DE69518826T2 - Spannungserhöhungsschaltung zur Erzeugung eines annähernd konstanten Spannungspegels - Google Patents

Spannungserhöhungsschaltung zur Erzeugung eines annähernd konstanten Spannungspegels

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Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen Höherspannungsgenerator zur Erzeugung eines annähernd konstanten Spannungspegels.
  • Integrierte Schaltungen benötigen derzeit Spannungspegel, die im Verlauf einer Änderung der Speisespannung im wesentlichen konstant bleiben. Die Spannungspegel können höher sein als die Speisespannung, in welchem Fall ein Spannungsgenerator (Erhöhungsschaltung) zum Erhöhen der Speisespannung benötigt wird, oder sie können niedriger sein, wobei dann der Spannungsgenerator die Speisespannung zu begrenzen hat. Die Erzeugung der hohen Spannung ist beispielsweise von Bedeutung im Fall nichtflüchtiger Speicher mit einer Speisespannung von 3 V, wobei also die Zellen des Speichers mit einer höheren Steuerelektrodenspannung ausgelesen werden müssen; während bei Vorhandensein einer hohen Speisespannung diese begrenzt werden muß, um das Auslesen von programmierten Zellen zu verhindern.
  • Wird eine Schaltung gefordert, die sowohl mit hoher als auch mit niedriger Speisespannung arbeiten kann, mit einem Spannungsgenerator zum Erzeugen eines annähernd konstanten Spannungspegels im Verlauf einer Änderung der Speisespannung, so muß der Generator in der Lage sein, sowohl als Spannungserhöhungsschaltung als auch als Begrenzer zu arbeiten, abhängig von der Speisespannung.
  • Gegenwärtig umfassen bekannte Spannungserhöhungsschaltungen (siehe US A- 5132895) im wesentlichen eine Ladungspumpschaltung, die ihrerseits einen Hebekondensator ("Bootstrap-Kondensator") und eine Anhebeschaltung ("Pull-up-Schaltung") umfaßt; sie arbeitet in zwei Schritten: einem ersten Schritt zum Voraufladen des Kondensators, wobei ein erster Anschlußpunkt des Kondensators geerdet ist und ein zweiter Anschlußpunkt mit der Speisespannung verbunden ist, um den Kondensator auf angenähert die Speisespannung aufzuladen; und einem zweiten Schritt, in dem der erste Anschlußpunkt des Kondensators auf die Speisespannung angehoben wird und der zweite Anschlußpunkt (der sich somit auf nahezu dem Zweifachen der Speisespannung befindet) mit einem Ausgang verbunden wird. Wenn auch die tatsächliche Ausgangsspannung von der Ladungsverteilung zwischen dem Hebekondensator und der Kapazität der von der Erhöhungsschaltung gespeisten Last abhängt, so daß die schließliche Ausgangsspannung niedriger ist als das Zweifache der Speisespannung, ist doch die Ausgangsspannung der bekannten Erhöhungsschaltungen in hohem Maße abhängig von der Speisespannung, was verhindert, daß sie in Vorrichtungen verwendet werden, die innerhalb eines breiten Bereichs von unterschiedlichen Speisespannungen (beispielsweise von 3 bis 7 V) arbeiten.
  • Es ist ein Ziel der gegenwärtigen Erfindung, einen Höherspannungsgenerator zum Liefern eines im Verlauf einer Änderung der Speisespannung angenähert konstanten Spannungspegels, der höher oder niedriger als die Speisespannung selbst ist, zu schaffen.
  • Gemäß der Erfindung wird ein Höherspannungsgenerator zum Liefern eines angenähert konstanten Spannungspegels und wie in Anspruch 1 beansprucht geschaffen. Eine bevorzugte, nicht beschränkende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird beispielhaft unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
  • Fig. 1 einen Blockschaltplan des Höherspannungsgenerators gemäß der Erfindung;
  • Fig. 2 einen vereinfachten Schaltplan des Höherspannungsgenerators von Fig. 1;
  • Fig. 3 eine graphische Darstellung der Ausgangsspannung des Höherspannungsgenerators von Fig. 2 im Verlauf einer Änderung der Speisespannung;
  • Fig. 4 bis 6 aufgetragen die an Knotenpunkten der Schaltung von Fig. 2 gemessenen Spannungen für drei verschiedene Speisespannungswerte.
