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Selektiver Transistorverstärker
Die Erfindung bezieht sich auf einen selektiven Transistorverstärker mit einem abgestimmten Ein- gangskreis, der mit der Basis des Transistors, und einem abgestimmten Ausgangskreis, der mit dem Kollektor des Transistors verbunden ist. Sie bezweckt, einen Transistorverstärker anzugeben, der sich durch eine hohe Stabilität sowie durch eine hohe Leistungsverstärkung auszeichnet.
Im "Bell System Technical Journal" vom November 1959, Seite 1563 und folgende, werden Breitbandtransistorverstärker beschrieben, wobei die Schlussfolgerung lautet, dass zum Erzielen einer ausreichenden Stabilität entweder eine Neutralisierungsimpedanz (Neutrodynkondensator) angebracht werden muss oder Fehlanpassung des Verstärkers benutzt werden muss. (Siehe insbesondereseiten 1568 und 1569.) Neutrodynisierung führt in der Regel nicht zur erwünschten Stabilität, so dass man üblicherweise beide Massnahmen anwenden muss. Auch bei selektiven Transistorverstärkern, d. h. Verstärkern für ein schmales Frequenzband, wird vielfach Neutrodynisierung in Verbindung mit Fehlanpassung angewandt.
Die Erfindung gründet sich auf die Erkenntnis, dass in einer Kaskade selektiver Transistorverstärker theoretisch die Höchstverstärkung erreicht werden würde, wenn der zwischen zwei aufeinander folgenden Verstärkern eingeschaltete Resonanzkreis eine unendlich hohe Impedanz hätte und der Kollektor des ersten bzw. die Basis des zweiten Transistors mit derartigen Anzapfungen dieses Kreises verbunden wären, dass Anpassung zwischen dem Kollektorinnenwiderstand des ersten und dem Basisinnenwiderstand des zweiten Transistors erzielt sein würde.
Wenn der Resonanzwiderstand des Kreises jedoch nicht unendlich ist, sei der Kollektor des ersten Transistors an den Scheitel und die Basis des zweiten Transistors an eine derartige Anzapfung des Kreises zu legen, dass der über diesen Kreis herauftransformierte Basiseingangswiderstand des zweiten Transistors gleich der Parallelschaltung des Kollektorinnenwiderstandes des ersten Transistors und des Resonanzwiderstandes des Kreises wird.
Es stellt sich jedoch heraus, dass die theoretisch günstigste Anpassung mit hohem Resonanzwiderstand des Kreises in der Praxis nicht möglich ist, weil die Schaltung dabei instabil wird. Zwar lässt sich durch Neutrodynisierung die Rückwirkung über die innere Kollektor-Basiskapazität des Transistors verringern oder ausgleichen, aber ein solcher Ausgleich muss für jeden Transistor gesondert eingestellt werden, was für die Massenherstellung grosse Schwierigkeiten mit sich bringt.
Die Erfindung bezweckt, eine Schaltung mit guter Stabilität anzugeben, wobei eine etwaige Neutrodynisierung weniger von den Streuungen der Transistorparameter abhängig ist. Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe mit dem Eingangskreis ein nicht durch einen Kondensator entkoppelter Widerstand (Rb) von mehr als 100 und in Reihe mit dem Ausgangskreis ein nicht durch einen Kondensator entkuppelter Widerstand (Rc) von mehr als 1000 geschaltet sind, dass der zuerst erwähnte Widerstand (Rb) klein in bezug auf den reellen Teil derEingangsinnenimpedanz des Transistors bei kurzgeschlossenem Ausgang ist. dass der zweite Widerstand (Re > klein in bezug auf den rellen Teil der Ausgangsinnenimpedanz des Transistors bei kurzgeschlossenem Eingang ist, wobei diese Widerstände Rb und Rc die Beziehung :
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zwischen 1200 und 2400, erfüllen, wobei die verschiedenen y die Transistorvierpolparameter darstellen,
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:Kollektorwechselstrom bzw. die Kollektorwechselspannung darstellen.
Im allgemeinen nimmt die Verstärkung durch die Verwendung eines Basis-bzw. eines Kollektorwi- derstandes ab. Durch die Massnahme nach der Erfindung wird jedoch erreicht, dass beim gleichen Stabili- tätsgrad des Verstärkers dennoch eine höhere Verstärkung erhalten wird, u. zw. dadurch, dass eine bessere
Anpassung möglich wird. Der Wert der erwähnten Widerstände lässt sich schwer empirisch feststellen, weil jede Änderung dieses Wertes eine erneute Einstellung der Anpassung und somit der Resonanzimpedanzen der Kreise und der Übersetzungsverhältnisse notwendig macht.
