reflexionen ist es insbesondere,
wenn die metallischen Stäbe der Halterungsvorrichtung entsprechend den Kanten einer
Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem regelmäßigen Vieleck gebildet ist
und mit der Querschnittsebene des Haupthohlleiters zusammenfällt und deren Spitze
auf der Mittelachse des Haupthohlleiters liegt.
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Weitere vorteilhafte Ausbildungen der vorliegenden Erfindung ergeben
sich aus den weiteren Unteransprüchen.
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Nachstehend wird die Erfindung anhand von AusfUhrungsbeispielen noch
näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung: Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel
mit einer stetig verlaufenden Querschnittsverengung Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel
mit einem E11-störanregungsfreiem Querschnittssprung
Fig. 3 einE11-störanregungsfreier
Querschnittssprung Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel mit pyramidenförmigem Pfostenkreuz
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel mit doppelt geknicktem Pfostenkreuz Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel
mit Dreikreiskompensation Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel mit Stichleitungskompensation
Fig. 8 ein Diagonalpfosten innerhalb eines Quadrathohlleiters Fig. 9 eine Reflexionskurve
eines durch einen Kompensationsinnenleiter kompensierten Winkelpfostens.
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Beim Ausführungsbeispiel einer Wellentypenweiche nach Fig. 1 ist der
als Rundhohlleiter ausgeführte und wie auch in den weiteren Figuren gestrichelt
dargestellte Haupthohlleiter 1 an seinem antennenseitigen Endemit einem kegelförmigen
Rundhohlleiter 2 verbunden, dessen großer Enddurchmesser wenigstens so groß sein
muß, daß ein runder Anschlußhohlleiter bei der tiefsten Empfangsfrequenz die E01-Welle
gut durchläßt, während der Durchmesser des am anderen Ende des Kegelüberganges sich
anschließenden Haupthohlleiters 1 wenigstens so klein gewählt ist, daß der die EO1-Welle
bei der höchsten Empfangsfrequenz aperiodisch sperrt. Somit stellt der Kegelübergang
für die E01-Welle im ganzen Empfangsband
einen Kurzschluß dar.
In der Mittellängsachse des Haupthohlleiters 1 ist gemäß der Erfindung eine erste
Koaxialleitung 3 angeordnet, deren Innenleiter 4 im Bereich der Querschnittsverengung
2 in Richtung zur Antenne als kapazitiv wirkende, stabförmige Längssonde 4' fortgesetzt
ist.
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Der als Längssonde wirkende Innenleiter 4 ragt so weit in die kegelförmige
Erweiterung des Rundhohlleiters hinein, daß die Kurzschlußebene, die dieser Kegelübergang
etwa bei einer mittleren Empfangsfrequenz für die E01-Welle darstellt, zur reflexionsarmen
E01-Koaxialwellenumformung durch die Längssonde optimal liegt.
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Wegen der relativ unkritischen Lage der Kurzschlußebene, die sich
etwa im Abstand von hHE01/2 hinter der Längssonde ausbildet, führt die frequenzabhängige
Lage der Kurzschlußebene beim Abweichen von der Mittenfrequenz mit optimal eingestelltem
Kurzschluß lediglich zu einem Anstieg der Reflexion des E01-Koaxialwellenumformers
zu tieferen und höheren Frequenzen hin, der jedoch in Frequenzbändern mit geringen
relativen Bandbreiten ausreichend klein ist.
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Der Kegelübergang, der gegebenenfalls als E11-freier Doppel- oder
Mehrfachkegel ausgeführt werden kann, ist für die H11-Welle in bekannter Weise reflexionsarm
realisiert.
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Innerhalb des Haupthohlleiters 1 ist die erste Koaxialleitung 3 durch
eine Halterungsvorrichtung an ihrem, der Längssonde 4' entgegengesetzten Ende mechanisch
gehaltert. Die Halterungsvorrichtung besteht aus einem das Ende der ersten Koaxialleitung
3 konzentrisch umgebenden und mit dieser mechanisch fest verbundenen, breitbandigen,
rotationssymmetrischen Kompensationsleiter 5, und aus vier im Haupthohlleiterquerschnitt
zwischen der Außen-
wandung des Haupthohlleiters 1 und dem Kompensationsleiter
5 in radialer Richtung verlaufenden metallischen Stäben 6,7,8,9 relativ geringen
Durchmessers, deren gegenseitiger Winkel 900 beträgt.
