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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Kommunikationssystem
und insbesondere auf Signalverarbeitungsverfahren zur Komprimierung
von Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikationssignalen zur verbesserten
Sendeleistung und zur erhöhten
Kommunikationssystemkapazität.
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Hintergrund
der Erfindung
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Auf
diesem Gebiet sind Telekommunikationssysteme wohl bekannt, und die
heutigen Telefonsysteme verwenden verschiedene Multiplexierungsverfahren
zum Übertragen
von Telefonsignalen von vielen Benutzern über eine einzige Übertragungsleitung,
wie zum Beispiel eine Drahtleitung oder ein faseroptisches Kabel. Insbesondere
verwenden diese "verdrahteten" Systeme eine Form
einer Zeitteilungsmultiplexierung (Time Division Multiplexing/TDM),
bei der eine Vielzahl von Kanälen
sequenziell mit Raten übertragen
werden, die höher
als die Kanalinformationsrate sind.
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Eine
typische Telefonmultiplexierung erfordert eine Abtastung des Telefonsignals
und eine Übertragung
der Abtastung mit einer Frequenz, die viel höher als die Frequenz des Telefonsignals
ist. Zu diesem Zweck führen
die derzeitigen Systeme am Telefonsignal eine digitale Abtastung
und Codierung durch, multiplexieren und übertragen das Signal und empfangen,
demultiplexieren und decodieren das Signal. Ein solches Abtastungs-
und Codierungssystem ist die Pulscodemodulation (PCM), bei der analoge
Sprachsignale mit einer Rate von 8 Kilo-Samples pro Sekunde abgetastet
werden, wobei jede Abtastung durch 8 Bits repräsentiert wird. In der Folge
wird das Sprachbandsignal dann in ein digitales Signal mit einer
Rate von 64 Kilobit pro Sekunde (kb/s) konvertiert.
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Eine
andere Form eines Telekommunikationssystems ist das Funktelefonsystem.
Funktelefonsysteme verwenden eine Gruppe ausgewählter Hochfrequenzen (HF) zum
Tragen von Telefon-Kommunikationssignalen zwischen zwei oder mehr
Standorten und verwenden typischerweise eine Form von Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff
(Frequency Division Multiple Access/FDMA). Diese Funksysteme, die
auch als drahtlose Kommunikationssysteme bezeichnet werden, werden
zum Beispiel in ländlichen
Gegenden eingesetzt, um einen lokalen Telefondienst zu liefern,
oder in mobilen Einheiten, um mobile Kommunikationsdienste vorzusehen.
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Eine
Kategorie von HF-Kommunikationssystemen verwendet TDM, um Benutzern
einen Zugriff auf eine Vielzahl von Informations-Zeitschlitzen zu
ermöglichen,
die auf einem HF-Träger
moduliert sind. Wenn viele Benutzer um eine kleine Gruppe von Informations-Zeitschlitzen
im Wettbewerb stehen, wird das System als Zeitmultiplex-Vielfachzugriff
(Time Division Multiple Access/TDMA) bezeichnet. Um bei den FDMA-HF-Kommunikationskanälen einen
TDMA zu ermöglichen,
wurde ein als FDMA/TDMA bezeichnetes und im US-Patent Nr. 4,675,863 beschriebenes Verfahren
eingesetzt, um die Kapazität
von HF-Kommunikationssystemen zu erhöhen. Die Kapazität von HF-Kommunikationssystemen
ist jedoch häufig
immer noch eingeschränkt,
wenn man sie mit verdrahteten oder faseroptischen Kommunikationssystemen
vergleicht.
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Um
die Kapazität
noch weiter zu erhöhen,
wurden daher Signalkomprimierungsverfahren eingesetzt, um die zur Übertragung
eines Telefonsignals über
einen HF-Kanal benötigte
Bandbreite zu verringern. Typische Verfahren, die für Sprachsignale
verwendet werden, sind Subband-Codierung,
adaptive differenzielle Pulscodemodulation (ADPCM) und Residual
Linear Predictive Coding (RELP). RELP oder ein ähnlicher Sprachkomprimierungsalgorithmus
ermöglicht
es, ein Sprachsignal, das mit einer Rate von 64 Kilobit pro Sekunde
(kb/s) abgetastet und quantisiert wurde, als ein Signal mit verringerter
Bitrate (zum Beispiel mit 14,6 kb/s oder weniger) über den
HF-Kanal zu übertragen.
Der Empfänger
rekonstruiert ein 64 kb/s – Sprachsignal
aus dem Signal mit verringerter Bitrate, und der Zuhörer merkt
wenig oder gar keinen Verlust an Signalqualität.
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Das
der Sprachkomprimierung zugrunde liegende Verfahren, einschließlich RELP,
ist ein Codierungs- und Decodierungsalgorithmus, der sich bekannte
Eigenschaften von Sprachsignalen zunutze macht. Ein Typ eines RELP-Verfahrens
setzt bestimmte Eigenschaften der Obertöne der menschlichen Stimme
voraus. Heutzutage besteht jedoch ein großer Teil der Kommunikationssignale
in einem Telefonnetz aus nicht sprachbezogenen Datenkommunikationssignalen,
wie zum Beispiel Fax- oder Sprachbandmodemdaten. Unglücklicherweise
sind Sprachkomprimierungsalgorithmen mit diesen Datenkommunikationssignalen
nicht besonders kompatibel, weil die Datensignale nicht die Eigenschaften
von Sprachsignalen aufweisen.
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Demnach überwachen
manche HF-Kommunikationssysteme das Telefonsignal, um die Anwesenheit eines
Datenkommunikationssignals zu erfassen. Typischerweise wurden Datensignale,
die entweder Fax- oder Sprachband-Modemdatensignale bis zu 2,4 kb/s
(Niedergeschwindigkeitsdaten) darstellten, erfasst und mit einem
speziellen Komprimierungsalgorithmus behandelt. Der Empfänger rekonstruiert
das Datensignal ohne Verringerung der Sendedatenrate. Ein solches
System und Verfahren sind zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,974,099 offenbart. Die
heutigen Telefon-Datensignale haben typischerweise jedoch eher eine Übertragungsrate
von 9,6 kb/s (Hochgeschwindigkeitsdaten) oder höher (Ultrahochgeschwindigkeitsdaten,
wie zum Beispiel mit Raten von 14,4 kb/s oder 28,8 kb/s oder andere,
ob höher
oder niedriger), und die vorliegenden Komprimierungsverfahren komprimieren
diese höheren
Datengeschwindigkeiten nicht in zufriedenstellender Weise. Eine
Komprimierung dieser höheren
Datenraten, und insbesondere eine mehrfache Codierung dieser höheren Datenraten,
verursacht eine Verschlechterung der Modem- oder Fax-Signalqualität, und das
Modem oder das Faxgerät
reduziert dann oft die Datenübertragungsrate,
wenn die Signale durch ein HF-Kommunikationssystem
geleitet werden.
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Das
US-Patent Nr. 5,446,739 beschreibt ein Funkkommunikationssystem,
bei dem Audio- und Datenübertragungen
durchgeführt
werden können.
In dem Fall einer Datenübertragung
werden zwei Zeitschlitze zugewiesen, entweder nicht beieinanderliegend
auf unterschiedlichen Frequenzen oder beieinanderliegend auf der
selben Frequenz. Die Zuweisung von Schlitzen wird in Reaktion auf
eine Anforderung von der Zellstation für eine bestimmte Anzahl von
Schlitzen durchgeführt.
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In
der WO 96/27975 ist ein mobiles Kommunikationssystem zur Übertragung
von Faxsignalen über eine
GSM-Schnittstelle beschrieben. Um eine geeignete Kommunikations-Übertragungsrate
einzurichten, wird die maximale Datenrate der mobilen Station beschafft
und eine entsprechende Anzahl von Kanälen dem Anruf zugewiesen. Die
Sendedatenrate wird dann eingestellt, nachdem der Anruf eingerichtet
wurde, wenn die resultierende Qualität zu schlecht ist. Diese Veränderung
der Datenrate wird durch Verringerung des Faltungscodeverhältnisses
erreicht.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung sieht eine Telekommunikationsvorrichtung nach
Anspruch 1 und ein Verfahren zum Empfangen mehrerer Telefonsignale
nach Anspruch 10 vor. Weitere bevorzugte Aspekte der Erfindung sind
gemäß den abhängigen Ansprüchen vorgesehen.