Es ist an sich bekannt,. zwischen dem Kollektor und einem abgestimmten Ausgangskreis einen Wider- stand solchen Wertes einzuschalten, dass die Änderung, die die Kollektorinnenkapazität des Transistors in
Abhängigkeit der über dem abgestimmten Kreis erzeugten Spannung erfährt, eine vernachlässigbare Än- derung der Resonanzfrequenz des Kreises herbeiführt. Weiter ist es an sich auch bekannt, bei Röhren- schaltungen zwischen einem abgestimmten Eingangskreis und dem Gitter der Röhre bzw. zwischen der
Anode der Röhre und einem abgestimmten Ausgangskreis einen Widerstand einzuschalten, um dadurch den parasitären Schwingungen der Röhre entgegenzuwirken.
Dieses Schwingen erfolgt jedoch in einem
Frequenzbereich, der durch die Gitterinnenkapazität und die Selbstinduktion der Gitterleitung bestimmt wird, d. h. in einem Frequenzbereich weit ausserhalb der Abstimmfrequenz der Signalschwingungen. Bei
Transistoren ist ein parasitäres Schwingen bei einer derartigen Frequenz kaum zu erwarten, weil die Basis-
Emittereingangskapazität des Transistors durch den sehr geringen Basis-Emitter-Innenwiderstand stark ge- dämpft wird.
Die Erfindung wird nachstehend. an Hand der Zeichnung näher erläutert. Fig. l stellt ein Ausführungsbeispiel eines Transistorverstärkers nach der Erfindung dar. Fig. 2 zeigt eine Darstellung in der komplexen Ebene zur Erläuterung der Wirkung dieses Ausführungsbeispieles.
Fig. 1 zeigt die Kaskaden-Schaltung dreier Transistoren l, 2 und 3, die über abgestimmte Kreise miteinander gekoppelt sind. Die Transistoren sind vom Flächentyp und haben vorzugsweise eine hohe Grenzfrequenz, so dass sie sich zum Verstärken von Signalschwingungen hoher Frequenz eignen. Im Kollektorkreis des Transistors 1 liegt ein abgestimmter Kreis 4, dessen Selbstinduktion 5 über eine Kopplungswicklung 6 mit der Basis des Transistors 2 verbunden ist. Im Kollektorkreis des Transistors 2 liegt ein abgestimmter Kreis 7, dessen Selbstinduktion 11 mit einer Wicklung 8 gekoppelt ist, die im Basiskreis des Transistors 3 liegt.
Bei der bekannten Schaltung besteht zwischen dem Kollektor eines vorhergehenden und der Basis eines nachfolgenden Transistors eine Fehlanpassung. Dabei ist die Kollektorinnenimpedanz des vorhergehenden Transistors erheblich grösser als die Parallelschaltung der Resonanzimpedanz des Kreises und der herauftransformierten Basiseingangsimpedanz des nachfolgenden Transistors.
Zwar ist eine Anpassung zwischen der Basis des nachfolgenden Transistors und dem vorhergehenden Kreis dadurch möglich, dass das Übersetzungsverhältnis zwischen den Wicklungen 5 und 6 so gewählt wird, dass der Basiseingangsinnenwiderstand des Transistors 2 nach Transformierung gleich der Parallelschaltung des Resonanzwiderstandes des Kreises 4 und der Kol1ektorinnenimpedanz des Transistors 1 wird, aber eine derartige Schaltung ist nur dann stabil, wenn der Resonanzwiderstand des Kreises 4 ausreichend niedrig gewählt wird.
Gemäss der Erfindung ist in Reihe mit der Wicklung 6 in den Basiskreis des Transistors 2 ein Widerstand Rb und in Reihe mit dem Kreis 7 in den Kollektorkreis des Transistors 2 ein Widerstand Rc eingeschaltet. Diese Widerstände ermöglichen eine bessere Anpassung zwischen den Kollektoren und den zugeordneten Kreisen.
Obgleich man im allgemeinen bestrebt ist, wenigstens im Basiskreis eines Transistors einen möglichst geringen Widerstand zuzulassen, um die hohe Grenzfrequenz des Transistors voll auszunutzen und weiter keine Verluste an der für den Transistor charakteristischen Verstärkung zu erfahren, erweist sich dennoch die jetzt erreichbare Verstärkung als erheblich grösser gegenüber der bekannten Schaltung.
