DE69500086T2 - Schaltungsanordnung zur Spannungsbegrenzung mit Hysteresiskomparator - Google Patents

Schaltungsanordnung zur Spannungsbegrenzung mit Hysteresiskomparator

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Description

  • Diese Erfindung betrifft einen Spannungsbegrenzerschaltkreis. Insbesondere betrifft sie einen Spannungsbegrenzerschaltkreis zur Aufrechterhaltung einer Spannung, die von einem Spannungsgenerator erzeugt wurde, wie man ihn in elektrisch programmierbaren Speichern in integrierten Schaltkreisen findet.
  • Um diese Speicher zu programmieren, muß im allgemeinen in dem integrierten Schaltkreis eine besagte Spannung zur Programmierung VG verfügbar sein, die größer als die normale Versorgungsspannung VCC des Schaltkreises ist. Zum Beispiel beträgt VCC für gewöhnlich 5 Volt und VB höchsten 7 Volt.
  • In bestimmten Speichern wird die Programmierspannung VB in dem integrierten Schaltkreis aus der normalen Versorgungsspannung VCC erzeugt. Man verwendet dafür einen Spannungsvervielfacherschaltkreis, auch Ladungspumpe genannt, an dem VCC anliegt und der eine Spannung VB erzeugt, die größer als VCC ist.
  • Für Spannungsvervielfacherschaltkreise werden lediglich Dioden, zwei Kapazitäten und ein Taktsignal benötigt. Zu einem ersten Zeitpunkt wird die erste Kapazität mit VCC aufgeladen, dann wird diese über die zweite entladen. Dann beginnt derselbe Vorgang von vorne und die Spannung an den Anschlüssen des zweiten Kondensators steigt zunehmend.
  • Die Programmierspannung geht somit asymptotisch gegen einen Grenzwert, wobei dieser Grenzwert das Vielfache der Versorgungsspannung VCC ist (zweimal VCC in dem oben beschriebenen Beispiel).
  • Bei diesem Aufbau ergeben sich Probleme, wenn die gewünschte Spannung den Grenzwert erreicht. Tatsächlich steigt die erzeugte Spannung weniger und weniger stark in dem Maße, wie der zweite Kondensator aufgeladen wird. Um die Zeit zur Erzeugung der Spannung mit dem gewünschten Wert zu begrenzen, wird daher die Ladungspumpe überdimensioniert. Man legt also einen Grenzwert fest, der größer als der gewünschte Wert ist. Dadurch wird es notwendig, am Ausgang der Pumpe einen Spannungsregler anzuordnen, der die erzeugte Spannung auf den gewünschten Wert begrenzt. Wenn im übrigen der gewünschte Wert nicht ein Vielfaches des Wertes der Versorgungsspannung ist, wird ein solcher Reglerschaltkreis zwangsläufig erforderlich.
  • Es gibt zwei Arten die erzeugte Spannung zu begrenzen:
  • - ohne Anhalten der Pumpe, indem die von der Pumpe bereitgestellte Überladung verbraucht wird, wenn einmal der gewünschte Wert erreicht ist, indem der Ausgang der Pumpe über eine oder mehrere Dioden z.B. auf Masse gelegt wird,
  • - durch Anhalten, wenn der gewünschte Wert erreicht ist, und Wiederanfahren der Pumpe, wenn die Spannung an den Anschlüssen des zweiten Kondensators zu niedrig wird (was voraussetzt, daß man akzeptiert, daß die erzeugte Spannung einen bestimmten Wertebereich annimmt, während in dem ersten Fall diese Spannung konstant ist).
  • Der Vorteil der zweiten Lösung ist, daß der Verbrauch niedrig ist, aber praktisch ist die Erzeugung von zwei Referenzspannungen und die Verwendung von zwei Vergleicherschaltkreisen erforderlich, um diese Referenzspannungen mit den maximal und minimal akzeptablen Werten zu vergleichen. Um die Referenzspannungen zu erzeugen, verwendet man typischerweise Zener-Dioden. Die zweite Lösung hat daher aufgrund des Aufwandes und vom ökonomischen Standpunkt her Nachteile.