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Ein
Telekommunikationssystem empfängt
eine Gruppe von Telefonsignalen, einschließlich Datensignalen, die jeweils
eine Form einer Codierung aufweisen, und sendet die Telefonsignale
auf mindestens einem Hochfrequenzträger (HF-Träger). Jeder HF-Träger hat
eine Gruppe von Informationsschlitzen, und jedes Telefonsignal wird
mindestens einem Informationsschlitz zugewiesen, so dass das Telefonsignal
auf dem HF-Träger
moduliert wird. Das System weist ein Verfahren zum Überwachen
und Identifizieren der Datensignale und zum Komprimieren des jeweiligen
Datensignals zum Verringern der erforderlichen Sendebandbreite des
Datensignals auf.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Die
Erfindung lässt
sich am besten aus der folgenden detaillierten Beschreibung bei
der Lektüre
zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen verstehen. Es zeigt:
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1 ein
Blockdiagramm eines drahtlosen Kommunikationssystems,
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2 ein
konzeptuelles Blockdiagramm einer Implementierung des Komprimierungssystems
der vorliegenden Erfindung, einschließlich des Merkmals der dynamischen
Bandbreitenzuweisung (Dynamic Bandwidth Allocation) und der Hochgeschwindigkeits-
und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodecs,
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3A ein
konzeptuelles Fließdiagramm,
das die Erfassung und Auswahl von Hochgeschwindigkeits-Datencodierungstypen
und die Bestimmung und die Zuweisung von Funkkanalschlitzen gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung veranschaulicht,
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3B ein
konzeptuelles Fließdiagramm,
das den Vorgang der Kanalzuweisung zeigt, die durch die Kanalbildungsprozessor
(Channel Forming Processor) nach einer Anforderung eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird,
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4A eine
Kurvendarstellung, welche die Eigenschaften des A-Gesetz-Quantisierers zeigt,
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4B eine
Kurvendarstellung, welche die Signal-zu-Quantisierungsrauschen-Leistung von
PCM im Vergleich zu einer gleichmäßigen Quantisierung zeigt,
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4C das
Komprimierungsverfahren durch Abbilden von Signalabtastungen von
einer Quantisierung auf eine andere Quantisierung,
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5A ein
konzeptuelles Blockdiagramm des Hochgeschwindigkeits-Datencodierers gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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5B einen
Hochgeschwindigkeits-Datencodierer-Übertragungs-Codiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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6A ein
konzeptuelles Blockdiagramm des Hochgeschwindigkeits-Decodierers gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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6B einen
Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer-Übertragungs-Decodiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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7A ein
konzeptuelles Blockdiagramm des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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7B einen
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer-Übertragungs-Codiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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8A ein
konzeptuelles Blockdiagramm des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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8B einen
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer-Übertragungs-Decodiervorgang
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, und
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9 ein
konzeptuelles Fließdiagramm,
das einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Quantisierungsalgorithmus
zeigt, der zum Abbilden der PCM-quantisierten Abtastungen auf komprimierte
quantisierte Abtastungen gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
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Überblick
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Eine
Telekommunikationsvorrichtung und ein entsprechendes Verfahren empfangen
Telefonsignale und modulieren die jeweiligen Telefonsignale auf
einen entsprechenden Sende-Hochfrequenz(HF)-Träger. Jeder Sende-HF-Träger hat
eine vorbestimmte Anzahl von Informationsschlitzen, und jedes Telefonsignal
wird mindestens einem Informationsschlitz zugewiesen, so dass das
Telefonsignal auf den HF-Träger
moduliert wird. Die Telekommunikationsvorrichtung und das entsprechende
Verfahren beinhalten einen Detektor zum Empfangen und Überwachen
der jeweiligen Telefonsignale zum Erfassen eines in den Telefonsignalen
enthaltenen Datensignals; und einen Codierer zum Codieren des Datensignals
in ein komprimiertes, codiertes Signal. Die Vorrichtung und das
Verfahren beinhalten auch einen Controller, der den Zuweisungsstatus
des jeweiligen Informationsschlitzes prüft, wenn das Datensignal erfasst
wird, und eine vorbestimmte Anzahl nicht zugewiesener aufeinanderfolgender
(jedoch nicht notwendigerweise beieinanderliegender) Informationsschlitze für eine vorbestimmte
Bandbreite lokalisiert, die zum Übertragen
des komprimierten, codierten Signals nötig sind. Der Zuweisungsstatus
gibt an, ob der jeweilige Informationsschlitz anderen Telefonsignalen
nicht zugewiesen oder zugewiesen ist. Die Vorrichtung und das Verfahren
enthalten auch einen Vorgang zum Bilden eines Telekommunikationskanals
aus den lokalisierten, nicht zugewiesenen aufeinander folgenden
Informationsschlitzen sowie einen Vorgang zum Modulieren des codierten
Signals auf dem Telekommunikationskanal.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung überträgt ein Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungs-Übertragungssystem
ein Hochgeschwindigkeits-Datensignal über einen Telekommunikationskanal als
ein komprimiertes codiertes Signal. Das Hochgeschwindigkeits-Datensignal
wird als mindestens ein Datensignalblock von Abtastungen empfangen,
und das System enthält
einen Hochgeschwindigkeits-Datencodierer und einen Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer.
Der Hochgeschwindigkeits- Datencodierer
beinhaltet 1) einen Empfänger
für die
Datensignalblöcke,
die jeweils mindestens eine Datensignalabtastung enthalten, die eine
Spitzenamplitude repräsentiert;
2) einen Rechner zum Berechnen eines Datensignal-Blockverstärkungswerts,
der zum Spitzenamplitudenwert proportional ist; und 3) einen Quantisiererselektor,
der entsprechend dem Verstärkungswert
einen Quantisierer auswählt.
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Der
Quantisierer hat mehrere Quantisierungspegelwerte, die einen vorbestimmten
(z.B. gleichmäßigen) Abstand
haben, der aus einem Verstärkungswert
bestimmt wird, und der ausgewählte
Quantisierer quantisiert die jeweilige Datenabtastung des Datensignalblocks
in eine komprimierte Datenabtastung. Der Verstärkungswert und die mehreren
komprimierten Datenabtastungen ergeben das komprimierte codierte
Signal. Das Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungs-Übertragungssystem
enthält
einen Sender zum Senden des komprimierten codierten Signals durch
den Telekommunikationskanal und einen Empfänger zum Empfangen des Signals
vom Telekommunikationskanal.
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Der
Hochgeschwindigkeits-Datencodierer des Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungs-Übertragungssystems
enthält
1) einen Empfänger
für die
komprimierten Datenabtastungen und den entsprechenden Verstärkungswert;
und 2) einen Invers-Quantisierer-Selektor zum Auswählen auf
der Grundlage des Verstärkungswertes
eines gleichmäßigen inversen
Quantisierers, der mehrere gleichmäßig beabstandete Ausgabewerte
ausweist, die aus dem Verstärkungswert
bestimmt werden. Der inverse Quantisierer verarbeitet die jeweiligen
komprimierten Datenabtastungen auf der Grundlage des Verstärkungswerts
zum Liefern eines Blocks wiederhergestellter Datensignalabtastungen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung überträgt ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungs-Übertragungssystem
ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datensignal über einen Telekommunikationskanal.
Das Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datensignal wird als mindestens ein
Datensignalblock von Abtastungen mit einer ersten Quantisierung
empfangen, und das System enthält
einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer und einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer.
Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer
beinhaltet 1) einen Empfänger
für den
Datensignalblock, der mindestens eine Datensignalabtastung mit einer
Spitzenamplitude enthält;
2) einen Rechner zum Berechnen eines Datensignalblock-Verstärkungswerts,
der zur Spitzenamplitude proportional ist; und 3) einen Quantisierer-Selektor
zum Auswählen
einer neuen Menge von Quantisiererpegeln, die dem Verstärkungswert
des Blocks von Abtastungen entsprechen, und Jeweilige der neuen
Menge von Quantisierungspegeln sind ausgewählte Pegel der ersten Quantisierung;
und 4) einen Quantisiererpegel-Abbildungsprozessor,
der auf der Grundlage eines Verhältnisses
zwischen der Menge von Pegeln der ersten Quantisierung und der neuen
Menge von Quantisiererpegeln den Signalabtastungswert auf einen
komprimierten Pegelwert für
jeden Signalabtastungswert abbildet.
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Der
Verstärkungswert
und die komprimierten Datenabtastungen ergeben ein codiertes Signal.
Das System beinhaltet auch einen Sender zum Senden des codierten
Signals über
den Telekommunikationskanal und einen Empfänger zum Empfangen des codierten
Signals aus dem Telekommunikationskanal. Die beispielhafte Ausführungsform
ist unten unter Bezugnahme auf einen Telekommunikationskanal eines
drahtlosen Kommunikationssystems beschrieben. Die vorliegende Erfindung
ist jedoch nicht auf drahtlose oder andere Typen einer HF-Träger-Kommunikation
eingeschränkt.
Die vorliegende Erfindung kann vielmehr auch mit Telekommunikationskanälen verdrahteter
Telekommunikationssysteme zur Erhöhung der Kapazität eingesetzt werden.
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Ein
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Kompressions-Übertragungssystems
enthält
1) einen Empfänger
für die
komprimierten Datenabtastungen und den entsprechenden Verstärkungswert;
2) einen inversen Quantisierer-Selektor zum Auswählen eines inversen Quantisierers
auf der Grundlage des entsprechenden Verstärkungswerts, dessen Ausgabewerte
aus dem Verstärkungswert
und der entsprechenden neuen Menge von Quantisiererpegeln bestimmt
werden. Der inverse Quantisierer verarbeitet jede der komprimierten
Datenabtastungen aufgrund des Verstärkungswerts zum Liefern eines
Blocks rekonstruierter Datensignalabtastungen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung bildet ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenquantisierungsverfahren
eine erste Vielzahl quantisierter Signalabtastungen, wobei jede
Signalabtastung einen entsprechenden quantisierten Amplitudenwert
hat und mindestens eine Signalabtastung einen quantisierten Spitzenamplitudenwert
hat, auf eine zweite Vielzahl quantisierter komprimierter Abtastungen
und einen Verstärkungswert
ab. Das Verfahren beinhaltet 1) Untersuchen jeder Amplitude zum
Bestimmen eines Spitzenamplitudenwerts und Setzen der Verstärkungswerts
entsprechend dem Spitzenamplitudenwert; und Definieren einer vorbestimmten
Anzahl aufeinanderfolgender Segmente für eine erste Vielzahl quantisierter
Signalabtastungen, wobei jedes Segment eine Anzahl quantisierter
Pegelwerte aufweist. Die quantisierten Pegelwerte für jedes
aufeinanderfolgende Segment sind auf den Verstärkungswert bezogen, und ein
erstes Segment der vorbestimmten Anzahl aufeinanderfolgender Segmente
entspricht dem Spitzenwert der mehreren Signalabtastungen.
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Das
Quantisierungsverfahren beinhaltet weiter das Abbilden eines jeden
der quantisierten Signalabtastungen auf quantisierte komprimierte
Abtastungen durch 1) Behalten für
jeden der quantisierten Signalwerte von Ausgewählten der Anzahl quantisierter
Pegelwerte für
jedes Segment, bis ein mit null bewerteter Pegel gefunden ist, und
2) Setzen eines Vorzeichenwerts auf einen negativen Wert, um eine
negativ bewertete Amplitude anzuzeigen.
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Detaillierte
Beschreibung der Erfindung
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Das Datenkomprimierungssystem
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1 ist
ein Diagramm eines drahtlosen Telekommunikationssystems, bei dem
die Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungseigenschaften der vorliegenden
Erfindung implementiert werden können.
Wie gezeigt, beinhaltet das Funktelekommunikationssystem eine Basisstation 11 und
eine Gruppe von Teilnehmereinheiten 10. Die Basisstation 11 kommuniziert
gleichzeitig mit den Teilnehmereinheiten 10 durch das Rundsenden
und den Empfang von Kommunikationskanälen, die über eine Reichweite der vorgewählten Funkfrequenzen
definiert sind. Die Basisstation 11 kann auch an das lokale
Telefonsystem in der zentralen Telekommunikationsvermittlungsstelle 12 angeschlossen
sein.
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Ein
typisches Funktelekommunikationssystem (wie zum Beispiel das von
InterDigital Communications Corporation, King of Prussia, Pennsylvania,
hergestellte SLS-104) verwendet 24 vorbestimmte Vorwärtskanäle (von
der Basisstation zur Teilnehmereinheit) und 24 vorbestimmte Rückwärtskanäle (von
der Teilnehmereinheit zur Basisstation) innerhalb des Spektralbereichs
zwischen 300 und 500 Megaherz (MHz). Die Kommunikation von der Basisstation
zur Teilnehmereinheit wird durch Paare von Kommunikationskanälen (vorwärts und rückwärts) bereitgestellt,
die auf Frequenzen innerhalb dieses Spektrumbereichs moduliert sind.
