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Verstärker für frequenzmodulierte Hochfrequenzschwingungen Bekanntlich
kann eine ganz allgemein amplituden-und frequenzmodulierte Schwingung
U (t) als Funktion der Zeit t in der Form dargestellt werden U (t) = r
(t) - ei T (t).
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Dabei bedeutet r (t) die Amplitude, p (t) den Phasenwinkel
der Schwingung, beide als Funktionen der Zeit t. Die Frequenz der Schwingung
S2 (t) ist dann definiert als Ableitung des Phasenwinkels nach der Zeit t:
Bei der (nur) frequenzmodulierten Schwingung ist die Amplitude r (t) = konst.
z. B. gleich der Einheit, also gilt U (t) = e3J'°dt, In allen praktischen
Fällen der Frequenzrnodulation bleiben die zeitlichen Änderungen der Frequenz klein
gegen ihren mittleren Wert; es überwiegt also ein konstanter Anteil co., die sogenannte
Trägerfrequenz: JQ (t) = wo + 0) (t) wobei stets «Up j UJ (t) .
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Die Funktion co (t) soll ein getreues Abbild der modulierten Spannung
(der zu übermittelnden Nachricht) sein.
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Um eine frequenzmodulierte Schwingung zu verstärken, kann man im einfachsten
und bekannten Falle die Koppelglieder des Verstärkers als gedämpfte Schwingungskreise
ausbilden, die auf die Trägerfreqüenz
co, abgestimmt, siud. : Bei
einem solchen Verstärker ist jedoch die Frequenz der verstärkten Ausgangsspannung
als Funktion der Zeit gegenüber jener der Eingangsspannung,. verändert. -Als Folge
davon erhält man am Ausgang' auch- eines linearen Frequenzdemodulators ein entsprechend
nichtlinear verzerrtes Abbild - der modulierenden Spannung.
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Die Verzerrungen im Verstärker kann man sich dadurch erklären, daß
die Koppelglieder (Schwingungskreise) für verschiedene Frequenzen verschiedene Laufzeiten
aufweisen. Die Schwingung kommt also je nach ihrer Momentanfrequenz verspätet oder
verfrüht am Ausgang an, und die Zeitfunktion der Fre-" quenz wird verzerrt.
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Bei den bisher bekannten Verstärkern für: frequenzmodulierte Schwingungen
wurden die zur Kopplung dienenden einfachen Schwingungskreise gedämpft; bis die
Verzerrungen das zulässige. Maß- nicht, über= schreiten. Durch Dämpfung kann man
nämlich- die Laufzeit der Glieder klein machen und verkleinert damit auch die Laufzeitunterschiede,
auf die. es ankommt. Bei höheren Trägerfrequenzen,"z,=B.. bei 50 MHz, und
bei großen Frequenzhüben mUBLman aber so stark dämpfen, daß der Verstärkungsgrad
der einzelnen Stufen nur mehr gering und der ganze Verstärker recht unwirtschaftlich
wird.
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Gemäß der Erfindung werden die Koppelglieder (Schwingungskreise),
die zwischen den Röhren eines Verstärkers für frequenzmodulierte,Hochfrequenz eingeschaltet
sind, durch Zuschalten von Induktivitäten. und Kapazitäten so ergänzt, daß die Phase
a zwischen der maßgebenden Ein- und Ausgangsgröße, z. B. des Eingangsstroms und
der Ausgangsspannung, innerhalb eines durch die Größe des Frequenzhubes -bestimmten
Frequenzbereiches .eine lineare Abhängigkeit -von -der Frequenz P bzw. co aufweist.
Hierdurch werden die Laufzeiten z für alle Frequenzen innerhalb dieses Bereiches
gemäß der- Formel
gleichgemacht und die obererwähnten Verzerrungen vermieden. Die Koppelglieder können
dabei als Zweipole (dann liegt Anode der--ersten und Gitter der nächsten Röhre an
demselben Punkt des Koppel--, netzwerks) oder als Vierpole (Anode und Gitter an
-verschiedenen Punkten _ des Netzwerkes) ausgebildet sein: Die Erfindung wirkt sich
besonders vorteilhaft bei mehrstufigen Verstärkern aus; bei denen sich die Verzerrungen
der einzelnen Stufen summieren .und deshalb besonders klein gehalten werden müssen.