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Kollektorwechselstrom bzw. die Kollektorwechselspannung dar. y 11 stellt die Eingangsadmittanz des Transistors bei kurzgeschlossenem Ausgang und zo die Ausgangsadmittanz bei kurzgeschlossenem Eingang dar.
Die Parallelschaltung von y des Transistors 2 und der auf die Basisseite des Transistors 2 transformierten Admittanz des durch den vorangehenden Transistor 1 belasteten Eingangsresonanzkreises 4 wird mit gl bezeichnet ; die Parallelschaltung von zo des Transistors 2 und der Admittanz des durch den nachfolgenden Transistor 3 belasteten Ausgangskreises 7 wird mit g2 bezeichnet.
Für eine stabile Funktion muss die Beziehung erfüllt werden, dass y v kleiner als ung2 ist, wobei un ein Korrektionsfaktor ist, der durch die Anzahl der Verstärkerstufen bedingt wird. Das Verhältnis zwi- schen diesen zwei Produkten gibt ein Mass für den Sicherheitsfaktor in bezug auf die Stabilität. Eine hinreichende Stabilität lässt sich dadurch erreichen, dass die Resonanzimpedanz der Kreise niedrig gewählt wird, so dass gl und g hohe Werte annehmen.
Fig. 2 zeigt in einem Polardiagramm das Produkt ung1g2'das bei Verwendung einfacher Resonanzkreise eine Parabel ist. Würde man die Impedanz des Kreises 4 und/oder 7 nicht klein halten, so würde der Vektor yy aus dieser Parabel herausragen, wie in Fig. 2 dargestellt ist. Dies würde ein Schwingen der Schaltanordnung zur Folge haben. Durch Neutrodynisierung mit Hilfe des Netzwerkes 12 lässt sich die
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y y zwar verkleinern,teilweise durchführbar.
Durch die Anbringung der Widerstände Rb bzw. Rc kann man neue Vierpolgleichungen für den Tran- sistor einschliesslich dieser Widerstände aufstellen, die mit y'bezeichnet sind. Für das Produkt y'v* erweist es sich dann bei richtiger Wahl dieser Widerstände Rb und Rc möglich, einen Vektor zu erhalten, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, dessen Ende innerhalb der vom geometrischen Ort der Endpunkte des Vektors u,.gs gebildeten Parabel fällt. In diesem Falle ist die Schaltung stabil. Es stellt sich heraus, dass eine in der Praxis brauchbare Schaltung erhalten wird, wenn y'v'innerhalb der in Fig. 2 dargestellten gestrichelten Linien fällt, die mit der positiven Achse Winkel von 1200 bzw. 2400 einschliessen. Diese Linien sind durch
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bzw. 2400 gekennzeichnet.
Hiebei gibt der Ausdruck arg das Argument der zugeordneten komplexen Grösse an. Die Widerstände Rb bzw. Re müssen mindestens 10 Ohm bzw. 100 Ohm betragen, um zu gewährleisten, dass bei Streuung der Transistoren untereinander die vorerwähnte Bedingung dennoch erfüllt
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den jetzt so gewählt, dass die Eingangsimpedanz des Transistors 2, wenn er ausgangsseitig durch den Transistor 3 über den Kreis 7 und die Kopplungsspule 8 belastet ist, gemessen zwischen der oberen Klemme der Wicklung 6 und Erde, gleich der über die Wicklungen 5 und 6 heruntertransformierten Resonanzimpedanz des durch den Transistor 1 belasteten Kreises 4 ist.
Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel fanden Transistoren vom Typ OC 170 Anwendung, die bei 6 Volt Emitter-Kollektorspannung und 1 mA Kollektorstrom eingestellt waren, wobei bei 10, 7 MHz folgende Werte gemessen wurden
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(2. 5+4. 3J) 10-'S ; y41 1. Der Widerstand Rb war 27 Ohm, der Widerstand Rc war 470 Ohm.
Bei einer Abstimmung der Kreise auf 452 kHz gelten für den Transistor bei der gleichen Einstellung die Wertes
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(0. 4+0, 23j) 10-3S ; yVerhältnis der Wicklungen 5'und 6 warl0 : 1 und die Widerstände Rb bzw. Rc waren 81hm bzw. 15 KOhm.
In diesem Falle wurde dieser Widerstand Re durch eine Drosselspule überbrückt.
In beiden Fällen wurde in der Leistungsverstärkung ein mehr als vierfacher Gewinn je Stufe erzielt.