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Einer der metallischen Stäbe des aus den Stäben 6 bis 9 gebildeten
Pfostenkreuzes ist gemäß der Erfindung als Hohlstab ausgebildet und stellt den Außenleiter
einer mit der ersten Koaxialleitung 3 reflexionsarm verbundenen zweiten Koaxialleitung
9 dar, die durch den Kompensationsleiter und die Wandung des Haupthohlleiters zu
einer äußeren Anschlußbuchse 10 geführt ist.
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Der Außendurchmesser der ersten Koaxialleitung 3 ist beim Ausführungsbeispiel
in Relation zum Innendurchmesser des Haupthohlleiters 1 ausreichend klein, beispielsweise
im Verhältnis 1/10 gewählt, so daß die Belastung des Rundhohlleiters durch die Koaxialleitung
für beliebig polarisierte H11-Wellen eine ausreichend kleine Wellenwiderstands-Erniedrigung
darstellt.
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Die in der ersten Koaxialleitung 3 durch die E01-Welle hervorgerufene
Grundwelle ist von H11-Wellen jeglicher Polarisationsrichtung deshalb vollständig
entkoppelt, weil die Peilkomponenten der elektrischen Feldstärke dieser Wellen in
der einen Hälfte der antennenseitigen Öffnung der ersten Koaxialleitung stets die
gleiche Richtung haben wie in der gegenüberliegenden Querschnittshälfte, während
diese Teilkomponenten bei der koaxialen Grundwelle untereinander entgegengesetzte
Richtungen aufweisen.
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Der im Zentrum des Rundhohlleiters angeordnete koaxiale Außenleiter
der ersten Koaxialleitung 3 ist an seinem der Längssonde 4 entgegengesetztem Ende
vergrößert und dadurch als Kompensationsleiter 5 ausgebildet.
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Zur Wahrung einer vollständigen Rotationssymmetrie auch für beliebig
polarisierte H11-Wellen sind für die Halterungsvorrichtung wenigstens vier metallische
Stäbe 6 bis 9 mit Zwischenwinkeln von jeweils 900 deshalb erforderlich, weil das
elektrische Feld jeder beliebig polarisierten H11-Welle aus zwei aufeinander senkrecht
stehenden Komponenten zusammengesetzt ist, die entsprechend der Anordnung nach Fig.
1 parallel zum vertikal verlaufenden Stabpaar 6, 9 bzw. parallel zum horizontal
verlaufenden Stabpaar 7, 8 ausgerichtet sind. Da die beiden Stabpaare untereinander
vollständig gleich aufgebaut sind, finden alle Komponenten von H11-Wellen beliebiger
Polarisation in diesem Hohlleiterabschnitt jeweils untereinander die gleichen Ubertragungsbedingungen
vor und dementsprechend auch die daraus resultierenden H11-Wellen selbst.
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Der in der Fig. 1 nach oben verlaufende Hohlstab 9 ist mit einem Innenleiter
passenden Durchmessers zu einer Koaxialleitung ergänzt, die einerseits die Rundhohlleiterwand
durchstößt und in einen koaxialen Anschlußstekker 10 übergeht und andererseits mit
der axialen ersten Koaxialleitung 3 im Knickpunkt reflexionsarm verbunden ist. Dadurch
ist eine dämpfungsarme Verbindung der kapazitiven Längssonde 4' mit einem außerhalb
des Rundhohlleiters angebrachten Stecker 10 hergestellt, welche durch den jeweiligen
Außenleiter im Hinblick auf alle im Rundhohlleiter auftretenden Wellentypen und
insbesondere gegenüber der H11-Welle vollständig abgeschirmt ist.
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Für eine H11-Welle, deren E-Feld parallel zur Stabachse ausgerichtet
ist, stellt ein solcher Stab einen induktiven Querleitwert dar, der zur Vermeidung
von Reflexionen sowohl im Empfangsband wie auch im relativ weit von diesem entfernten
Sendeband zu kompensieren ist.