  • Die Patentanmeldung WO-A-93 05513 beschreibt eine Ladungspumpe mit einem Spannungsreglerschaltkreis und einen Schaltkreis zum Unterbrechen und zum Steuern der Pumpe, wie in dem der Erfindung zugrundeliegenden Stand der Technik beschrieben. Die Erfindung soll das durch eine solche Vorrichtung erzeugte Oberflächenproblem lösen.
  • Die Patentanmeldung FR-A-2 667 169 beschreibt eine Ladungspumpe mit Steuerung des Ausgangs der Pumpe, wie in dem der Erfindung zugrundeliegenden Stand der Technik beschrieben.
  • Die Patentanmeldung EP-A-0 382 929 beschreibt eine Ladungspumpe mit einem Regler für große Verbrauchsleistung, wie in dem der Erfindung zugrundeliegenden Stand der Technik beschrieben.
  • Die Erfindung hat zum Ziel, einen Schaltkreis anzugeben, der auf der zweiten Lösung basiert und der weniger aufwendig und teuer ist. Anstatt zwei Schaltkreise zu verwenden, um den Wert der verfügbaren Spannung mit zwei verschiedenen Referenzwerten zu vergleichen, wird erfindungsgemäß ein einziger Reglerschaltkreis vorgeschlagen, der auf einem Spannungskomparator mit Hysterese basiert.
  • Hierfür wird ein integrierter Schaltkreis mit einem Versorgungsschaltkreis, der an einem Ausgang eine interne Spannung bereitstellt, und einem Spannungsbegrenzerschaltkreis vorgeschlagen, der dadurch gekennzeichnet ist, daß der Spannungsbegrenzerschaltkreis umfaßt:
  • - Widerstandseinrichtungen zum Erzeugen eines Referenzstroms, der proportional zur internen Spannung ist,
  • - eine Spannungsquelle, die stromgesteuert ist, um eine Referenzspannung zu erzeugen, die proportional zum Referenzstrom ist,
  • - einen Komparator mit Hysterese, an dessen einem Eingang die Referenzspannung anliegt und der ein Binärsignal auf einen Ausgang ausgibt, so daß das Signal sich in einem ersten Zustand befindet, wenn die interne Spannung einen Maximalwert einnimmt, und das Signal sich in einem zweiten Zustand befindet, wenn die interne Spannung nachträglich einen Minimalwert einnimmt.
  • Die Widerstandseinrichtungen umfassen vorzugsweise einen Widerstand, der mit dem Ausgang des Versorgungsschaltkreises verbunden ist, einen ersten Verstärkungstransistor, geschaltet in Serie zwischen dem Widerstand und einem Referenzanschluß, und einen zweiten Verstärkungstransistor, der zusammen mit dem ersten Verstärkungstransistor einen Stromspiegel zum Erzeugen des Referenzstroms bildet, so daß dieser proportional zu dem Strom ist, der durch den Widerstand fließt.
  • Somit ist eine Widerstandskette mit dem Ausgang der Ladungspumpe verbunden. Ein Strom wird daher über den Ausgang der Pumpe entnommen und in einem Stromspiegel kopiert. Dadurch wird es möglich, einen kleinen Strom zu entnehmen, was den allgemeinen Verbrauch des Schaltkreises begrenzt und verhindert, daß die Anstiegszeit der erzeugten Spannung durch die Pumpe nicht zu sehr wächst. Tatsächlich ist bei Ladungspumpen die Anstiegszeit um so kürzer, je kapazitiver die Ladung am Ausgang ist.
  • Um den Verbrauch zu begrenzen, wird die Widerstandskette vorzugsweise derart ausgelegt sein, daß der entnommene Strom Null wird, wenn die durch die Ladungspumpe erzeugte Spannung unter eine gewisse Schwelle fällt. Die Referenzspannungsquelle umfaßt vorzugsweise mindestens einen Referenzwiderstand in Serie zwischen einem Versorgungsanschluß und dem zweiten Transistor des Stromspiegels. Dadurch wird eine Referenzspannung erzeugt, die zwischen diesem Widerstand und dem Transistor abgegriffen werden kann.
  • Andere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung der Einzelheiten, wobei Bezug genommen wird auf die beigefügten Zeichnungen, bei denen:
  • - Figur 1 eine Ausführungsform der Erfindung darstellt,
  • - die Figuren 2a bis 2d die Zeitabläufe der elektrischen Signale bei dem Schaltkreis nach Figur 1 darstellen.