  • Der Höherspannungsgenerator 1 in Fig. 1 umfaßt einen Hebekondensator ("Bootstrap-Kondensator") 2, der seinerseits einen ersten Anschlußpunkt 3 und einen zweiten Anschlußpunkt 4 aufweist; der Anschlußpunkt 3 stellt den Ausgangsknotenpunkt dar, der die angehobene Spannung ("Bootstrap-Spannung") VB abgibt, und der Anschlußpunkt 4 stellt den Anhebeknotenpunkt dar, der alternierend während des Voraufladens und des Anhebens auf niedrige und hohe Spannung (Steuerspannung VBOT) gebracht wird. Die Knotenpunkte 3 und 4 sind mit einer Spannungshebe-Steuerstufe ("Bootstrap- Steuerstufe") 7 zum Steuern des Anhebens des Knotenpunkts 4 und somit des Ausgangsknotenpunkts 3 verbunden, und der Eingangsanschluß 6 der Steuerstufe 7 ist mit einem Pumpsignal VPN gespeist, das zwischen 0 V und der Speisespannung V00 oszilliert und die die Vorauflade- und Anhebe-Folge des Kondensators 2 bestimmt.
  • Mit den Knotenpunkten 3 und 4 ist eine Begrenzer- oder Abschneidstufe 8 verbunden, die mit der Spannungshebe-Steuerstufe 7 so zusammenwirkt, daß die angehobene Spannung VB am Ausgangsknotenpunkt 3 in gesteuerter Weise und auf einem gegebenen Wert festgehalten werden kann und das Anheben des Knotenpunkts 4 durch die Spannungshebe-Steuerstufe 7 blockiert wird, wenn während des Anhebens die Abschneidstufe 8 eingeschaltet wird. Die Blockierung wird vorzugsweise dadurch bewirkt, daß die Spannung VBOT am Knotenpunkt 4 während des Anhebens abgetrennt wird und er auf die Spannung VB am Ausgangsknotenpunkt 3 festgelegt wird, so daß das Abschneiden von VB automatisch auch V507 abschneidet.
  • Eine Impulsamplituden-Voreinstellstufe 10 dient dazu, eine Vorauflade-Referenzspannung VIP und eine Einschalt-Referenzspannung Vac zu erzeugen, und zwar zum jeweiligen Bestimmen der Ladespannung des Kondensators 2 während der Voraufladung bzw. des Einschaltwerts der Abschneidstufe 8. Für diesen Zweck weist die Stufe 10 zwei Ausgangsklemmen 11 und 12 auf (an denen die Referenzspannungen VIP und VLC abgegeben werden), die mit dem Steueranschluß eines MOS-Transistors 13 bzw. mit der Abschneidstufe 8 verbunden sind.
  • Der Transistor 13 ist zwischen den Ausgangsknotenpunkten 3 und eine Speisespannungsleitung 14 mit einer Spannung VDD eingesetzt und erlaubt so das Laden des Kondensators 2 während des Voraufladeschritts. In anderen Worten, sorgt der Transistor 13 dafür, daß die Voraufladespannung des Kondensators 2 auf den Wert begrenzt wird, der durch die Vorauflade-Referenzspannung VUP, minus dem Spannungsabfall VGS zwischen seinem Quellenanschluß und seinem Steueranschluß gegeben ist, und er wird während des Anhebens so auf Sperrung geschaltet, daß der Ausgangsknotenpunkt 3 von der Speisespannungsleitung 14 getrennt wird.
  • Der Höherspannungsgenerator von Fig. 1 arbeitet folgendermaßen. Während des durch einen hohen Wert (VDD) des Pumpsignals VPN bestimmten Voraufladeschritts wird der Anhebe-Knotenpunkt 4 auf einer niedrigen Spannung (VBOT = 0 V) gehalten, wodurch der Kondensator 2 auf den durch die Vorauflade-Referenzspannung VIP minus VGS festgesetzten Wert geladen werden kann. Typischerweise beträgt die Vorauflade- Referenzspannung VIP angenähert 3 V und die angehobene Spannung VB am Ausgangsknotenpunkt 3 beträgt während des Voraufladens angenähert 2 V.