In einem typischen System kommuniziert die Basisstation 11 gleichzeitig über diese
24 Kanalpaare. Die 24 Kanäle
können
zum Beispiel Frequenzbänder
von 2 MHz besetzen. Das Frequenzband von 2 MHz kann mehrere Kanäle, zum
Beispiel 80 Kanäle,
unterstützen,
indem ein Kanalabstand von 25 kHz eingesetzt wird. In einer Ausführungsform
des Systems kann die Basisstation 11 auf der niedrigeren
Frequenz eines Paars an den Teilnehmer senden, und die Teilnehmereinheit 10 kann
auf der höheren
Frequenz des Paars an die Basisstation senden. Ein solches System
ist im US-Patent Nr. 4,675,863, am 23. Juli 1987 erteilt, mit dem
Titel "SUBSCRIBER
RF TELEPHONE SYSTEM FOR PROVIDING MULTIPLE SPEECH AND/OR DATA SIGNALS
SIMULTANEOUSLY OVER EITHER A SINGLE OR A PLURALITY OF RF CHANNELS" ("Teilnehmer-HF-Telefonsystem
zum gleichzeitigen Vorsehen mehrerer Sprach- und/oder Datensignale über entweder
einen einzelnen oder mehrere HF-Kanäle") (Paneth et al.) beschrieben.
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Zum
Erhöhen
der Kommunikationskapazität
werden auf jeder Trägerfrequenz
Zeitmultiplex-Vielfachzugriffsverfahren verwendet. Bei einem beispielhaften
System wird jede Frequenz des Kanalpaares in vier Zeitschlitze aufgeteilt,
so dass die Basisstation 11 gleichzeitig mit bis zu vier
Teilnehmereinheiten 10 auf einer Trägerfrequenz kommuniziert. Folglich
kann es die Basisstation unter der Verwendung von 24 Kanalpaaren ermöglichen,
dass Telefonsignale auf 95 Kanälen
moduliert werden, und es kann ein Kanal zur Steuerung oder für andere
Zusatzfunktionen verwendet werden.
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Ein
Aspekt der Kapazitätserhöhung auf
diese Weise besteht darin, dass die über den HF-Kommunikationskanal
(oder den verdrahteten Kanal) zu übertragenden Telekommunikationskanäle komprimiert
werden. Für
die Sprache können,
wie zuvor beschrieben, Sprachcodierungsverfahren, wie zum Beispiel
RELP, eingesetzt werden. Außerdem
können
auch Niedergeschwindigkeits-Daten- und Niedergeschwindigkeits-Fax-Daten-Komprimierungsverfahren
verwendet werden, wie sie im US-Patent Nr. 4,974,099 mit dem Titel "COMMUNICATION SIGNAL
COMPRESSION SYSTEM AND METHOD" ("Kommunikationssignal-Komprimierungssystem
und -verfahren")
(Lin et al.) beschrieben sind.
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Bei
dem zuvor beschriebenen System komprimieren drei Sprachbandcodierer,
RELP, Niedergeschwindigkeits-Daten und Niedergeschwindigkeits-Fax-PCM-Signale
mit einer Rate von 64 kb/s auf ein Signal mit der Rate von 14,5
kb/s. Bei 14,5 kb/s können
diese Codierer mit einem einzigen 16-Phasen-HF-Schlitz oder einem
doppelt breiten Vierphasen-HF-Schlitz
betrieben werden. Der RELP-Codierer wird zur Sprache verwendet,
der Niedergeschwindigkeitsdatencodierer wird zum Weiterleiten einer
Anzahl von Sprachbandmodem-Übertragungen
bei Raten von bis zu 2400 bps verwendet, und der Niedergeschwindigkeits-Fax-Codierer wird
zum Weiterleiten von Übertragungen
des Gruppe-3-Faxes bei 2400 bps verwendet. Jeder Sendecodierer hat
einen entsprechenden Decodierer in einem Empfänger, der zum Beispiel über den
Systemsteuerkanal zugewiesen werden kann.
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Um
es dem Telekommunikationssystem zu ermöglichen, auch mit Hochgeschwindigkeits-Sprachbandmodems
und Fax-Geräten
zu arbeiten, werden die beiden Sprachband-Komprimierungsverfahren
der vorliegenden Erfindung verwendet. Die Codierer und Decodierer
(CODECs), die als der Hochgeschwindigkeits-Codec und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec
bezeichnet werden, erzielen eine bessere Sendeleistung für komprimierte
Daten als die Codierer für
Niedergeschwindigkeits-Daten und Fax durch die Verwendung von weniger
Kompression und daher die Bereitstellung von mehr Bandbreite für das Datensignal.
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Der
Hochgeschwindigkeits-Codec ermöglicht
es dem Kommunikationssystem, Sprachband-Modem- und Fax-Übertragungen
bei bis zu 9,6 kb/s weiterzuleiten. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec
unterstützt Sprachband-Modem-
und Fax-Übertragungen
mit einer Rate von bis zu 14,4 kb/s und höher. Der Hochgeschwindigkeits-Codec
wird unter der Verwendung von drei 16-Phasen-HF-Schlitzen oder vier
8-Phasen-HF-Schlitzen betrieben. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec
wird unter der Verwendung von vier 16-Phasen-HF-Schlitzen betrieben. Vorzugsweise
leiten der Hochgeschwindigkeits-Daten- und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungsalgorithmus
eine Darstellung einer analogen Sprachband-Wellenform über einen digitalen Kanal mit
eingeschränkten
Datenraten weiter, während
die schädliche Verzerrung
minimiert wird.
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Da
diese Codecs mehrere HF-Schlitze nutzen, wird eine dynamische Neuzuweisung
dieser Schlitze innerhalb der HF-Kommunikationskanäle nötig. Das
Merkmal der dynamischen Zeitschlitz-Bandbreitenzuweisung der vorliegenden
Erfindung erfasst und überwacht
die Datenübertragung
und bildet einen Datenkanal aus der notwendigen Anzahl von Schlitzen,
wenn jedoch die Anzahl benötigter
Schlitze nicht zur Verfügung
steht, wird dem Anruf der Niedergeschwindigkeits-Daten- oder der
Niedergeschwindigkeits-Fax-Codierer zugewiesen. Solche Zuweisungsverfahren
sind zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,785,450, erteilt am 15. November 1988,
mit dem Titel APPARATUS AND MEHTOD FOR OBTAINING FREQUENCY AGILITY
IN DIGITAL COMMUNICATION SYSTEMS (Vorrichtung und Verfahren zur
Erreichung einer Frequenzagilität
bei digitalen Kommunikationssystemen) (D.R. Bolgiano et al.) beschrieben.
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2 ist
ein konzeptuelles Blockdiagramm der Anwendung des Komprimierungssystems
der vorliegenden Erfindung, einschließlich des Merkmals der dynamischen
Zeitschlitz-/Bandbreitenzuweisung, und der Hochgeschwindigkeits-
und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodecs zur Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierung
der beispielhaften Ausführungsform
des drahtlosen Kommunikationssystems. Das System beinhaltet: einen
Kompressionsselektorprozessor (CSP) 200, der eine Steuereinheit 201 und
einen Überwachungsabschnitt 202 aufweist;
einen Kanalbildungsprozessor 260; und die Kompressions-Codierer/Decodierer
(CODECs) RELP 210, Niedergeschwindigkeits-Daten 220,
Niedergeschwindigkeits-Fax 230, Hochgeschwindigkeits-Daten 240 und
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten 250.
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Der
CSP 200 empfängt
die Telefonsignale von der lokalen Telefonvermittlungsstelle 270 und
ist ein digitaler Prozessor, der zum Durchführen einer Überwachung des Telefonsignals
konstruiert ist, um spezifische Typen von Datensignalen durch ihre
entsprechenden Modem-Antworttöne zu identifizieren
und die Einrichtung des Kommunikationskanals einzuleiten. In einer
anderen beispielhaften Ausführungsform
unter der Verwendung von Teilnehmer-zu-Teilnehmer-Kommunikationen
kann der CSP 200 das Signal von anderen lokalen Quellen
empfangen. Der CSP-200-Monitorabschnitt 202 informiert
die Steuereinheit 201 über
das Vorhandensein des Datensignals. Die Steuereinheit 201 ist
für die
externe Bildung eines HF-Kommunikationskanals verantwortlich
sowie für
das Zuweisen eines Typs eines Komprimierungs-CODEC 210, 220, 230, 240 und 250.
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Der
Kanalbildungsprozessor 260 empfängt eine Sendekanalanforderung
vom CSP 200 und weist einem Telefonsignal einem verfügbaren HF-Kommunikationsschlitz
zu. Der Kanalbildungsprozessor 260 behält die aktuelle Systemkanal-Zuweisungsinformation
in einem (hier nicht gezeigten) Speicher, um festzustellen, welche
Zeitschlitze derzeit nicht für
andere Telefonsignale verwendet werden. Wie in TDMA-Systemen bekannt,
wird jeder Kanalzeitschlitz mit einer Schutzzeit gebildet, die aus
einer kurzen Periode des Signals besteht, die zum Initialisieren
eines Empfängers
verwendet wird, bevor die Daten gesendet werden. Beim Anliegen von
Datensignalen, die mehr als einen HF-Zeitschlitz benötigen, bildet der Kanalbildungsprozessor 260 den
Kanal aus einer vorbestimmten Anzahl von Zeitschlitzen, und wenn
die vorbestimmte Anzahl von Zeitschlitzen aneinanderliegend ist,
wird nur eine Schutzzeit verwendet.
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Der
Kanalbildungsprozessor 260 der beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung kann eine Funkprozessoreinheit (Radio Processor Unit/RPU)
einer Netzwerkbasisstation sein. Die RPU kann zum Speichern von
Kanalzeitschlitzzuweisungen und zum Zuweisen von Kanalzeitschlitzen
für das
gesamte System von 1 verantwortlich sein.
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Der
RELP-Codec 210 implementiert die Komprimierungs-Codierungs-(und Decodierungs)Algorithmen für Sprachsignale.
Der Niedergeschwindigkeits-Daten-Codec 220 und der Niedergeschwindigkeits-Fax-Codec 230,
der Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec 240 und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec 250 implementieren
die entsprechenden Datenkomprimierungsalgorithmen für Sprachbanddaten
des identifizierten Typs.
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Allgemein
können
der CSP 200 und die CODECs 210, 220, 230, 240 und 250 in
einen digitalen Signalprozessor integriert sein, um die Datensignalüberwachung,
die Signalverarbeitung und die Signalkomprimierungscodierungs- und
Decodierungsvorgänge
zu implementieren. Ein solcher Prozessor wird zum Beispiel aus den
digitalen Signalprozessoren der Familie TMS 320C5X von Texas Instruments
ausgewählt.
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Es
folgt eine Beschreibung des Betriebs des Komprimierungssystems der
vorliegenden Erfindung. Immer noch mit Bezug auf 2 wird,
wenn der Sprachanruf zuerst eingerichtet wird, der Sprach-RELP-Codec 210 dem
Telefonsignal anfänglich
zugewiesen. Der CSP 200 überwacht das Telefonsignal über den Überwachungsabschnitt 202,
und die Steuereinheit 201 bestimmt den Typ des Sprachbandsignals
auf der Grundlage der Erfassung des Modem-Antwortsignals. Jeder
Typ von Sprachbanddaten hat ein bestimmtes identifizierbares Modem-Antwortsignal.