  • Figur 1 stellt einen integrierten Schaltkreis 1 dar, der umfaßt:
  • - einen Versorgungsanschluß 2 für eine Versorgungsspannung VCC,
  • - einen Referenzanschluß 3 für eine Basisspannung GND,
  • - eine Ladungspumpe 4 zur Erzeugung einer internen Spannung VB aus der Versorgungsspannung VCC, die größer als diese Versorgungsspannung VCC ist.
  • In einem Beispiel beträgt VCC 3 Volt. Der Referenzanschluß 3 liegt auf Masse, und die gewünschte Spannung VB liegt zwischen 4,9 und 5,4 Volt.
  • Die Beschreibung mit ihren Einzelheiten bezieht sich auf eine vorteilhafte Anwendung in einem integrierten Schaltkreis eines elektrisch programmierbaren Speichers. Es handelt sich um nichts weiter als ein spezielles Beispiel, ein Begrenzerschaltkreis gemäß Erfindung kann sehr wohl verwendet werden, um eine von einem Versorgungsschaltkreis erzeugte Spannung zu begrenzen, der nicht Teil desselben integrierten Schaltkreises ist. Ebensogut kann der beschriebene Begrenzerschaltkreis aus diskreten Bauelementen aufgebaut werden, ohne daß der Rahmen der Erfindung verlassen wird.
  • Man beschränkt sich daher hier auf eine Ladungspumpe 4, die die Versorgungsspannung VCC verdoppelt. Diese Pumpe 4 umfaßt einen Oszillator 5 zur Erzeugung eines Taktsignals CK. Dieses Signal liegt an einem Anschluß eines Kondensators 7 an. Der andere Anschluß dieses Kondensators 7 ist einerseits über eine Diode 8 mit dem Versorgungsanschluß 2 und andererseits über eine Diode 9 mit einem Ausgang 29 verbunden. Dieser Ausgangsanschluß 29 ist mit dem ersten Anschluß eines Ausgangskondensators 10 verbunden. Der Ausgangskondensator 10 ist über seinen anderen Anschluß mit dem Referenzanschluß 3 verbunden.
  • Man geht hier davon aus, daß der Ausgangskondensator 10 das Äquivalent eines kapazitiven Schaltkreises ist, der von der Ladungspumpe 4 versorgt wird, was erklärt, daß diese Pumpe nur einen einzigen Kondensator 7 umfaßt. Die interne Spannung VB ist die Spannung, die am Ausgang 29 der Ladungspumpe 4 anliegt.
  • Um die Ladungspumpe 4 anzuhalten sei angenommen, daß der Oszillator 5 einen Eingang 6 für ein Logiksignal ON/OFF hat, so daß der Oszillator 7 arbeitet, wenn ON/OFF im Zustand logisch 1 ist, und unterbricht, wenn dieser im Zustand logisch 0 ist. Wenn ON/OFF = 1, so ist das Taktsignal CK konstant und auf Massepotential, so daß der Kondensator 7 nicht aufgeladen werden kann.
  • Der Ausgang 29 ist mit dem Source-Anschluß eines ersten P- Typ-Transistors 11 verbunden. Das Steuergitter dieses Transistors 11 ist mit seinem Drain-Anschluß verbunden. Er ist somit als Diode geschaltet. Wenn aber der integrierte Schaltkreis 1 auf einem P-Substrat aufgebaut wurde, wird man das Gehäuse des Transistors 11 mit seinem Source-Anschluß verbinden. Dies ermöglicht eine stabilere und relativ niedrige Schwellenspannung (Unterdrückung des sog. "Substrat-Effekts" auf die Schwellenspannung).
  • Der Drain des ersten P-Typ-Transistors 11 ist mit dem Source-Anschluß eines zweiten P-Typ-Transistors 12 verbunden. Genauso wie beim ersten P-Typ-Transistor 11 wird das Gehäuse des zweiten P-Typ-Transistors 12 mit seinem Source- Anschluß verbunden. Das Steuergitter dieses zweiten Transistors 12 wird mit dem Versorgungsanschluß 2 und damit mit VCC verbunden.