  • Während des Anhebens, wenn das Pumpsignal VPN auf Erdspannung (0 V) fällt, erfolgt gleichzeitig eine inverse Erhöhung des Potentials VBOT am Anhebe-Knotenpunkt 4 und somit im Potential VB am Ausgangsknotenpunkt 3; und wenn das Potential VBOT am Anhebe-Knotenpunkt 4 den durch die Einschalt-Referenzspannung VLC gesetzten vorgegebenen Wert erreicht, wird die Abschneidstufe 8 eingeschaltet, um die angehobene Spannung VB festzuhalten und das Anheben des Knotenpunkts 4 durch die Steuerstufe 7 zu sperren, so daß die angehobene Spannung VB auf den Wert festgelegt wird, der durch die Abschneidstufe 8 bestimmt wird. Typischerweise beträgt die Einschalt-Referenzspannung VLC angenähert 1,5 V; liegt die Einschaltspannung der Abschneidstufe 8 (Steuerspannung VBOT) im Bereich zwischen 2,5 und 3 V; und reicht die angehobene Spannung VB während des Anhebens angenähert von 3,9 bis 4,6 V in Abhängigkeit von der Speisespannung VDD.
  • In anderen Worten, wird die angehobene Spannung VB grundsätzlich auf zweierlei Weise abgeschnitten: dadurch, daß verhindert wird, daß der Kondensator 2 auf einen hohen Pegel aufgeladen wird; und dadurch, daß verhindert wird, daß der Ausgangsknotenpunkt 3 den vorgegebenen Wert überschreitet. Zusätzlich wird der Anhebe- Knotenpunkt 4 dadurch abgeschnitten, daß man ihn von der Pumpaktion des Signals VPN trennt, um unnötigen Stromverbrauch zu verhindern.
  • Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des Höherspannungsgenerators von Fig. 1.
  • Gemäß Fig. 2 umfaßt die Impulsamplituden-Voreinstellstufe 10 die Serien schaltung von drei p-Kanal-Transistoren 20, 21 und 22 zwischen der Speisespannungsleitung 14 und der Erdungsleitung 15. Genauer dargestellt, ist der Transistor 20 einer vom Widerstandstyp (niedriges Verhältnis Breite/Länge, W/L), und ist sein Quellenanschluß mit der Speisespannungsleitung 14 verbunden, sein Abflußanschluß stellt den Ausgangsanschluß 11 der Stufe 10 dar und sein Steueranschluß ist mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden; der Transistor 21 ist ein diodengeschalteter natürlicher Transistor (native transistor) (mit keiner Änderung in seiner Schwellenspannung während der Herstellung, und somit eine hohe Schwellenspannung aufweisend), dessen Quellenanschluß mit dem Ausgangsanschluß 11 verbunden ist und dessen Abflußanschluß und Steueranschluß miteinander und mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden sind; und der Transistor 22 ist ebenfalls ein diodengeschalteter natürlicher Transistor, dessen Quellenanschluß mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden ist, und dessen Steueranschluß und Abflußanschluß miteinander und mit der Erdungsleitung 15 verbunden sind. Zwischen der Erdungsleitung 15 und dem Ausgangsanschluß 12 ist ein Kondensator 23 mit vorzugsweise 0,5 pF eingesetzt; der Körper des Transistors 22 ist mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden und der Körper des Transistors 21 ist mit dem Ausgangsanschluß 11 und über einen Kondensator 24 von beispielsweise 0,5 pF mit der Erdungsleitung 15 verbunden.
  • Die Abschneidstufe 8 umfaßt einen p-Kanal-MOS-Transistor 25, dessen Abflußanschluß mit der Erdungsleitung 15, dessen Steueranschluß mit dem Ausgangsanschluß 12 und dessen Quellenanschluß mit dem Quellenanschluß eines n-Kanal- Transistors 26 (der die Spannung VSB aufweist) verbunden sind. Der Steueranschluß des Transistors 26 ist mit dem Anhebe-Knotenpunkt 4 verbunden und sein Abflußanschluß ist mit dem Abflußanschluß eines diodengeschalteten p-Kanal-Transistors 27 verbunden, der somit seinen Steueranschluß mit seinem Abflußanschluß verbunden hat, und seinen Quellenanschluß mit dem Ausgangsknotenpunkt 3 verbunden hat. Die Körper der Transistoren 25 und 27 sind beide mit dem Ausgangsknotenpunkt 3 verbunden.
  • Der Transistor 13 umfaßt hier einen natürlichen n-Kanal-Transistor mit niedriger Schwellenspannung; und der Kondensator hat vorzugsweise 2 pF.