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Da der Querleitwert eines Stabes sehr rasch mit dessen Durchmesser
ansteigt, sind die einzelnen Stäbe so zu dimensionieren, daß sich bei möglichst
geringem Stabdurchmesser eine noch ausreichende mechanische Stabilität der Halterungsvorrichtung
ergibt. Ein Stabdurchmesser von 1,5mm innerhalb eines Grundhohlleiters, dessen Innendurchmesser
54mm beträgt, erweist sich in der Praxis als ausreichend stabil, wenn die einzelnen
Stäbe aus zähfestem Material, beispielsweise, Chrom-Nickelstahl bestehen. Der Hohlstab
9 ist vorteilhaft aus gebräuchlichen Chrom-Nickelkapillaren mit 1,5mm Außendurchmesser
und 0,9mm Innendurchmesser aufgebaut.
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Zur Kompensation des durch die metallischen Stäbe gebildeten induktiven
Querleitwertes ist ein kapazitiver Querleitwert am Ort des Pfostenkreuzes geeignet,
der für eine breitbandige Reflexionsfreiheit den gleichen Frequenzgang aufweist,
wie der zu kompensierende induktive Querleitwert, Ein kapazitiver Querleitwert dieser
Art kann entsprechend Seite 409 des"Taschenbuches der Hochfrequenztechnik" vonMeinke,
Gundlach, Springer Verlag 2. Auflage 1962, bei einem dielektrisch belasteten Hohlleiterabschnitt
gefunden werden, wobei Frequenzgang und Betrag dieses Leitwertes mit der Dielektrizitätskonstanten
und der Länge des belasteten Hohlleiterabschnittes in weiten Grenzen variierbar
sind. Es ist möglich, diesen Verlauf so zu wählen, daß sich jeweils in der Mitte
zweier relativ weit voneinander entfernter Frequenzbereiche, z.B. bei 4- und bei
6,2GHz Schnittpunkte mit dem zu kompensierenden induktiven Querleitwert der metallischen
Stäbe ergeben, und somit für die beiden Bandmitten Reflexionsfreiheit gewährleistet
ist. Auch die Neigung des Frequenzganges des Eompensationsleitwertes kann unabhängig
von den Beträgen bei beiden Mittenfrequenzen beeinflußt werden, so daß auch eine
Breitband-
kompensation möglich ist.
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Gemäß der Erfindung wird die Induktivität der metallischen Stäbe des
Pfostenkreuzes durch den die ersten Koaxialleitung 3 konzentrisch umgebenden und
mit ihr mechanisch fest verbundenen rotationssymmetrischen Kompensationsleiter 5
kompensiert. Durch den Kompensationsleiter 5 bleibt die H11-Welle vollständig erhalten.
Ihre Grenzfrequenz wird durch den Innenleiter, der bei der H11-Welle überwiegend
kapazitive Feldenergie verdrängt, und daher den Querkapazitätsbelag erhöht, abgesenkt
und der für die Anpassung maßgebende Leitungswellenwiderstand der H11-Welle wird
niedriger, Je dicker der Kompensationsleiter wird. Hiermit ist es möglich, mittels
Durchmesser und Länge des Kompensationsleiters, dessen Leitwert und Frequenzgang
der zu kompensierenden Induktivität der metallischen Stäbe weitgehend anzunähern.
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Der Leitwert des Kompensationsleiters 5 entsteht physikalisch dadurch,
daß zwei Leitungswelienwiderstandssprünge von untereinander entgegengesetzter Richtung
- nämlich am Anfang und am Ende des Innenleiters - über die elektrische Länge des
koaxialen Wellenleiters zusammengeschaltet sind. Beispielsweise kompensieren sich
die beiden Leitungswellenwiderstandsprünge gegenseitig vollständig für eine elektrische
Länge des koaxialen Wellenleiters L=kH/2, wobei die leitungsverkürzende Wirkung
durch die Streukapazitäten an den Stirnflächen des Innenleiters zu berücksichtigen
ist. Koaxiale Wellenleiterlängen L<\H/2 wirken - wie im vorliegenden Fall benötigt
-durchwegs kapazitiv, wobei ein gewünschter kapazitiver Leitwert entweder mit einem
sehr kurzen Innenleiter eines bestimmten Durchmessers oder auch mit einem etwas
längeren Innenleiter erzeugt werden kann, der dann für die gleiche Wirkung einen
dickeren Innenleiter benötigt. In
diesen beiden Fällen ergeben
sich breitbandig völlig unterschiedliche Frequenzgänge der Gesamtwirkung dieser
beiden Innenleiter.