  • Der Drain-Anschluß des zweiten P-Typ-Transistors 12 wird mit dem Drain-Anschluß und dem Steuergitter eines ersten Verstärkertransistors 13 vom N-Typ verbunden. Das Steuergitter dieses ersten Verstärkungstransistors 13 wird mit dem Steuergitter eines zweiten N-Typ-Verstärkungstransistors 15 verbunden, und die Schaltung dieser Verstärkungstransistoren bildet einen Stromspiegel.
  • Der Source-Anschluß des ersten Verstärkungstransistors 13 ist über einen ersten N-Typ-Isolationstransistor 14 mit Masse verbunden. Im übrigen sind die Steuergitter der Verstärkungstransistoren 13 und 15 über einen zweiten Isolationstransistor 16 mit Masse verbunden. Das Steuergitter dieses zweiten Isolationstransistors 16 ist mit einem Steueranschluß 18 verbunden und empfängt ein binäres Begrenzersteuerungssignal PWD. Der Steueranschluß 18 ist verbunden mit einem Inverter 17, dessen Ausgang mit dem Steuergitter des ersten Isolationstransistors 14 verbunden ist.
  • Der Source-Anschluß des zweiten Verstärkungstransistors 15 liegt auf Masse 3. Sein Drain-Anschluß ist mit dem Drain- Anschluß eines P-Typ-Referenztransistors 19 verbunden, dessen Source-Anschluß mit dem Versorgungsanschluß 2 verbunden ist.
  • Das Steuergitter dieses Referenztransistors 19 liegt auf Masse 3.
  • Es wird zunächst davon ausgegangen, daß PWD = 0 gilt. Der erste Isolationstransistor 14 ist daher leitend und der zweite Isolationstransistor 15 sperrt.
  • Wenn das logische Signal ON/OFF von 0 auf 1 übergeht, wird der Oszillator aktiviert, und die interne Spannung VB steigt langsam an. Unter der Annahme, daß der erste und der zweite P-Typ-Transistor 11 und 12 die gleiche Schwellenspannung Vtp hat, beginnt ein Strom 1 durch die Transistoren zu fließen, sobald VB größer als VCC + 2 Vtp wird. Unter der Annahme, daß Vtp 1 Volt beträgt, beginnt also der Strom I in den Transistoren 11 und 12 zu fließen, sobald VB gleich oder größer 4 Volt wird (mit VCC gleich 3 Volt).
  • Dieser Strom I wird durch den Stromspiegel kopiert, und ein Strom kI (wobei k der Faktor des Stromspiegels ist), der Referenzstrom genannt wird, beginnt durch den Referenztransistor 19 zu fließen, der sich wie ein Referenzwiderstand mit dem Wert R verhält. Die Schaltung aus Stromspiegel, Referenztransistor 19 und Versorgungsanschluß 2 verhält sich wie eine Spannungsquelle, die stromgesteuert ist und eine Referenzspannung IN = VCC - R kI ausgibt, die abgegriffen werden kann in Höhe des Drain-Anschlusses des Referenztransistors 19.
  • Vorzugsweise sind der zweite P-Transistor 12 und der Referenztransistor 19 resistiv.
  • Man wird z.B. ein Verhältnis W/L (Breite des Gitters in Mikrometern durch Länge des Gitters in Mikrometern) von 3/30 für den zweiten P-Transistor 12 und von 3/80 für den Referenztransistor 19 wählen.
  • Somit kann der Strom 1 durch den zweiten P-Transistor 12 0,5 bis 1 Mikroampere betragen. Es wird kein großer Strom über den Ausgangskondensator 10 entnommen, und die Anstiegszeit der internen Spannung VB wird nicht signifikant steigen (in bezug auf die Anstiegszeit, wenn nur der Ausgangskondensator 10 mit dem Ausgang 29 der Ladungspumpe 4 verbunden ist)
  • Wenn im übrigen W/L = 3/10 für den ersten Verstärkungstransistor 13 und W/L = 3/1 für den zweiten Verstärkungstransistor 15 gewählt wird, so ergibt sich ein Verstärkungsfaktor k = 10 für den Stromspiegel. Dieser große Verstärkungsfaktor ermöglicht eine Referenzspannung IN, die stark von dem entnommenen Strom 1 abhängt, wobei im übrigen der Referenztransistor 19 resistiv ist.