Die Tabelle 1 fasst manche der typischen verschiedenen Modem-Ursprungs-
und -Antwort-Charakteristiken zusammen, die auf diesem Gebiet wohl
bekannt sind. Tabelle 1 dient jedoch der Veranschaulichung und soll
keinesfalls alle möglichen
Modemcharakteristiken beschreiben.
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Sprachband-Modem-Charakteristiken
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Wieder
mit Bezug auf 2 leitet, nachdem der Typ der
Sprachbanddaten bestimmt wurde, wenn die Hochgeschwindigkeits-Daten- oder die Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierung
benötigt
wird, der CSP 200 die Sprachkanal-Neuzuweisung ein, und
das verwendete Verfahren der dynamischen Zeitschlitzzuweisung ist
im Folgenden beschrieben. Die Steuereinheit 201 signalisiert
dem Kanalbildungsprozessor 260, damit dieser einen HF-Kommunikationskanal
mit einer vorbestimmten Anzahl von Zeitschlitzen bildet. In einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird dem Anruf automatisch ein Zeitschlitz
zugewiesen, jedoch ist dies nicht notwendig. Der Kanalbildungsprozessor 260 untersucht
den Speicher, um die Anzahl und den HF-Trägerort verfügbarer HF-Zeitschlitze zu bestimmen.
Wenn der Kanalbildungsprozessor die Anzahl vorbestimmter Zeitschlitze
findet, wird der HF-Kommunikationskanal aus der vorbestimmten Anzahl
von HF-Zeitschlitzen
gebildet und dies der Steuereinheit 201 mitgeteilt. Die Steuereinheit 201 weist
dann dem Datensignal einen entsprechenden Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec
oder Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec zu, und das komprimierte Datensignal
wird dem mehrere Schlitze aufweisenden HF-Kommunikationskanal zugewiesen
und auf diesen moduliert.
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Wenn
nicht genug Zeitschlitze zur Verfügung stehen, wird die Steuereinheit 201 informiert
und ein HF-Kommunikationskanal aus einem einzigen HF-Zeitschlitz
gebildet, worauf die Steuereinheit 201 dann dem Datensignal
den Niedergeschwindigkeits-Daten-Codec oder den Niedergeschwindigkeits-Fax-Codec
zuweist. Wie zuvor angegeben, weist eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung automatisch einen Zeitschlitz zu, wenn das Telefonsignal
empfangen wird, bevor ein mehrere Zeitschlitze aufweisender Kommunikationskanal
gebildet wird, weshalb dem Telefonsignal zu diesem Zeitpunkt schon
ein Schlitz zugewiesen wurde.
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Dynamische
Zeitschlitz/Bandbreiten-Zuweisung
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Tabelle
2 fasst die Zeitschlitzanforderungen für die unterschiedlichen Typen
der Signalkomprimierung zusammen:
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Da
der Hochgeschwindigkeits-Codierer Daten sowohl auf einem 16-Phasen-Kanal mit
drei Schlitzen als auch auf einem 8-Phasen-Kanal mit vier Schlitzen
moduliert, passen seine komprimierten Daten wünschenswerterweise in einen
der beiden Kanäle,
der die geringere Bandbreite aufweist. Die Bitverfügbarkeit
für die
verschiedenen Kanaltypen der Ausführungsform für das beschriebene
Funktelekommunikationssystem von 1 ist in
Tabelle 3 gezeigt.
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In
Tabelle 3 bezeichnet die Angabe "Nullen", dass keine Modulation
vorhanden ist, die Präambel
ist ein Bitsynchronisationsmuster und "CW" steht
für Codewort,
das die Anrufsteuerungs-, die Anrufverarbeitungs- und die Signalisierungsinformation
enthält.
Der Block A und der Block B sind ein erster bzw. ein zweiter Block
komprimierter Sprachband-Datenabtastungen einer Länge von
22,5 ms.
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Wie
in Tabelle 3 zu sehen ist, trägt
der 8-Phasen-Kanal mit vier Schlitzen weniger Bits als der 16-Phasen-Kanal
mit drei Schlitzen. Der Ausgabeblock des Hochgeschwindigkeits-Codierers
einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung kann daher 1041 Bits oder weniger besetzen.
Die Tabelle 4A zeigt die Zuweisung der Bits des komprimierten Ausgabeblocks
des Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
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In
der Tabelle 4A bedeutet die Angabe "Geschützt", dass auf den Bitstrom eine Vorwärtsfehlerkorrektur (Forward
Error Correction/FEC) angewendet wird. Der Bitstrom des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codierers moduliert
einen 16-Phasen-Kanal mit vier Schlitzen, von denen in jedem Zeitraum
von 22,5 ms 1408 für
die Daten des Codierers zur Verfügung
stehen.
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Tabelle
4B zeigt die Zuweisung von Bits im komprimierten Ausgabeblock des
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
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Die
unten beschriebenen Hochgeschwindigkeits-Daten- und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungsverfahren
sind Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung, bei denen es sein kann, dass sie mehrere
Zeitschlitze für
einen Kommunikationskanal benötigen,
doch können
auch andere Komprimierungsverfahren des selben Geistes, wie sie
hier beschrieben wurden, für
andere spezifische Typen von Datensignalen entwickelt werden, die
nicht notwendigerweise den zuvor beschriebenen Sprachband-Modem-Charakteristiken
folgen. Diese anderen Ausführungsformen
können
auch das in der vorliegenden Erfindung eingesetzte dynamische Zeitschlitz-Bandbreiten-Zuweisungsverfahren
einsetzen.
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Es
folgt nun eine Beschreibung des allgemeinen dynamischen Zeitschlitz/Bandbreiten-Zuweisungsverfahrens. 3A veranschaulicht
den Vorgang einer dynamischen Zeitschlitz/Bandbreiten-Zuweisung,
wie sie zum Beispiel im CSP 200 von 2 implementiert
ist. Gemäß 3A überwacht,
wenn der Sprachanruf zuerst eingerichtet wird, der Sprachüberwachungsschritt 301 das
Telefon zum Erfassen eines Datensignals. Bei Schritt 301 wird
der RELP-Codec 210 anfänglich
dem Telefonsignal zugewiesen. Wenn jedoch ein Datensignal vorhanden
ist, bestimmt der Entscheidungsschritt 302 den Typ des
Sprachbandsignals aufgrund der Erfassung des Modem-Antwortsignals.
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Wenn
die Daten Niedergeschwindigkeitsdaten oder Niedergeschwindigkeits-Fax
sind, weist Schritt 303 den Niedergeschwindigkeits-Zuweisungsvorgang
zu, dem zum Beispiel ein einziger HF-Trägerschlitz zugewiesen wurde.
Dann bestimmt Schritt 304, ob das Datensignal aus Fax-
oder Niedergeschwindigkeitsdaten besteht und weist die entsprechenden
Algorithmusschritte 305 und 306 des Niedergeschwindigkeits-Fax-Codec 230 oder
des Niedergeschwindigkeits-Datencodec 220 zu.
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Wenn
das Signal bei Schritt 302 ein Signal des Hochgeschwindigkeits-Datentyps ist, dann
fordert der nächste
Schritt 307 von dem Kanalbildungsprozessor 260 einen
Hochgeschwindigkeits-Datenkanal an. In einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erfordert dann der Kanalbildungsprozessor 260 eine
Benutzer/Teilnehmer-Vertragsinformation zur Anforderung des Kanaltyps.
Eine andere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann außerdem aus den Modemsignalen
bestimmen, ob das Datensignal das Hochgeschwindigkeits-Daten- oder
das Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungsverfahren
benötigt,
um den korrekten Kanaltyp anzufordern.
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3B zeigt
den Vorgang der Kanalzuweisung, der vom Kanalbildungsprozessor 260 nach
Anforderung eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals durchgeführt wurde, aus Schritt 307 von 3A.
Der Kanalbildungsprozessor kann eine Funkverarbeitungseinheit (Radio
Processing Unit/RPU) einer Basisstation des zuvor beschriebenen
beispielhaften bekannten Systems sein, und die RPU kann HF-Trägerzeitschlitze
den Teilnehmerkommunikationen durch einen Kommunikationskanal zuweisen.
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Bei
Schritt 320 von 3B beginnend
weist der Prozessor einem Telefonanruf normalerweise einen Sprachkanal
zu. Es kann jedoch eine beliebige anfängliche Prozesszuweisung gewählt werden,
wie sie zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,675,863 beschrieben ist.
Als Nächstes überprüft der Schritt 321,
ob eine Anforderung nach einem Hochgeschwindigkeits-Datenkanal aus Schritt 307 von 3A vorliegt.
Wenn keine Anforderung vorhanden ist, verbleibt die Zuweisung im
Standardmodus, der für
diese beispielhafte Ausführungsform Sprache
ist. Wenn eine Anforderung vorhanden ist, überprüft Schritt 322 eine
Teilnehmervertragsinformation, um festzustellen, ob der Teilnehmervertrag
die Annahme eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals zulässt. Wenn
der Teilnehmervertrag die Annahme eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals
nicht zulässt,
wird bei Schritt 323 ein Niedergeschwindigkeits-Daten/Fax-Kanal
unter der Verwendung einer vorbestimmten Anzahl von Schlitzen zugewiesen.
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Wenn
der Teilnehmervertrag einen Hochgeschwindigkeits-Datenkanal zulässt, bestimmt
Schritt 324, ob der Teilnehmervertrag die Annahme eines
Hochgeschwindigkeits-Datenkanals des Ultra-Hochgeschwindigkeitstyps
("UHSD-Kanal") zulässt (oder
ob dieser angefordert wurde). Wenn das so ist, prüft Schritt 325,
ob eine vorbestimmte Anzahl von HF-Trägerschlitzen verfügbar ist,
und wenn das so ist, erzeugt Schritt 326 den UHSD-Kanal.
Schritt 325 kann durch einen Prozessor ausgeführt werden,
der einen Speicher überprüft, der die
aktuellen Systemkanalzuweisungen enthält, um festzustellen, ob eine
benötigte
Anzahl von 16-Phasen-HF-Zeitschlitzen (für die beispielhafte Ausführungsform:
4) verfügbar
ist. Wenn die erforderliche Anzahl von Schlitzen nicht verfügbar ist,
dann prüft
der Vorgang, ob der Kanal nicht etwa als ein Hochgeschwindigkeits-Datenkanal
("HSD-Kanal") erzeugt werden
kann, wie in der Folge in Schritt 328 beschrieben.