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Wegen partieller Kongruenz der Ströme, die von der H11 Welle in einem
Pfosten hervorgerufen werden, und ihrer magnetischen Felder mit dem räumlichen Verlauf
der Verschiebungsströme und ihrer magnetischen Felder bei der H31-Welle ist ein
Pfosten im Rundhohlleiter mit H11-Welle eine H11-H31-Konversionsquelle. Das Pfostenkreuz
ist daher in einem solchen Rundhohlleiter anzubringen, in dem die H31-Welle nicht
existieren kann und auch ausreichend aperiodisch gedämpft wird. Die H31-Grenzwellenlänge
im leeren Rundhohlleiter ist XKH31=0,75D, steigt jedoch bei kleinen Innenleiterdurchmessern
nur leicht und bei größeren Innenleiterdurchmessern stärker an.
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Bei der Anordnung nach Fig. 1 ist die Anregung eines E11-Feldes, die
an den Stirnflächen des Kompensationsleiters 5 erfolgen kann deshalb unschädlich,
weil der Rundhohlleiterabschnitt, in dem sich der Kompensationsleiter und das Pfostenkreuz
befinden, unterhalb der E11-Grenzfrequenz betrieben wird.
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Bei der Anordnung nach Fig. 2 ist die konische Querschnittsverengung
des Haupthohlleiters 1 ersetzt durch einen Querschnittssprung des Haupthohlleiters.
Hierdurch ergibt sich die. Möglichkeit, die E11-Anregung an den Stirnflächen des
Kompensationsleiters 5 mit einer entgegengesetzten E11-Anregung der sprunghaften
Erweiterung des Rundhohlleiters etwa im selben Leitungsquerschnitt zu kombinieren.
Dadurch entsteht ein E11-störanregungsfreier Übergang zum unbelasteten Rundhohlleiter
mit größerem Durchmesser, in dem nun auch die E11-Welle existent sein darf, gleichwohl
aber bei einem
Querschnittsdoppelsprung nach Fig. 3 nicht angeregt
wird.
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Nach Fig. 3 ist die Querschnittsverengung derart in einen Teilsprung
des Haupthohlleiterdurchmessers und in einen Teilsprung des Kompensationsleiter-Durchmessers
aufgeteilt, daß sich E11-Störwellenfreiheit ergibt. Erhält dieser Querschnittssprung
die gleichen Durchmesserverhältnisse wie der anhand von Fig. 1 beschriebene Kegelübergang,
so bildet dieser Querschnittssprung mit seiner effektiven E01-KurzschluBebene zusammen
mit der kapazitiven Längssonde 4' eine E01-Weiche nach Fig. 2. Diese Weiche ist
besonders einfach herzustellen und zeichnet sich durch eine besonders geringe Baulänge
aus.
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Eine Weiterbildung der Anordnung nach Fig. 2 ergibt sich durch die
Anordnung nach Fig. 4, bei der das Pfostenkreuz nicht wie bei den Anordnungen nach
den Fig. 1 und 2 in einer Querschnittsebene des Haupthohlleiters angeordnet ist,
sondern bei der die metallischen Stäbe 6 bis 9 der Halterungsvorrichtung entsprechend
den Kanten einer Pyramide verlaufen, deren Basisfläche von einem in den Hohlleiterquerschnitt
gelegtem Quadrat gebildet ist, und deren Spitze auf der Mittelachse des Haupthohlleiters
liegt. Durch die gegenüber den Anordnungen nach den Fig. 1 und 2 längeren metallischen
Stäben 6 bis 9 ergibt sich zunächst eine höhere Induktivität des Pfostenkreuzes
und somit niedrigere Leitwerte mit geringen Reflexionen, ohne daß dabei die Funktion
der Gesamtanordnung in irgend einer Weise beeinträchtigt wird.