Je mehr Glieder der Reihe von tg kco berücksichtigt -werden, desto genauer wird
die Lirearisierung, desto größer aber auch der Aufwand. .
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In Fig. i sind die Grundzweipole zusammengestellt, die den ersten
drei Gliedern obiger Reihe entsprechen und die einen fortschreitenden Grad der Lirearisierung
gestatten. In den Formeln sind der Scheinleit-Die Erfindung, wird in folgendem für
den Fall näher ausgeführt, daß die Koppelglieder als Zweipole ausgebildet sind.
Da die Röhrenkapazität als gegeben zu betrachten ist, enthält der Zweipol jedenfalls
eine die Klemmen überbrückende Kapazität. Aus Symmetriegründen (vgl. die spätere
Frequenztransformätion) muß dann der Zweipol aus einem auf die Trägerfrequenz co,
abgestimmten Schwingungskreis bestehen, der an Stelle des einfachen Dämpfungswiderstandes
durch zusätzliche Schaltelemente so entzerrt wird, daß die Phase des resultierenden
Zweipols in der Umgebung von co, gegenüber dem einfachen Schwingungskreis linearisiert
ist, und zwar bei gleichem Resonanzwiderstand i/Go, also gleicher Verstärkung der
Stufe.
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Wenn das Problem für die Trägerfrequenz Null gelost ist, also ein
Zweipol gefunden ist, der in der Umgebung von Null einen lirearisierten Phasenverlauf
aufweist ünd der" als Grundzweipol bezeichnet werden soll, so läßt sich ein entsprechender
Zweipol für die Trägerfrequenz co, nach folgender einfacher Transformationsregel
finden
| Im Grundzweipol im transformierten Zweipol |
| entspricht entspricht |
| Frequenz: (o Frequenz: .n = wo -I- |
| 2 |
| Spule:- - , _ L Reihenkreis: L; K = a L (i) |
| Kondensator: *C @Parällelkreis: C; i = i |
| copz C |
Diese Regel 'folgt --einfach aus - der Tatsache, daß z. B. ein Reihenkreis in der
Nähe der Resonanzfrequenz co, (also für co<<coä) -den Scheinwiderstand
aufweist, sich also wie eine Spule in der Umgebung der Frequenz Null verhält. Der
Grundzweipol soll für kleine Werte von- co möglichst genau die Bedingung erfüllen:
a=kco. wobei k eine Konstante ist. Bezeichnet man den komplexen Scheinleitwert des
Grundzweipols mit YV
- G (cv) ._I_.:Yy (Co) so soll gelten.; wert und Phasenwinkel
der Schaltungen als Funktionen der normierten Frequenz gi angegeben. Die Formeln
für tg a zeigen den fortschreitenden Grad der Phasenlinearisierung> Auf Grund der
früheren Transformationsformeln i erhält man aus den Grundzweipolen der Fig. i die
entsprechenden Zweipolformen für die Trägerfrequenz
co., die die
Lösung der Aufgabe darstellen (Fig. 2). Dabei sind die Kapazität C (Röhrenkapazität)
und der (reelle) Leitwert G, des Zweipols für die Resonanzfrequenz (der die Verstärkung
der Stufe bestimmt) als gegeben zu betrachten, während die Größen x. und s Bemessungsfaktoren
sind, durch deren geeignete Wahl die Phasenlinearisierung bewirkt wird. Wie diese
Faktoren zweckmäßig gewählt werden, soll für den Fall b, also den ersten Grad der
Linearisierung, näher ausgeführt werden. Ein Vergleich der Formel 2 - und der Formel
4 in Fig. i zeigt, daß die Linearisierungsbedingung für die Frequenz Null lautet:
Hieraus folgt der Wert des Faktors ia: 1Z3 -E- 374-1 =
0 lz
=
0,3222 .