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Wenn
die Teilnehmervertragsinformation (oder die Anforderung) anzeigt,
dass der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal in Schritt 324 als
ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Typ
(UHSD-Kanal) zu erzeugen ist, prüft Schritt 327,
ob die Anforderung oder die Teilnehmervertragsinformation anzeigt,
dass der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal als ein Hochgeschwindigkeits-Typ
(HSD-Kanal) zu bilden
ist. Wenn das nicht so ist, wird bei Schritt 323 der Niedergeschwindigkeits-Datenkanal
erzeugt, wie zuvor beschrieben, wenn jedoch der HSD-Kanal angefordert
oder zugelassen ist, prüft
Schritt 328, ob die vorbestimmte Anzahl von HF-Träger-Zeitschlitzen für den HSD-Kanal
verfügbar
ist.
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Der
Schritt 328 kann von einem Prozessor durchgeführt werden,
der einen Speicher überprüft, der
die aktuellen Systemkanalzuweisungen enthält, um festzustellen, ob eine
erste erforderliche Anzahl von Zeitschlitzen (16-Phasen-HF-Zeitschlitzen) verfügbar ist
(für die
beispielhafte Ausführungsform
drei), wenn das nicht der Fall ist, wenn eine zweite erforderliche
Anzahl von Zeitschlitzen (8-Phasen-HF-Schlitzen) verfügbar ist
(für die
beispielhafte Ausführungsform
vier). Wenn die erforderliche Anzahl von Schlitzen verfügbar ist,
werden die Zeitschlitze zugewiesen und in Schritt 329 der
HSD-Kanal gebildet. Wenn der Hochgeschwindigkeits-Kanalverfügbarkeits-Schritt
die erforderliche Anzahl von Kanälen
nicht finden kann, weist der Schritt 323 einfach den Niedergeschwindigkeitskanal
zu.
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Wieder
mit Bezug auf 3A prüft bei Schritt 308 der
Vorgang die Antwort auf die Hochgeschwindigkeits-Datenkanalanforderung.
Wenn bei Schritt 308 die Anforderung verweigert wird und
kein Hochgeschwindigkeits-Datenkanal
gebildet wurde, dann werden die Schritte 303 und die Sequenz
durchgeführt,
um den Niedergeschwindigkeitsalgorithmus zuzuweisen. Wenn die Hochgeschwindigkeits-Datenkanalanforderung
angenommen wird, bestimmt der Hochgeschwindigkeits-Kanalverfügbarkeitsschritt 309,
welcher Typ von Kanal zugewiesen wurde. Wenn der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal
den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten entspricht, werden bei Schritt 310 die
Codierungsalgorithmen des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-CODEC 250 durchgeführt, und
wenn der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal den Hochgeschwindigkeits-Daten
entspricht, werden bei Schritt 311 die Codierungsalgorithmen
des Hochgeschwindigkeits-Daten-CODEC 240 durchgeführt.
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Die Hochgeschwindigkeits-
und Ultra-Hochgeschwindigkeits-CODECs
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Der
Hochgeschwindigkeits-Codec 240 und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec 250 liefern
eine Komprimierung eines bidirektionalen Datenkanals der vorliegenden
Erfindung mit abgetasteten Telefonsignalen (Pulscodemodulation(PCM)-Telefonsignale
in der beispielhaften Ausführungsform)
als das Eingabesignal und das Ausgabesignal. Die an den Abtastungskomprimierungsvorgang
gelieferten Telefonsignale sind typischerweise A-Gesetz oder μ-Gesetz-PCM
mit 64 kb/s, jedoch 16-Bit-Integer-Abtastungen
mit 128 kb/s, oder es können
auch andere Typen durch die Verwendung eines Konvertierungsvorgangs
verwendet werden. Der Komprimierungsvorgang komprimiert den Abtastungsbitstrom
mit 64 kb/s (oder 128 kb/s) auf eine niedrigere Datenrate. Die niedrigere
Datenrate wird über
den HF-Kanal zum Expansionsvorgang geschickt, der die niedrigere
Datenrate wieder auf den rekonstruierten Abtastungsbitstrom mit
64 kb/s (oder 128 kb/s) ausdehnt. Die Zielsetzung des Codierers
besteht darin, dass die synthetisierten oder rekonstruierten Abtastungen
dem ursprünglich
abgetasteten Signal so weit wie möglich entsprechen.
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In
PCM-Systemen werden analoge Sprachbandsignale in eine Abfolge von
digitalen Abtastungen mit einer Abtastungsrate von 8 Kilo-Samples/Sekunde umgewandelt.
Die Abtastungen sind 8 Bit breit, was zu 256 möglichen Quantisierungspegeln
führt.
Wenn analoge Signale abgetastet werden, ist eine wichtige Gütezahl das
Signal-zu-Quantisierungsrauschen-Verhältnis (Signal
to Quantization Noise Ratio/SQNR). Für einen gleichmäßig beabstandeten
Quantisierer ist das SQNR 6B – 1,24
dB, wobei B die Anzahl von Bits pro quantisierter Abtastung ist.
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Ein
gleichmäßiger 8-Bit-Quantisierer
hat daher eine SQNR von 46,76 dB, was für Sprachsignale hervorragend
ist. Dieses SQNR wird nur dann erzielt, wenn das ursprüngliche
analoge Signal eine Amplitude aufweist, die den gesamten dynamischen
Bereich des Quantisierers besetzt. Wenn der dynamische Bereich des ursprünglichen
Signals denjenigen des Quantisierers übersteigt, geschieht ein Abschneiden
(Clipping). Dies ist eine sehr unerwünschte Art der Verzerrung sowohl
für Sprache
als auch für
Sprachband-Modemsignale. Wenn
das ursprüngliche
Signal einen kleineren dynamischen Bereich als denjenigen des Quantisierers
hat, ist das resultierende SQNR kleiner als die optimalen 46,76
dB. Für
jedes dB, das der dynamische Bereich des Signals kleiner als der
dynamische Bereich des Quantisierers ist, entsteht beim SQNR ein
Verlust von 1 dB.
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Da
in der Telephonie verwendete Sprachbandsignale einen großen dynamischen
Bereich haben, kann es sein, dass ein gleichmäßiger Quantisierer nicht die
optimale Wahl ist. Daher werden nicht gleichmäßige Quantisierer verwendet.
Es gibt zwei Normen für
nicht gleichmäßige Quantisierer
von PCM: μ-Gesetz
und A-Gesetz, und diese Normen sind auf diesem Gebiet wohl bekannt
und in Kapitel 8 in Communication Systems von Simon Haykin beschrieben.
Beide Verfahren verwenden logarithmisch beabstandete Quantisiererpegel zum
Erhöhen
des dynamischen Bereichs der Quantisierer. 4A zeigt
die Charakteristiken eines A-Gesetz-Quantisierers.
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Der
Abstand zwischen den Quantisiererpegeln bei hohen Signalpegeln ist
größer als
der Abstand bei niedrigeren Pegeln. Das Ergebnis ist ein gleichmäßigeres
SQNR beim Vergleich von Abtastung mit Abtastung. Weil das beste
SQNR für
diese Quantisierer kleiner als dasjenige für den gleichmäßigen 8-Bit-Quantisierer
ist, können
diese Quantisierer über
einen großen
Bereich von Signalpegeln ein gutes SQNR erzielen.
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4B vergleicht
die SQNR-Leistung in Abhängigkeit
vom Signalpegel für
A-Gesetz und einen gleichmäßigen 8-Bit-Quantisierer.
Auch wenn der gleichmäßige Quantisierer
bei hohen Signalpegeln eine überlegene
Leistung zeigt, behält
doch der A-Gesetz-Quantisierer über
einen großen
dynamischen Bereich ein gutes SQNR.
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Sprachbandmodems
funktionieren aufgrund des großen
dynamischen Bereichs in einem Telefonnetz gut, das entweder μ-Gesetz oder
A-Gesetz-PCM mit 64 kb/s verwendet. Der Sendeausgabepegel dieser
Modems ist hoch, um die Kanäle
möglichst
vollständig
auszunutzen, jedoch haben Telefonkanäle unterschiedliche Signalpegelverluste.
Dies führt
dazu, dass auch wenn der Modemausgangspegel auf einem hohen Pegel fest
steht, der Pegel an einem anderen Punkt im Netz beträchtlich
niedriger sein kann. Der dynamische Bereich von PCM gleicht diese
Situation aus.
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Das
Komprimieren von PCM mit 64 kb/s auf eine niedrigere Datenrate verringert
die Anzahl von Bits pro Abtastung und führt normalerweise zu einer
beträchtlichen
Verringerung des SQNR. Eine Verzerrung aufgrund der Kompression
wird durch die vorliegende Erfindung durch die dynamische Konstruktion
eines Quantisierers minimiert, der sich dem dynamischen Bereich des
Eingabesignals anpasst. Nachdem die beiden dynamischen Bereiche
in Übereinstimmung
gebracht wurden, werden die Abtastungen unter der Verwendung eines
Quantisierers mit den neu definierten Pegelabständen quantisiert.
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4C veranschaulicht
ein einfaches Beispiel des Verfahrens der Komprimierung durch Abbildung der
Signalabtastungen von einer Quantisierung auf eine andere Quantisierung.
Ein Block von Signalabtastungen 410 besteht aus drei Abtastungen 411, 413 und 415.
Eine erste Menge von Quantisierungspegeln 420 zeigt den
ungefähren
Wert der Abtastungsamplituden 412, 414 und 416 an.
Die Quantisierungspegel erfordern jedoch, dass eine bestimmte Anzahl
von Informationsbits, für
die gezeigten 20 Pegel der ersten Quantisierung 5 Bits, an einen
Empfänger übertragen
werden, um einen der Pegel der ersten Quantisierung zu repräsentieren.
Zum Senden von drei Abtastungswerten, die den drei Abtastungen 411, 413 und 415 entsprechen,
sind 15 Bits wünschenswert.
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Das
beispielhafte Verfahren der vorliegenden Erfindung definiert eine
neue Menge von Pegeln für
jeden Block von Signalabtastungen auf der Grundlage der Spitzenamplitude.
Wie in 4C gezeigt, hat der Block von
Abtastungen 410 die Abtastung 413, die einen Spitzenamplitudenwert 414 aufweist.
Das Verfahren definiert eine neue Quantisierungsmenge von Pegeln
durch Definieren der Spitzenamplitude 414 als dem höchsten Pegelwert
und bestimmt eine vorbestimmte Anzahl von Pegelwerten unterhalb
dieser Amplitude. Wie in 4C gezeigt,
entspricht dies fünf
Pegelwerten. Für
diese neue Quantisierung sind lediglich drei Bits nötig, um
einen Pegelwert zu definieren, jedoch muss der Spitzenamplitudenwert
auch als ein Skalierungsfaktor gesendet werden, um das Verhältnis zwischen
den neuen Quantisierungspegelwerten und den ursprünglichen Quantisierungspegelwerten
anzuzeigen. Folglich werden fünf
Bits, die dem ursprünglichen
Spitzenamplitudenwert entsprechen, und neun Bits (drei pro Abtastung)
für den
Block von Abtastungen 410 übertragen, bzw. sind vierzehn
Bit nötig.