  • Die Spannungshebe-Steuerstufe 7 umfaßt einen n-Kanal-Transistor 30, dessen Quellenanschluß mit der Erdungsleitung 15, dessen Steueranschluß mit dem Eingangsanschluß 6 und dessen Abflußanschluß mit dem Anhebe-Knotenpunkt 4 verbunden sind; und einen Inverter 31, dessen Eingang mit dem Eingangsanschluß 6 verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Abflußanschluß eines natürlichen Niedrigschwellen-n-Kanal- Transistors 32 verbunden ist, dessen Steueranschluß mit dem Ausgangsknotenpunkt 3 und dessen Quellenanschluß mit dem Anhebe-Knotenpunkt 4 verbunden ist. Der Ausgang des Inverters 31 liefert somit ein invertiertes Pumpsignal VP, daß dem Signal VPN am Eingangsanschluß 6 entgegengesetzt ist.
  • Der Höherspannungsgenerator von Fig. 2 arbeitet folgendermaßen: Während das Pumpsignal VPN hoch ist, ist der Transistor 30 leitend und hält den Anhebe-Knotenpunkt 4 geerdet; gleichzeitig ist das Ausgangssignal des Inverters 31 niedrig (VP = 0 V) und der Transistor 32 ist gesperrt; der Ausgangsanschluß 12 weist eine Spannung VLC von angenähert 1,5 V auf, die durch den Spannungsabfall zwischen dem Steueranschluß und dem Quellenanschluß des Transistors 22 gegeben ist; der Ausgangsanschluß 11 weist eine Spannung VIP von angenähert 3 V auf, die durch die Summe von V10 und dem Spannungsabfall zwischen dem Steueranschluß und dem Quellenanschluß des Transistors 21 gegeben ist; der Transistor 13 leitet und ermöglicht dadurch, daß der Kondensator 2 auf den spezifizierten Wert VIP minus VGS geladen wird, also auf angenähert 2 V (was auch somit den Wert VB während des Voraufladens darstellt); und die Abschneidstufe 8 ist ausgeschaltet, und zwar aufgrund dessen, daß die Spannung VBOT am Steueranschluß des Transistors 26 niedriger ist als die Spannung VSB an seinem Quellenanschluß, so daß der Transistor 26 sperrt.
  • Wenn das Pumpsignal VPN auf niedrig umschaltet und sein invertiertes Signal VQ hoch wird, beginnt auch die Spannung VBOT am Anhebe-Knotenpunkt 4 anzusteigen, "gezogen" durch den Transistor 32, der leitend geworden ist; und gleichzeitig steigt die angehobene Spannung VB an. Wenn die Spannung VBOT den Wert erreicht, der durch die Anschalt-Referenzspannung VLC plus die Potentialdifferenz zwischen dem Abflußanschluß und dem Steueranschluß des Transistors 25 und die Potentialdifferenz zwischen dem Steueranschluß und dem Quellenanschluß des Transistors 26 (gesamt 2,5-3 V) gegeben ist, wird der Transistor 26 leitend, wodurch er die Abschneidstufe 8 einschaltet, die die Spannung VB am Ausgangsknotenpunkt 3 auf einen Wert begrenzt, der gleich der Summe der Spannungsabfälle über die Transistoren 25 bis 27 ist. Dieser Wert ändert sich geringfügig bei Änderungen der Speisespannung VDD: Nämlich zwischen 3,94 V, wenn VDD3 V, und 4,59 V, wenn VDD = 7 V
  • Das Begrenzen (Abschneiden) von VB führt automatisch zu einer Begrenzung von VBOT über den Transistor 32, der trotz einer selbst hohen Erhöhung der invertierten Pumpspannung VP (auf 7 V im Fall einer Speisespannung von 7 V) verhindert, daß sein Quellenanschluß dem Verlauf der Spannung am Abfluß folgt. Das Abschneiden und Blockieren der Spannung VBOT am Steueranschluß des Transistors 26 bestätigt den Abschneidvorgang der Stufe 8, so daß die angehobene Spannung VB auf dem vorgegebenen Wert festgelegt wird.
  • In der Schaltung von Fig. 2 hängt die durch die Stufe 8 bestimmte Abschneidspannung sowohl vom Einschaltwert VLc, der seinerseits durch die Impulsamplituden- Voreinstellstufe 10 bestimmt wird, als auch von den Spannungswerten der Transistoren 25 bis 27 ab, so daß der Maximalwert der angehobene Spannung VB einfach dadurch justiert werden kann, daß man auf die Einschalt-Referenzspannung VLC einwirkt.