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Nach Gleichung 4 (Fig. i) erhält man dann für den Phasenwinkel und
Betrag des Leitwerts als Funktionen der normierten Frequenz il die Ausdrücke
während für den einfachen Schwingungskreis nach Gleichung 3 (Fig. i) gilt:
Die normierte Frequenz ?i bedeutet dabei die auf die Dämpfung des Kreises
bezogene Frequenzverstimmung; denn es gilt
In Fig. 3 sind gemäß den Formeln 6 und 7 Phasenwinkel und Widerstandsbetrag
in Abhängigkeit von der Frequenzverstimmung ?i für den linearisierten Zweipol
und zum Vergleich für den einfachen gedämpften Schwingungskreis dargestellt. Man
erkennt ohne weiteres den wesentlichen Gewinn an Phasenlinearität, wobei außerdem
die Phasensteilheit (Laufzeit) abnimmt. Auch der Verlauf des Betrages des Scheinwiderstandes,
dem der Verstärkungsgrad der Stufe entspricht, ist günstiger als beim einfachen
Schwingungskreis. Neben einem linearen Phasenverlauf ist nämlich ein im Übertragungsband
möglichst konstanter Scheinwiderstandsbetrag erwünscht, um eine zusätzliche Amplitudenmodulation
der Schwingung zu vermeiden. Doch ist dieser Punkt bei Anwendung eines guten Amplitudenbegrenzers
vor dem Frequenzdemodulator nicht besonders kritisch.
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Die durch den linearisierten Schwingungskreis gemäß der Erfindung
erzielte Verbesserung kann man durch den Klirrfaktor k ausdrücken, den man bei rein
sinusförmiger Frequenzmodulation und -demodulation durch das Einschalten einer einfachen
bzw. linearisierten Verstärkerstufe erhalten würde. Dieser Klirrfaktor ist in Fig.
4 -in Abhängigkeit von dem normierten Frequenzhub
dargestellt für den Grenzfall
Für kleinere Modulationsfrequenzen coN nimmt- k bei gleichem Frequenzhub
coll proportional ab. Dabei bedeutet cog den Frequenzhub, «)N die Modulationsfrequenz
(also c) = coil sin wy t).
Die. beiden Kurven (Kurve i gilt für den
linearisierten Kreis, Kurve?, für den einfachen Schwingkreis) lassen erkennen, daß
bei gegebenem Frequenzhub der Klirrfaktor beträchtlich heruntergeht. Dies hat Zur
Folge, daß entweder der Frequenzhub vergrößert oder bei gegebenem Hub die Verstärkung
der Stufe erhöht werden kann, und zwar für das berechnete Beispiel etwa um den Faktor
3.
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Beigroßen,Frequenzhüben (z. B. @ j o,8) kann es günstig sein, den
Bemessungsfaktor n etwas größer als o,322 zu wählen. Man erhält dann wegen der besseren
mittleren Annäherung der Phasenkurve an eine Gerade bis zu großen Hüben für diese
eine weitere Abnahme des Klirrfaktors (die durch eine nur geringe Verschlechterung
bei kleinen Hüben erkauft wird).
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In der praktischen Ausführung der Schaltung nach Fig. 2 b wird der
Reihenkreis il; Cl; G, sehr hochohmig. Bei hohen Trägerfrequenzen
der Größenordnung von 50 MHz kann sich dabei eine Reihenkapazität Cl ergeben,
die kleiner ist, als die Eigenkapazität der Spule il gemacht werden kann, auch wenn
diese aus dünnstem Draht (von z. B. 0,04 mm Durchmesser) hergestellt wird. Dies
ist natürlich unzulässig; vielmehr muß man dafür sorgen, daß die Eigenkapazität
in ihrer Wirkung klein gegen die Abstimmkapazität Cl bleibt. Um diese bei sehr hohen
Trägerfrequenzen auftretende Schwierigkeit zu umgehen, ist es zweckmäßig, -der Schaltung
die in Fig.5 dargestellte Form zu geben. Hier wird die Spule L als Transformator
benutzt und der Reihenkreis an einem Abgriff dieser Spule angeschlossen. Wählt man
beispielsweise das Übersetzungsverhältnis i : 5, so kann der Reihenkreis 25mal niederohmiger
ausgeführt werden; Cl wird 25mal größer, während die Spulenkapazität eher ab- als
zunimmt, also unschädlich gemacht ist.
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Es wurde nur das einfachste Beispiel einer Phasenlinearisierung gemäß
der Erfindung- ausführlich behandelt. Auf eine weitere Ausführung kann verzichtet
werden, da das Verfahren auch bei den Näherungen höheren Grades (von denen die nächste
in Fig. 2 c dargestellt ist) grundsätzlich dasselbe bleibt.