Das Beispiel zeigt, dass ein Bit weniger gesendet wird. Wenn jedoch
zehn Abtastungen im Block sind, erfordert das ursprüngliche Quantisierungsverfahren
das Senden von 50 Bits, während
der neue Quantisierer lediglich das Senden von 35 Bits erfordert.
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Im
Folgenden werden Ausführungsformen
beschrieben, die für
die Normen μ-Gesetz
und A-Gesetz konstruiert sind. Die offenbarten Verfahren können jedoch
leicht auf ein beliebiges System ausgeweitet werden, das Abtastungen
empfängt,
die mit einem nicht gleichmäßigen Kompandierungsquantisierer
quantisiert werden.
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Der Hochgeschwindigkeits-Daten-CODEC
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5A ist
ein konzeptuelles Blockdiagramm eines Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
Der Codierer der beispielhaften Ausführungsform wandelt Daten zwischen
PCM mit 64 kb/s und einem komprimierten Datenstrom mit 46,58 kb/s
und einer Codierung mit Vorwärtsfehlerkorrektur
(Forward Error Correction/FEC) um. Die komprimierte Datenrate ist
40,267 kb/s, und der verbleibende übertragene Bitstrom wird zur
Fehlerkorrektur verwendet.
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Wie
in 5A gezeigt enthält der Hochgeschwindigkeits-Datencodierer
der vorliegenden Erfindung einen optionalen Puffer 510,
einen PCM-Expander 520, einen Verstärkungsberechnungsvorgang 522,
eine Verzögerung 521,
einen Datenabtastungsquantisierer 523 und einen optionalen Übertragungscodierungsvorgang 530.
Der Übertragungscodierungsvorgang 530 enthält auch
einen FEC-Codierer 532 und einen Interleaver 531.
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Der
optionale Puffer 510 enthält eine vorbestimmte Anzahl
von Abtastungen zum Erzeugen eines Blocks von Abtastungen für den Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungsvorgang.
Alternativ dazu können die
Abtastungen auch in einem Blockformat empfangen werden. Der PCM-Expander 510 wandelt
die A-Gesetz- oder μ-Gesetz-PCM-Abtastungen
in lineare Abtastungen um. Der Verstärkungsberechnungsvorgang 522 berechnet
den Quantisierungs-Verstärkungswert
für den
Block von Abtastungen, und der Datenabtastungsquantisierer verwendet
den quantisierten Verstärkungswert
zum Erzeugen eines gleichmäßig beabstandeten Quantisierers
mit Quantisierungspegelwerten, die durch den quantisierten Verstärkungswert
skaliert sind. Die Verzögerung
zeigt, dass der quantisierte Verstärkungswert bestimmt wird, bevor
der Komprimierungsvorgang codierte quantisierte Abtastungen erzeugt,
und der Übertragungscodierungsvorgang 530 wird
zum Vorsehen einer Fehlerkorrekturcodierung für die Übertragung der codierten Quantisierungsverstärkung und
der codierten Quantisierungsabtastungen verwendet.
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Es
folgt eine Beschreibung des Betriebs des Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungscodierers. Wie
in 5A gezeigt, werden die PCM-Abtastungen mit 64 kb/s (A-Gesetz oder μ-Gesetz)
von einem Puffer 510 empfangen. Der Puffer 510 liefert
die PCM-Abtastungen als einen 22,5 ms langen Block von Abtastungen. Bei
der Rate von 8 Kilosample pro Sekunde von PCM enthält jeder
Block 180 Abtastungen. Der empfangene PCM-Rahmen wird in
den PCM-Expander 520 eingespeist, der die μ-Gesetz oder
A-Gesetz-Abtastungen
in 16-Bit-Linearabtastungen (16-Bit-Integerabtastungen) umwandelt.
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Der
resultierende Block linearer Abtastungen, die in der beispielhaften
Ausführungsform
16-Bit-Integer-Abtastungen sind, werden in den Verstärkungsberechnungsvorgang 522 eingespeist,
der die Abtastung im Block mit dem größten Amplitudenwert (absoluten
Wert) findet. Die Amplitude dieser Abtastung bestimmt den quantisierten
Verstärkungswert
für den
Block. Der quantisierte Verstärkungswert
kann der Amplitudenwert, die Differenz zwischen dem maximalen Abtastungswert
und der größten Blockamplitude
oder ein Multiplikatorwert sein. Der quantisierte Verstärkungswert
wird unter der Verwendung eines logarithmisch beabstandeten Quantisierers
mit 64 Pegeln quantisiert. Der Verstärkungsberechnungsvorgang 522 liefert
sowohl die quantisierte Verstärkung
als auch den codierten quantisierten Verstärkungswert. Der codierte quantisierte
Verstärkungswert
ist eine 6-Bit-Zahl,
die einen der 64 Pegel in dem logarithmisch beabstandeten Verstärkungsquantisierer repräsentiert.
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Der
quantisierte Verstärkungswert
aus der Verstärkungsberechnung 522 und
der Block von Abtastungen aus dem PCM-Expansionsvorgang werden an den
Datenabtastungsquantisierer 523 geliefert. Die Verzögerung 521 ist
gezeigt, um anzuzeigen, dass der Verstärkungsberechnungsvorgang 522 die
Aufgabe über
den Block abschließen
muss, bevor die Abtastungen vom Datenabtastungsquantisierer 523 komprimiert
werden. Der Datenabtastungsquantisierer 523 quantisiert
die 180 Abtastungen in dem Block unter der Verwendung eines gleichmäßig beabstandeten
Quantisierers mit 32 Pegeln. Die Quantisiererpegel werden von Block
zu Block dynamisch eingestellt, wobei der quantisierte Verstärkungswert
verwendet wird. Daher reichen die gleichmäßig beabstandeten Quantisiererpegel
von plus-quantisiertem
Verstärkungswert
zu minus-quantisiertem Verstärkungswert
für die
aktuelle Menge von 180 Abtastungen. Der Abtastungsquantisierer gibt
nur die in 5 Bit codierte Repräsentierung
der 180 Abtastungen aus, da die Komprimierung die tatsächlichen
quantisierten Werte nicht benötigt.
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Die
codierte quantisierte Verstärkung
und die codierten quantisierten Abtastungen werden optional in den Übertragungscodierungsvorgang 530 eingespeist,
der den Interleaver 531 und den FEC-Codierer 532 beinhaltet.
Der FEC-Codierer 532 ist ein erweiterter (64, 57) Hamming-Codierer,
und der Hamming-Code ist zur Korrektur eines einzigen Bitfehlers
und zum Erfassen eines Doppelbitfehlers in jedem Block von 64 Bits
fähig. Der
FEC-Codierer 532 empfängt
die codierte quantisierte Verstärkung
und die codierten quantisierten Abtastungen und liefert sie dem
Interleaver 531, und der Interleaver 531 gibt
codierte komprimierte Daten aus. Der Interleaver einer beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist ein Interleaver mit einem Block von
16 × 64
Bits.
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5B zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
des Übertragungscodierungsvorgangs 530,
der den Interleaver 531 und den FEC-Hamming-Codierer 532 beinhaltet.
Es ist ein Block von 64 × 16
Bits gezeigt. Jede der 16 Reihen repräsentiert ein einziges erweitertes
Hamming-Codewort von 64 Bits. Beim Codierer werden die Daten von
links nach rechts die Zeilen entlang in den Interleaverblock eingelesen,
wobei mit dem Codewort 0, Bit 0, begonnen und mit dem Codewort 15,
Bit 63, geendet wird. Die Bitpositionen (Spalten) 0, 1, 2, 4, 8,
16 und 32 werden übersprungen
und mit Nullen gefüllt.
Nach dem Füllen
des Interleavers 531 wird vom FEC-Codierer 532 an
den 57 Datenbits in jeder Zeile die Hamming-Codierung durchgeführt. Die
Hamming-Paritätsbits werden
in die Bitpositionen 1, 2, 4, 8, 16 und 32, wie im Diagramm gezeigt,
eingesetzt. Das Paritätsprüfbit wird in
die Bitposition 0 eingesetzt. Die Paritätsbits und die Paritätsprüfbits für alle 16
Codes können
gleichzeitig unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Funktion
berechnet werden. Die Paritätsbits
Pi werden wie folgt berechnet:
Pi = XOR Codeword Bit[k] i =
0..6
(k-1) & 2' ≠ 0; wobei "&" eine binäre UND-Funktion
auf Bitebene ist.
-
Nachdem
die Paritätsbits
in ihre Bitpositionen eingesetzt wurden, werden die Paritätsprüfbits PC
(ein Bit für
jeden Code) wie folgt berechnet:
-
Nachdem
die Paritätsbits
berechnet und eingefügt
wurden, werden die Daten von oben nach unten entlang der Spalten
beginnend beim Codewort 0, Bit 0 und endend mit dem Codewort 15,
Bit 63, aus dem Interleaver ausgelesen.
-
6A ist
ein konzeptuelles Blockdiagramm des Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer implementiert
die Umkehrung des Datenkomprimierungsvorgangs des Hochgeschwindigkeits-Datencodierers, und
der Decodierer beinhaltet einen optionalen Übertragungs-Decodierungsvorgang 601,
einen Rahmen-Verstärkungsdecodierer 610,
einen Datenabtastungs-Dequantisierer 620, einen PCM-Kompandierer 630,
und einen Puffer 640. Der Übertragungs-Decodierungsvorgang 801 enthält einen
Deinterleaver 603 und einen FEC-Decodierer 602.
-
Es
folgt nun eine Beschreibung des Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers
unter Bezugnahme auf 6A. Die empfangenen komprimierten
Daten werden optional in den Deinterleaver 603 eingespeist,
der einen Deinterleavervorgang mit einem Block von 16 × 64 Bits
bereitstellt. Die Ausgabe des Deinterleavers 603 wird in
den FEC-Decodierer 602 eingespeist, der ein erweiterter
(64, 57) Hamming-Decodierer ist. Der Hamming-Decodierer kann einen
Bitfehler korrigieren und die zwei Bitfehler pro Block erfassen. 6B zeigt
den Deinterleaver und den Hamming-Decodierungsvorgang einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Daten werden 603 von oben nach
unten, beginnend mit Codewort 0, Bit 1, und endend mit dem Codewort
15, Bit 63, in den Deinterleaver eingelesen. Das Syndrom wird wie
folgt berechnet:
-
Paritätsbits berechnen:
Pi
= XOR Codeword Bit[k] i = 0..5
(k-1) & 2' ≠ 0;
wobei "&" eine binäre UND-Funktion
auf Bitebene ist
Syndrom = Verkettung P5|P4|P3|P2|P1|P0
-
Die
Paritätsprüfbits (ein
Bit für
jeden Code) werden wie folgt berechnet:
-
Die
numerische Repräsentation
dieses Syndroms zeigt (gegebenenfalls) die Bitposition an, bei der
ein Bitfehler aufgetreten ist. Wenn ein Bitfehler aufgetreten ist,
wird das Bit invertiert (korrigiert), wenn das Paritätsprüfbit für diesen
Code gesetzt ist. Ansonsten wird angenommen, dass im Code 2 (oder
mehr) Bitfehler aufgetreten sind, und das Syndrom ist inkorrekt.