  • Die Fig. 4 bis 10 zeigen graphische Darstellungen der Spannungen VP, VBOT, VB, VSB, VLC und VIP in der Schaltung von Fig. 2 für drei verschiedene Werte der Speisespannung VDO. Jede Darstellung zeigt das graduelle, nicht-impulsive Muster der Spannungen aufgrund der involvierten Verzögerungen; das graduelle Einschalten der verschiedenen Komponenten; die sehr kleine Änderung bei der angehobenen Spannung VB in jedem Fall; und die Art, in der VB in jedem Fall in Bezug zur invertierten Pumpspannung VP differiert, nämlich: höher ist als die Pumpspannung, wenn die Speisespannung niedrig ist (3 V), nur geringfügig niedriger ist als die Pumpspannung, wenn die Speisespannung mittel ist (5 V), und erheblich von der Pumpspannung abweicht, wenn die Speisespannung hoch ist (7 V).
  • Der beschriebene Höherspannungsgenerator hat folgende Vorteile: Erstens schafft er es, wie gezeigt, eine angehobene Spannung zu liefern, die sich sehr wenig ändert, selbst bei Vorhandensein von weit differierenden Speisespannungen. Zweitens schafft er es, den Stromverbrauch erheblich zu reduzieren, indem der einzige Teil, der mit Strom gespeist wird, die Impulsamplituden-Voreinstellstufe 10 ist, und zwar über den widerstandsbehafteteten Transistor 20, der in Abhängigkeit von der Speisespannung unterschiedliche Stromwerte zieht. Die anderen Stufen verbrauchen tatsächlich keinen Strom und werden mit praktisch keinem Strom gespeist, mit Ausnahme der kleinen kapazitiven Spitzen, wenn von einem Schritt zum nächsten umgeschaltet wird. Drittens ist sie extrem einfach in der Konstruktion, zuverlässig und leicht integrierbar. Und viertens können die angehobene Spannung, die Einschaltspannung und die Abschneidspannung mit ihren Werten einfach durch die Bemessung der Transistoren entsprechend den Bedürfnissen festgesetzt werden, oder durch Verwendung unterschiedlicher Typen von Transistoren (beispielsweise nichtnatürliche Transistoren).
  • Es ist klar, daß an dem beschriebenen und hier dargestellten Höherspannungsgenerator Änderungen durchgeführt werden können, ohne daß indessen der Umfang der Ansprüche verlassen wird. Beispielsweise können die Stufen von Fig. 1 anders als in Fig. 2 gezeigt ausgebildet sein, so weit sie nur die angegebenen Abschneidfunktionen durchführen; Änderungen können an den dargestellten Komponenten durchgeführt werden, indem andere als natürliche Transistoren für die Referenzen verwendet werden oder indem andere Elemente, die gegebene Spannungen sicherstellen können, verwendet werden; die Kondensatoren können unter Verwendung integrierter Kondensatoren, von passend angeschlossenen MOS-Transistoren oder durch eine sonstige existierende Technik gebildet sein. Und auch die angeführten Komponenten- und Spannungswerte, die nur rein veranschaulichend sind, können geändert werden.

Claims (12)

1. Höherspannungsgenerator (1) zum Liefern eines angenähert konstanten Spannungspegels, umfassend: einen Hebekondensator (2) mit einem ersten Anschlußpunkt (3), der mit einer ersten Referenzpotentialleitung (14) verbunden ist, und einem zweiten Anschlußpunkt (4), der mit einem Anhebe-Knotenpunkt (4) verbunden ist; und eine Spannungshebe-Steuerstufe (7), die mit dem Anhebe-Knotenpunkt (4) verbunden ist und einen Pumpeingang (6) aufweist, der mit einem Pumpsignal (VPN) beliefert wird, das zwischen zwei verschiedenen Zuständen schaltbar ist, die einen Voraufladeschritt und einen Anhebeschritt des Hebekondensators bestimmen; dadurch gekennzeichnet, daß er eine Vorauflade-Begrenzungseinrichtung (13) umfaßt, die mit dem ersten Anschlußpunkt (3) des Hebekondensators (2) verbunden ist und mit einem Vorauflade- Referenzsignal (VIP) beliefert wird, und die im Voraufladeschritt dafür sorgt, die Ladung des Hebekondensators (2) auf einen Grenzwert, der auf das Vorauflade- Referenzsignal bezogen ist, zu begrenzen; und eine Begrenzerstufe (8) umfaßt, die mit dem ersten Anschlußpunkt (3) des Hebekondensators (2) verbunden ist derart, daß das Potential des ersten Anschlußpunkts des Hebekondensators beim Anhebungsschritt begrenzt wird.
2. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungshebe-Steuerstufe (7) Entkopplungseinrichtungen (30, 32) umfaßt, die zwischen dem Pumpeingang (6) und dem Anhebe-Knotenpunkt (4) angeordnet sind und für eine Entkopplung des Pumpeingangs vom Anhebe- Knotenpunkt dann, wenn der Anhebe-Knotenpunkt einen gegebenen Spannungswert erreicht, sorgen.
3. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Impulsamplituden-Voreinstellstufe (10) zum Erzeugen des Vorauflade-Referenzsignals (VUP) und eines Einschalt-Referenzsignals (VLC) das an die Begrenzerstufe (8) geliefert wird, umfaßt.
4. Höherspannungsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorauflade-Begrenzungseinrichtung einen Voraufladetransistor (13) umfaßt, von dem ein erster Anschlußpunkt an die erste Bezugspotentialleitung (14) angeschlossen ist, ein zweiter Anschlußpunkt an den ersten Anschlußpunkt (3) des Hebekondensators (2) angeschlossen ist und ein Steueranschluß mit dem Vorauflade-Referenzsignal (VIP) beliefert wird.
5. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Voraufladetransistor (13) ein natürlicher MOS-Transistor ist.
6. Höherspannungsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche von 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerstufe (8) umfaßt: einen begrenzenden Zweig (25 bis 27), der zwischen den ersten Anschlußpunkt (3) des Hebekondensators (2) und eine zweite Referenzpotentialleitung (15) geschaltet ist; einen Eingangsanschluß (12), der mit dem Einschalt-Referenzsignal (VLC) beliefert wird; und ein Einschaltelement (25, 26), das entlang dem begrenzenden Zweig eingesetzt ist; wobei das Einschaltelement (25, 26) mit dem zweiten Anschlußpunkt (4) des Hebekondensators und mit dem Eingangsanschluß (12) der Begrenzerstufe verbunden ist und den begrenzenden Zweig einschaltet, wenn die Spannung am zweiten Anschlußpunkt (4) des Hebekondensators (2) einen Wert erreicht, der durch das Einschalt-Referenzsignal bestimmt wird.
7. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Einschaltelement (25, 26) einen ersten Einschalttransistor (26) und einen zweiten Einschalttransistor (25) umfaßt, die entlang dem begrenzenden Zweig (25 bis 27) eingesetzt sind, wobei der erste Einschalttransistor (26) einen Steueranschluß aufweist, der mit dem zweiten Anschlußpunkt (4) des Hebekondensators (2) verbunden ist, und der zweite Einschalttransistor (25) einen Steueranschluß aufweist, der den Eingangsanschluß (12) der Begrenzerstufe (8) bildet.
8. Höherspannungsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungshebe-Steuerstufe (7) einen ersten Entkopplungstransistor (30) und einen zweiten Entkopplungstransistor (32) umfaßt, die im Gegentakt arbeiten; wobei der erste Entkopplungstransistor (30) zwischen den zweiten Anschlußpunkt (4) des Hebekondensators (2) und eine zweite Referenzpotentialleitung (15) geschaltet ist und einen Steueranschluß aufweist, der mit dem Pumpeingang (6) verbunden ist, und der zweite Entkopplungstransistor (32) zwischen den Pumpeingang (6) und den zweiten Anschlußpunkt des Hebekondensators eingeschaltet ist und einen Steueranschluß aufweist, der mit dem ersten Anschlußpunkt (3) des Hebekondensators (2) verbunden ist.
9. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Entkopplungstransistor (30, 32) von gleichem Typ sind; und daß zwischen den Pumpeingang (6) und den zweiten Entkopplungstransistor (32) ein invertierendes Element (31) eingesetzt ist.
10. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Entkopplungstransistor (30, 32) n-Kanal-MOS-Transistoren sind.
11. Höherspannungsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche von 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsamplituden-Voreinstellstufe (10) einen Spannungseinstellzweig (20 bis 22) aufweist, der zwischen die erste Referenzpotentialleitung (14) und eine zweite Referenzpotentialleitung (15) eingeschaltet ist; und daß der Spannungseinstellzweig eine Anzahl von Konstant Spannungsabfall-Elementen (21, 22), die in Reihe geschaltet sind, und Widerstandseinrichtungen (20), die zwischen die Konstant-Spannungsabfall- Elemente und die erste Referenzpotentialleitung (14) geschaltet sind, umfaßt.
12. Höherspannungsgenerator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstant-Spannungsabfall-Elemente (21, 22) diodengeschaltete Transistoren umfassen und die Widerstandseinrichtungen (20) einen MOS-Transistor umfassen.
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