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Eine wesentlich, über die Erhöhung der Pfosteninduktivität hinausreichende
günstige Wirkung der Spitzwinkelpfosten in Fig. 4 entsteht dadurch, daß dieser in
Längsrichtung
des Haupthohlleiters ausgedehnte Pfosten zusammen
mit dem Haupthohlleiter eine inhomogene, symmetrische, abgeschirmte Doppelleitung
im Gegentaktbetrieb darstellt. Diese an der Übergangsstelle der Metallstäbe in die
Wand des Haupthohlleiters zu diesem parallelgeschaltete Doppelleitung, als deren
wirksame Länge ihre in Richtung des Haupthohlleiters gemessene Ausdehnung zu betrachten
ist, kann z.B. im untenliegenden von zwei Frequenzbereichen (z.B. um 4GHz) 3X0/4
lang gemacht werden und im obenliegenden (z.B. um 6,2GHz) 5Ao/4 Dadurch werden -
wie Fig. 9 zeigt - in diesen beiden Frequenzbereichen sehr kleine Reflexionen erreicht.
Zwischen diesen beiden reflexionsarmen Nutzfrequenzbereichen liegt ein nicht störendes
Reflexionsmaximum, für das die axiale Länge der Winkelpfosten gleich k0 ist.
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Einer der nunmehr im spitzen Winkel gegenüber der Mittelachse des
Haupthohlleiters verlaufenden metallischen Stäbe 9 ist bei der Anordnung nach Fig.
4 wiederum als zweite Koaxialleitung ausgebildet, die einerseits reflexionsarm mit
der ersten Koaxialleitung 3 und andererseits mit einem an der Außenseite des Haupthohlleiters
angebrachten koaxialen Anschlußstecker 10 verbunden ist. Als weiterer Vorteil dieser
Anordnung ergibt sich bei gleichem Durchmesserverhältnis von Stabdurchmesser und
Innendurchmesser des Rundhohlleiters trotz wesentlich längerer Stäbe eine gegenüber
einem ebenen Pfostenkreuz noch weiter verbesserte mechanische Stabilität.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 sind die metallischen Stäbe
der Halterungsvorrichtung jeweils aus drei zueinander senkrecht verlaufenden Abschnitten
(z.B. 90, 91,92) zusammengesetzt. Die mit dem Kompensationsleiter 5 verbundenen
Abschnitte 62 bis 92 verlaufen in der
Querschnittsebene des Rundhohlleiters,
die daran anschließenden Abschnitte 60 bis 90 verlaufen parallel zur Mittelachse
des Haupthohlleiters und die mit der Haunthohlleiterwandung verbundenen Abschnitte
61 bis 91 verlaufen wiederum in der Querschnittsebene des Haupthohlleiters. Die
jeweils paarweise gegenüberliegenden mittleren Abschnitte 70, 80 und 60, 90 bilden
nunmehr jeweils eine homogene, abgeschirmte Doppelleitung, deren Wellenwiderstand
im Ausführungsbeispiel etwa 360Q beträgt. Wegen ihrer achsenparallelen Ausrichtung
sind diese Doppelleitungsabschnitte vollständig von der H11-Welle im Rundhohlleiter
entkoppelt.
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Bei der Anordnung nach Fig. 5 ist jeder der metallischen Stäbe des
Pfostenkreuzes in zwei gegeneinander räumlich versetzte, in radialer Richtung verlaufenden
Abschnitte 61, 62 bis 91, 92 aufgeteilt, von denen der eine mit der Wandung des
Haupthohlleiters und der andere mit dem Kompensationsleiter 5 verbunden ist. Während
für den elektrisch wirksamen Versatz s/AH dieser beiden Teilreaktanzen eines metallischen
Stabes vorwiegend die H11-Hohlleiterwellenlänge maßgebend ist, wird die elektrische
Länge s/ho der Doppelleitung, über die die Teilreaktanzen in Serie geschaltet sind,
von der Freiraumwellenlänge k0 bestimmt. Wegen der fehlenden Kopplung zwischen den
als Doppelleitung wirkenden Abschnitten der metallischen Stäbe und der H11-Welle
sind bei dieser Anordnung Restreflexionen durch eine Transformation des H11-Leitungswellenwiderstandes
nicht gegeben. Wegen des realisierbaren relativ großen Abstandes der Leiter der
als Doppelleitung wirkenden Stababschnitte ergibt sich für die Anordnung nach Fig.
5 eine besonders hohe Leistungsbelastbarkeit.