Wenn das Syndrom null ist, ist kein Bitfehler aufgetreten. Wie in
dem Fall des Codierers können
die Paritätsbits
und die Paritätsprüfbits für alle 16
Codewörter
unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Operation
gleichzeitig berechnet werden.
-
Wieder
mit Bezug auf 6A bestehen die vom FEC-Decodierer 602 kommenden
Decodiererdaten aus den codierten quantisierten Abtastungen und
der codierten quantisierten Verstärkung. Die codierte quantisierte
Verstärkung
wird an den Verstärkungsdecodierer 610 geliefert,
der den quantisierten Verstärkungswert unter
der Verwendung der codierten quantisierten Verstärkung als dem Index für die Tabelle
aus einer Tabelle liest. Wie zuvor erwähnt, repräsentiert die codierte quantisierte
Verstärkung
einen Pegelwert eines logarithmisch beabstandeten Quantisierers
mit 64 Pegeln.
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Der
quantisierte Verstärkungswert
wird an den Datenabtastungsdequantisierer 620 geliefert,
wo er zum Skalieren der Pegelwerte einer gleichmäßigen Quantisiererpegeltabelle
mit 32 Pegeln verwendet wird. Die skalierte Quantisierertabelle
decodiert die codierten quantisierten Abtastungen in einen Block
linear quantisierter Abtastungen.
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Der
Block linear quantisierter Abtastungen wird in einen Block von PCM-Abtastungen (A-Gesetz
oder μ-Gesetz)
durch den PCM-Kompandisierungsvorgang 630 umgewandelt.
Der Block von PCM-Abtastungen wird dann optional an den Puffer 640 geleitet,
der die PCM-Abtastungen als ein Ausgabesignal mit 64 kb/s liefert.
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Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-CODEC
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7A ist
ein konzeptuelles Blockdiagramm eines Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer
führt eine
Datenkomprimierung und Expansion der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Sprachband-Modemsignale
durch. Der Codierer wandelt die Daten zwischen PCM mit 64 kb/s und
einem FEC-codierten komprimierten Datenstrom mit 62,58 kb/s um.
Die tatsächliche
komprimierte Datenrate ist 56,311 kb/s, und der verbleibende Bitstrom
wird für
Fehlerkorrekturdaten verwendet. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec
ist dem Hochgeschwindigkeits-Codec ähnlich.
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Wie
in 7A gezeigt, enthält der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer der
vorliegenden Erfindung einen optionalen Puffer 710, einen
optionalen Abtastungs-Format-Vorprozessor 720, einen Verstärkungsberechnungsvorgang 722,
eine Verzögerung 721,
einen Datenabtastungsquantisierer 723 und einen optionalen
Sende-Codierungsvorgang 730.
Der Sende-Codierungsvorgang 730 enthält ferner einen FEC-Codierer 732 und
einen Interleaver 731.
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Der
optionale Puffer 710 enthält eine vorbestimmte Anzahl
von Abtastungen zum Erzeugen eines Blocks von Abtastungen für den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungsvorgang.
Der Abtastungs-Format-Vorprozessor 710 entfernt
die A-Gesetz oder andere standardmäßige Übertragungsformatierung von
den PCM-Abtastungen und wandelt auch die Datenabtastwerte in ein
vorbestimmtes numerisches Format um, wie zum Beispiel ihre dezimalen Äquivalente
zur bequemeren nachfolgenden Verarbeitung. Der Verstärkungsberechnungsvorgang 722 berechnet
den quantisierten Verstärkungswert
für den
Block von Abtastungen, und der Datenabtastungsquantisierer verwendet
den quantisierten Verstärkungswert
zum Erzeugen einer Menge von Quantisiererpegeln mit vorbestimmter
Beabstandung und mit Quantisierungspegelwerten, die durch den quantisierten
Verstärkungswert
skaliert sind. Die Verzögerung
zeigt, dass der quantisierte Verstärkungswert bestimmt wird, bevor
der Komprimierungsvorgang die codierten quantisierten Abtastungen erzeugt,
und der Sendecodierungsvorgang 730 wird zum Liefern einer
Fehlerkorrekturcodierung zur Übertragung
der codierten quantisierten Verstärkung und der codierten quantisierten
Abtastungen verwendet.
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Der
Betrieb des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungsvorgangs wird nun
beschrieben. Die PCM-Abtastungen (A-Gesetz oder μ-Gesetz) mit 64 kb/s werden
an den Puffer 710 geliefert. Der Puffer 710 liefert
die PCM-Abtastungen als Blöcke
von Abtastungen mit 22,5 ms. Bei der Rate von PCM von 8 Kilosample/Sekunde
enthält
jeder Block 180 Abtastungen.
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Im
Gegensatz zum Hochgeschwindigkeits-Codec wandelt der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec
die PCM-Abtastungen nicht in lineare Abtastungen um. Statt dessen
werden die 8-Bit-PCM-Daten in einen vorbestimmten Formattyp zur
Abtastungsdarstellung umgewandelt. Bei der beispielhaften Ausführungsform
werden für μ-Gesetz keine
Operationen benötigt,
um das Format zu konvertieren, jedoch wandelt für A-Gesetz der Abtastungs-Format-Vorprozessor 720 die
Abtastungen vor der nachfolgenden Quantisiererverarbeitung in ein Format
mit vorbestimmtem Pegelwert um. Wie einem Fachmann auf diesem Gebiet
ersichtlich sein wird, könnten
die μ-Gesetz-Abtastungen
auch in eine A-Gesetz-Darstellung umgewandelt werden, oder es könnten in
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform beide Formate in
ein drittes vorbestimmtes Format umgewandelt werden.
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Beim
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec ist es wünschenswert, dass der PCM-Komprimierungstyp sowohl
beim Sende- als auch beim Empfangsende der Verbindung der selbe
ist. Sonst könnten
ohne eine weitere Verarbeitung die Unterschiede zwischen dem μ-Gesetz-
und dem A-Gesetz-Charakteristiken eine Nichtlinearität bei den
Ende-Ende-Charakteristiken der Komprimierungscodierung verursachen.
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Der
empfangene Abtastungsblock im vorbestimmten Abtastungsformat wird
an den Verstärkungsberechnungsvorgang 722 geliefert,
der die Abtastung in dem Block mit dem größten Amplitudenwert (absoluten Wert)
auffindet. Die Amplitude dieser Abtastung bestimmt die quantisierte
Verstärkung
für den
Block. Die quantisierte Verstärkung
erfordert 7 Bits, da das Vorzeichenbit für die Amplitude nicht verwendet
wird.
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Tabelle
5 zeigt, wie die Zahlen in den A-Gesetz- und μ-Gesetz-Normen dargestellt werden.
Der absolute Wert der diesen jeweiligen Darstellungen entsprechenden
Abtastung wird bestimmt, und die maximale Amplitude wird berechnet.
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Die
quantisierte Verstärkung
aus dem Verstärkungsberechnungsvorgang 722 und
der 2er-Komplementblock werden an den Datenabtastungsquantisierer 723 geliefert,
nachdem der quantisierte Verstärkungswert
berechnet wurde, wie das durch das Vorhandensein der Verzögerung 721 gezeigt
ist.
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Der
Datenabtastungsquantisierer 723 erzeugt einen neuen Quantisierer
mit einer Menge von Quantisiererpegeln aus dem A-Gesetz- oder μ-Gesetz-Abtastungsblock.
Die folgende Erörterung
beschreibt, wie der neue Quantisierer für einen Block von Abtastungen
bestimmt wird. Der A-Gesetz-Quantisierer teilt den Bereich von Eingabeamplituden
in 7 Segmente auf, und der μ-Gesetz-Quantisierer teilt
den Bereich von Eingabeamplituden in 8 Segmente auf. Zur besseren Übersichtlichkeit
beschreibt die folgende Erörterung
den A-Gesetz-Vorgang
mit 7 Segmenten, jedoch ist es für
einen Fachmann offensichtlich, die A-Gesetz-Erörterung auf die Komprimierung
von μ-Gesetz-Abtastungen
auszudehnen.
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Jedes
Segment (außer
das erste) hat einen Bereich von Amplituden, der die Hälfte des
nächsten
ist, und jedes Segment (außer
dem ersten) hat 16 Quantisierungspegelwerte. Hieraus ergibt sich,
dass die Quantisiererschrittgröße in jedem
Segment doppelt so groß wie
die Vorhergehende ist. Tabelle 6 führt die A-Gesetz-Quantisierersegmente
zusammen mit ihren Amplitudenbereichen und Schrittgrößen einer
beispielhaften Ausführungsform
auf.
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Die
das Eingabedatensignal repräsentierenden
Abtastungen können
den gesamten dynamischen Bereich des A-Gesetz-Quantisierers überspannen,
und der A-Gesetz-Quantisierer wird dadurch in einen neuen Quantisierer
umgewandelt, dass Ausgewählte
der A-Gesetz-Quantisierer-Pegel eliminiert werden. Im Folgenden
wird der Vorgang veranschaulicht, wenn der resultierende neue Quantisierer
eine gleichmäßige Pegelwertbeabstandung
hat und alle Segmente zur Darstellung eines Blocks von Abtastungen
verwendet werden. Die Schrittgröße des letzten
Segments, 1/32, ist die größte Schrittgröße im Quantisierer,
deswegen werden alle Quantisiererpegelwerte im letzten Segment beibehalten.
Das sechste Segment hat eine Quantisiererpegelwertschrittgröße von 1/64.
Eine Schrittgröße von 1/32
in dem siebten Segment bestimmt, dass im sechsten Segment jeder
zweite Quantisiererpegel eliminiert wird, was zu einer Schrittgröße von 1/32
führt.
In ähnlicher Weise
wird dieser Vorgang für
das fünfte
bis dritte Segment wiederholt. Das zweite und das erste Segment überspannen
kombiniert nur einen Bereich von 1/32, weshalb keiner der Quantisiererpegel
beibehalten wird. Das Ergebnis hiervon sind 31 positive Pegel und
31 negative Pegel, und es wird ein Null-Pegel beibehalten, um das
erste positive Segment und das erste negative Segment abzutrennen,
wobei ein gleichmäßiger Quantisierer
mit 63 Pegeln entsteht.
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Als
Nächstes
berechnet der Vorgang die Spitzenamplitude eines Blocks von Abtastungen
und bestimmt, welches A-Gesetz-Segment diese Amplitude enthält. Für diesen
Datenblock werden alle Segmente, die höher als dieses "Spitzensegment" sind, ignoriert.
Die Schrittgröße des Spitzensegments
definiert die Schrittgröße des gleichmäßigen Quantisierers.
Deswegen werden beim resultierenden gleichmäßigen Quantisierer für den Block
alle Quantisiererpegel im Spitzensegment beibehalten, die Hälfte der
Pegel im nächst niedrigeren
Segment beibehalten, und es werden Quantisiererpegelwerte zugewiesen,
bis entweder das letzte Segment erreicht ist oder keine weiteren
Quantisiererpegelwerte verfügbar
sind.
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Das
Betriebsverfahren für
den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Quantisierer, einem 128-Pegel-Quantisierer,
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in 9 gezeigt.
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Bei
Schritt 904 empfängt
das Verfahren einen Block kompandierter Abtastungen (wie zum Beispiel durch
A-Gesetz- oder μ-Gesetz-Kompandierung).
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Bei
Schritt 906 wird die Spitzenamplitudenabtastung im Block
und das entsprechende Segment bestimmt, und der Spitzenamplitudenwert
ist das Spitzensegment.
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Bei
Schritt 910 wird jeder Quantisiererpegelwert des Spitzensegments
beibehalten.
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Bei
Schritt 912 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde,
alle 16 Pegel des nächsten
Segments beibehalten.
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Bei
Schritt 914 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde,
alle 16 Pegel im nächsten
Segment beibehalten.
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Bei
Schritt 916 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde,
jeder zweite Pegelwert (8 Pegelwerte) im nächsten Segment beibehalten.
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Bei
Schritt 918 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde,
vier Pegel im nächstniedrigeren
Segment beibehalten.
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Bei
Schritt 920 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde,
zwei Pegel des nächstniedrigeren Segments
beibehalten.
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Bei
Schritt 922 wird, wenn nicht der Nullpegel gefunden wurde,
ein Pegel des nächstniedrigeren
Segments beibehalten.
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Bei
Schritt 924 wird der Pegel null beibehalten.
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Schließlich werden
bei Schritt 926 unter der Verwendung der gleichen Größen wie
bei den positiven Pegeln, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen,
durch Setzen eines Vorzeichenwerts die negativen Pegel erzeugt.
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Die
Spitzenamplitude (7 Bits) und 180 7-Bit-codierte Abtastungen umfassen
die komprimierte Ausgabe aus dem Komprimierungsvorgang des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codierers.
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Wieder
mit Bezug auf 7A werden die codierte quantisierte
Verstärkung
und die codierten quantisierten Abtastungen an den Sende-Codierungsvorgang 730 geliefert.
Die beispielhafte Ausführungsform
des Sende-Codierungsvorgangs 730 enthält den FEC-Codierer 732,
der zum Beispiel ein (87, 80) Hamming-Codierer ist. Der Hamming-Code
kann in einem 87-Bit-Block einen einzigen Bitfehler korrigieren.
Der FEC-Codierer liefert die Vorwärtsfehlerkorrektur-codierten,
gleichmäßig quantisierten
und komprimierten Datenabtastungen an den Interleaver 731,
der zum Beispiel ein Interleaver mit Blöcken von 16 × 87 Bits
ist. Der Interleaver 731 liefert codierte komprimierte
Daten zur Modulation auf dem HF-Kommunikationskanal.
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7B ist
ein Blockdiagramm des Sende-Codierungsvorgangs der beispielhaften
Ausführungsform des
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
Es ist ein Block mit 87 × 16
Bits gezeigt. Jede der 16 Zeilen repräsentiert ein einziges Hamming-Codewort
mit 87 Bits. Beim Codierer werden Daten von links nach rechts die
Zeilen entlang, beginnend mit dem Codewort 0, Bit 1 und endend mit
dem Codewort 15, Bit 86 in den Interleaver-Block eingelesen. Bitpositionen (Spalten)
1, 2, 4, 8, 16, 32 und 64 werden übersprungen und mit null gefüllt. Die
letzte Spalte/das letzte Wort des Interleaverblocks erhält eine
Spezialbehandlung. Es enthält
nur Daten in seinen ersten drei Zeilen/Bitpositionen. Die verbleibenden
Zeilen/Bitpositionen werden mit null gefüllt.
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Nach
dem Füllen
des Interleavers wird an den 80 Datenbits in jeder Zeile eine Hamming-Codierung durchgeführt. Die
Hamming-Paritätsbits
werden, wie im Diagramm gezeigt, in die Bitpositionen 1, 2, 4, 8,
16, 32 und 64 eingefügt.
Die Paritätsbits
für 6 Codes
können
unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Funktion
des DSP gleichzeitig berechnet werden. Die Paritätsbits Pi werden wie folgt
und wie in Tabelle 7 gezeigt, berechnet:
Pi = XOR Codeword
Bit[k] i = 0..6
(k-1) & 2' ≠ 0; wobei "&" eine binäre UND-Funktion
auf Bitebene ist.
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Nachdem
die Paritätsbits
berechnet und eingefügt
wurden, werden Daten von oben nach unten, die Spalten entlang, beginnend
beim Codewort 0, Bit 1, und endend mit dem Codewort 15, Bit 87,
aus dem Interleaver ausgelesen.
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Tabelle
8 zeigt den Interleaverblock. Es gibt 88 Wörter, die von 0 bis 87 durchnummeriert
sind. Das erste Wort bleibt unverwendet, wird jedoch wegen der Ähnlichkeit
mit HSD beibehalten. Das erste Wort wird nicht übertragen. Die Zahlen 0 bis
1266 repräsentieren
die 1267 Bits aus den 181 Wörtern. "P" von Tabelle 8 steht für Parität.
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8A ist
ein Blockdiagramm des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers der vorliegenden Erfindung.
Der Datenexpansionsvorgang ist die Umkehrung des Datenkompressionsvorgangs,
und der Decodierer enthält
einen optionalen Übertragungs-Datendecodierungsvorgang 801,
einen Verstärkungsdecodierer 810,
einen Daten-Abtastungs-Dequantisierer 820, einen optionalen
Abtastungs-Format-Reprozessor 830 und einen optionalen
Puffer 840. Der optionale Übertragungs-Decodiervorgang 801 enthält einen
Deinterleaver 803 und einen FEC-Decodierer 802.
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Wie
in 8A gezeigt, werden die empfangenen codierten komprimierten
Daten an den Übertragungs-Decodierungsvorgang 801 gesendet,
um die Übertragungscodierung
zu entfernen und die Übertragungsfehler
zu korrigieren. Der Übertragungs-Decodierungsvorgang 801 der
beispielhaften Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung enthält
den Deinterleaver 803, der ein Deinterleaver mit einem
Block von 16 × 87 Bits
ist. Die Ausgabe des Deinterleavers 803 wird an den FEC-Decodierer 802 geliefert,
der ein (87, 80) Hamming-Decodierer ist. Der Hamming-Decodierer
kann einen Bitfehler pro Block korrigieren.
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8B zeigt
eine Ausführungsform
des Übertragungs-Decodierungsvorgangs
des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, einschließlich des Deinterleavens und
der Hamming-Decodierung. Codierte komprimierte Daten werden von
oben nach unten, beginnend mit dem Codewort 0, Bit 1, und endend
mit dem Codewort 15, Bit 86, in den Deinterleaver eingelesen. Für die letzte
Spalte/das letzte Wort ist eine Spezialbehandlung notwendig.
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Die
numerische Darstellung des Syndroms zeigt die Bitposition (gegebenenfalls)
an, bei der ein Bitfehler aufgetreten ist. Wenn ein Bitfehler aufgetreten
ist, wird das Bit umgekehrt (korrigiert). Wenn das Syndrom null
ist, ist kein Bitfehler aufgetreten. Wie bei dem Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer können die Paritätsbits für bis zu
16 Codewörter
unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Operation gleichzeitig
berechnet werden.
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Das
Syndrom wird wie folgt berechnet:
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Paritätsbits berechnen:
Pi
= XOR Codeword Bit[k] i = 0..6
(k-1) & 2' ≠ 0;
wobei "&" eine binäre UND-Funktion
auf Bitebene ist:
Syndrom = Verkettung P6|P5|P4|P3|P2|P1|P0
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Die
decodierten Daten aus dem FEC-Decodierer 801 bestehen aus
codierten quantisierten Abtastungen und der codierten quantisierten Verstärkung. Die
codierte Verstärkung
wir in den Verstärkungsdecodierer eingespeist,
der den quantisierten Verstärkungswert
im Daten-Abtastungs-Dequantisierer 820 liefert.
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Der
Daten-Abtastungs-Quantisierer erzeugt eine Referenztabelle, die
die A-Gesetz(oder μ-Gesetz)-Quantisiererpegel
enthält,
die den 7-Bit-codierten Abtastungen entsprechen, wobei der quantisierte
Verstärkungswert
(die Spitzenamplitudenabtastung des Blocks) verwendet wurde. Der
Quantisierer wird unter der Verwendung genau des selben Vorgangs
erzeugt, wie er im Abschnitt über
den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer beschrieben wurde,
wobei die Referenztabelle 256 Einträge hat, wobei jeder der Einträge einem
der 128 möglichen
codierten quantisierten Abtastungswerte entspricht. Die Referenztabelle
wird jedoch in umgekehrter Weise eingesetzt. Nachdem die Referenztabelle
mit 128 Einträgen
der möglichen
codierten quantisierten Abtastungswerte erzeugt wurde, werden die
entsprechenden PCM-Abtastungen in der Tabelle gefunden, indem die
entsprechenden codierten quantisierten Abtastungen (7-Bit-Codes)
dem Tabelleneintrag indiziert wurden.
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Wie
in 8A gezeigt ist, wandelt, wenn eine A-Gesetz-Kompandierung
erwünscht
ist, ein optionaler Abtastungs-Format-Reprozessor 830 den
decodierten Block von Abtastungen in ein gewünschtes Abtastungsformat, wie
zum Beispiel A-Gesetz, um. Für
entweder A-Gesetz oder μ-Gesetz
wird der decodierte Block von Abtastungen, der den rekonstruierten
Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenabtastungen
entspricht, an den Ausgabepuffer 840 geliefert, der als
ein Ausgabesignal ein kompandiertes PCM-Signal mit 64 kb/s liefert.
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Es
wurden hier zwar bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung gezeigt und beschrieben, doch versteht es sich, dass
diese Ausführungsformen
lediglich als Beispiel dienen. Zahlreiche Variationen, Änderungen
und Ersetzungen werden dem Fachmann auf diesem Gebiet einfallen.