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Eine vorteilhafte Realisierung des die zweite Koaxialleitung darstellenden
Hohlstabes 90, 91, 92 ergibt sich, wenn in den geraden Hohlstab vor dem Biegen ein
biegsames "semi riged"-Kabel eingeschoben wird, das sich dann an den geknickten
Verlauf anpaßt.
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Bei der Anordnung nach Fig. 6 ist die Restinduktivität des aus den
Stäben 6 bis 9 gebildeten, in der Querschnittsebene des Haupthohlleiters 1 angeordneten
Pfostenkreuzes durch eine hinsichtlich der äußeren Gestaltung dieses Pfostenkreuzes
und des Kompensationsleiters 5 übereinstimmende Nachbildung 5' bis 9' kompensiert,
welche in einem solchen Abstand von dem Pfostenkreuz 5 bis 9 angeordnet ist, daß
sich die Restinduktivitäten gegenseitig aufheben und sich dadurch ein Minimum der
Gesamtreflexion auch in mehreren Frequenzbereichen ergibt. Das Pfostenkreuz und
die Nachbildung können hierbei über einen in der Mittelachse des Haupthohlleiters
liegenden metallischen Stab 30 miteinander verbunden sein. Bei sehr geringen Restinduktivitäten
ergibt sich eine besonders gute Kompensation bei einem gegenseitigen Abstand von
AH/4 bzw. das/4, bei größeren Restinduktivitäten ist der Abstand bis zur halben
Wellenlänge A/2 bzw. n^AH/2 zu vergrößern.
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Für ein derartiges Pfostenfilter ergibt sich nicht nur eine einzige
Resonanz bei einem Pfostenabstand zwischen XH/4 und A/2, sondern mit wachsender
Frequenz eine periodische Folge von Durchlaßbereichen. So folgt auf den Durchlaßbereich
bei der tiefsten Frequenz ein zweiter Durchlaßbereich, bei dem der Pfostenabstand
zwischen drei AH/4 und als liegt. Da der Pfostenleitwert mit steigender Frequenz
stark abnimmt, ergibt sich im oberen Durchlaßbereich eine größere Bandbreite als
im unteren Durchlaßbereich. Bei einem Rundhohlleiter mit einem
Durchmesser
von 54mm ergibt sich bei einem Pfostenabstand, durch den ein unterster Durchlaßbereich
von etwa 4GHz erzielt wird, der darauf folgende Durchlaßbereich bei einer Frequenz
von etwa 6,2GHz.
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Da die Bandbreite eines Pfostenfilters mit der Kreiszahl ansteigt,
ist bei der Anordnung nach Fig. 6 an den, von den beiden Pfostenkreuzen gebildeten
Resonanzkreis zu beiden Seiten je ein weiterer Kreis angefügt, wobei die hierfür
erforderlichen weiteren Nachbildungen des Pfostenkreuzes 5 bis 9 durch Ringblenden
20 und 21 ersetzt sind, die für H11-Wellen ebenfalls einen induktiven Leitwert darstellen.
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Eine weitere Maßnahme zur Reduzierung der Reflexionswirkung durch
die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes ist bei der Anordnung nach Fig. 7 gezeigt,
bei der die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes nicht wie bei den Anordnungen
nach den Fig. 1 bis 6 direkt mit der Rundhohlleiterwand verbunden, sondern über
als Stichleitungen wirkende, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitungsabschnitte
63 bis 93 mit der Wandung des Haupthohlleiters verbunden sind.
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Hierbei sind die Koaxialleitungsabschnitte an der Außenseite des Haupthohlleiters
angebracht, und die metallischen Stäbe sind als Innenleiter dieser Koaxialleitungsabschnitte
durch die Wandung des Haupthohlleiters geführt. Die Reaktanzen zweier einander diametral
gegenüberliegender Stichleitungen sind dann jeweils in Serie zur eigentlichen Induktivität
der Stäbe des Pfostenkreuzes geschaltet. Durch Variierung der Länge der Stichleitungen
ergibt sich die Möglichkeit, die Summenreaktanz dieser Serienschaltung, die nunmehr
den Rundhohlleiter in Parallelschaltung belastet, vollständig zu kompensieren.
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Eills vorteilhafte Dimensionierung ergibt sich, wenn die Stichleitungen
eines Pfostens unter Berücksichtigung der leitungsverkürzenden Streukapazitäten
an den Übergangsstellen von den Stichleitungen in den Rundhohlleiter für den betrachteten
Frequenzbereich eine Länge von etwa h k0/4aufweisen. Es ergibt sich dadurch ein
Minimum der durch das Pfostenkreuz verursachten Reflexion. Zur Vermeidung einer
unerwünschten Anregung einer H21-Welle ist es weiterhin erforderlich, die einzelnen
Stichleitungen untereinander mit gleicher Länge auszuführen. Dadurch ergibt sich
außerdem eine für das polarisationssymmetrische Verhalten der Anordnung erforderliche
Rotationssymmetrie.
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Durch die gemeinsame Anwendung der beiden Möglichkeiten, die Reflexion
infolge des Pfostenleitwertes durch geeignete Längen und Wellenwiderstände der Stichleitungen
einerseits und durch den Kompensationsleiter andererseits zu reduzieren, ergibt
sich eine Vielfalt an Kompensationsmöglichkeiten für die erfindungsgemäße Wellentypenweiche.
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Zur Vermeidung von Spannungsüberschlägen an den stehende Wellen erzeugenden
Stichleitungen ist es vorteilhaft, besonders dünne Innenleiter dieser Stichleitungen
zu vermeiden. Weiterhin kann die Wellentypenweiche nach Fig. 7 durch Abflachen oder
Abrunden von Kanten an denjenigen Stellen, die im Sendefrequenzbereich spannungsmäßig
besonders belastet sind, in ihrer Spannungsfestigkeit weiter erhöht werden.
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Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 1 bis 7 ist der Haupthohlleiter
1 stets als Rundhohlleiter ausgebildet. Im Hinblick auf eine besonders einfache
Kompensation der metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes ist
auch
daran gedacht, als Haupthohlleiter einen Hohlleiter quadratischen Querschnitts zu
verwenden, und die metallischen Stäbe des Pfostenkreuzes in den Diagonalen des Quadrathohlleiterquerschnittes
verlaufen zu lassen, wie dies in der Fig. 8 schematisch dargestellt ist. Der Quadrathohlleiter
kann hierbei so dimensioniert sein, daß er die gleiche Grenzfrequenz fKH10 = fKH01
= KHll aufweist, wie ein Rundhohlleiter des Durchmessers DRH für eine H11-Welle,
so daß auch einfache sprunghafte Übergänge zwischen diesen beiden Querschnitten
möglich sind. Die Diagonale eines Quadrathohlleiters der Seitenlänge a ist dann
entsprechend der Beziehung lDi=1,206DRH um den Faktor 1,206 länger als der Durchmesser
des Kreisquerschnittes und entsprechend verhalten sich auch die Längen der metallischen
Stäbe und deren induktive Leitwerte. Aus diesem Grunde ergibt sich eine einfachere
Kompensation für den Quadrathohlleiter, dessen Grenzfrequenz mit dem eines entsprechenden
Rundhohlleiters übereinstimmt.
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Fig. 9 zeigt den Verlauf des Reflexionsfaktors für zwei in der Polarisationsebene
der H11-Welle im spitzen Winkel zur Längsachse des Haupthohlleiters verlaufende
metallische Stäbe von 1,5mm Durchmesser innerhalb eines Rundhohlleiters mit 54mm
Innendurchmesser und mit einem an der Spitze der abgewinkelten Stäbe angebrachten
zylindrischen Kompensationsleiter, dessen Durchmesser 7mm und dessen Länge ebenfalls
7mm beträgt. Die Reflexion einer solchen Anordnung ist im 4-GHz-Bereich kleiner
als 6,5% und im 6-GHz-Bereich kleiner als 10%.
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Die gemäß der Erfindung aufgebauten E01-H11-Wellentypenweichen gewährleisten
eine von der H11-Signalwelle beliebiger Polarisation vollständig entkoppelte E01-Auskopplung.
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Ferner haben sie den Vorteil, daß bei einer kleinen H11-Reflexion
stets eine sehr gerin.ge 201-Dampfungvon weniger als 1dB erreicht wird. Dadurch
ergibt sich die Möglichkeit die nachfolgende Verstärkung am Ausgang der Peilwellenweiche
mit geringerem Aufwand durchzuführen.
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11 Patentansprüche 9 Figuren