  • Die Referenzspannung IN liegt an einem Eingang 21 eines Komparators mit Hysterese 20 an. Der Komparator mit Hysterese ist daher über seinen Eingang mit einem Punkt zwischen dem zweiten Verstärkungstransistor und dem in Serie geschalteten Referenzwiderstand verbunden.
  • Der Komparator mit Hysterese 20 umfaßt:
  • - einen ersten P-Typ-Transistor 22, dessen Source-Anschluß mit dem Versorgungsanschluß 2 und dessen Steuergitter mit dem Eingang 21 verbunden ist,
  • - einen zweiten P-Typ-Transistor 23, dessen Source-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des ersten P-Typ-Transistors 22 und dessen Steuergitter mit dem Eingang 21 verbunden ist,
  • - einen ersten N-Typ-Transistor 24, dessen Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des zweiten P-Typ-Transistors 23 und dessen Steuergitter mit dem Eingang 21 verbunden ist,
  • - einen zweiten N-Typ-Transistor 25, dessen Drain-Anschluß mit dem Source-Anschluß des ersten N-Typ-Transistors 24, dessen Steuergitter mit dem Eingang 21 und dessen Source- Anschluß mit Masse verbunden ist,
  • - einen dritten P-Typ-Transistor 26, dessen Source-Anschluß mit Masse, dessen Drain-Anschluß mit Source-Anschluß des zweiten P-Typ-Transistors 23 und dessen Steuergitter mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors 23 verbunden ist, und
  • - einen dritten N-Typ-Transistor 27, dessen Source-Anschluß mit dem Versorgungsanschluß 2, dessen Drain-Anschluß mit dem Source-Anschluß des ersten N-Typ-Transistors 24 und dessen Steuergitter mit dem Drain-Anschluß des ersten Transistors 24 verbunden ist.
  • Der Punkt zwischen dem zweiten P-Typ-Transistor 23 und dem ersten N-Typ-Transistor 24 entspricht dem Ausgang des Komparators mit Hysterese, und hier liegt ein Binärsignal ENABLE an.
  • Wenn kein Strom I in dem resistiven Zweig fließt, der mit dem Ausgang 29 verbunden ist, so sind der erste und der zweite N-Typ-Transistor 24 und 25 leitend, und der dritte N-Typ-Transistor 27 sperrt. Das Signal ENABLE ist also 0. Auf der anderen Seite ist der dritte P-Typ-Transistor 26 leitend und der Source-Anschluß des zweiten P-Typ-Transistors 23, der sperrt, liegt auf Masse und sein Steuergitter auf VCC.
  • Wenn der Strom I in dem resistiven Zweig zu fließen beginnt, fällt die Referenzspannung IN ab. Der erste und zweite P-Typ-Transistor 22 und 23 gehen also in den leitenden Zustand über. Nichtsdestotrotz sorgt der dritte P-Typ- Transistor 26 dafür, daß ihre Schwellenspannung ansteigt, und die Kippspannung verändert sich also nach unten.
  • Desgleichen sorgt der dritte N-Typ-Transistor 27 dafür, daß die Schwellenspannung des ersten und zweiten N-Typ-Transistors 24 und 25 steigt, wenn die Referenzspannung steigt.
  • Man hat daher zwei unterschiedliche Werte der Referenzspannung, um die P-Transistoren oder die N-Transistoren leitend zu machen.
  • Je weniger der dritte N-Typ-Transistor 27 und P-Typ-Transistor 26 resistiv ist, desto weiter wird man die Referenzwerte verschieben, wodurch das Kippen nach oben und unten hervorgerufen wird.
  • Man kann z.B. einen Wert der Referenzspannung INM von 2,3 Volt festlegen, um die N-Typ-Transistoren 24 und 25 leitend zu machen, und einen Wert der Referenzspannung INm von 0,7 Volt festlegen, um die P-Typ-Transistoren 22 und 23 leitend zu machen.
  • Mit dem Wert für die Referenzspannung IN als Funktion der internen Spannung VB wird daher ein Binärsignal ENABLE erzeugt, das von 0 auf 1 bei einem Maximalwert VBM für VB und von 1 auf 0 bei einem Minimalwert VBm für VB übergeht (z.B. VBM = 5,4 Volt und Vbm = 4,0 Volt).
  • Der Ausgang des Komparators mit Hysterese ist mit einem Eingang eines NICHT ODER-Gatters 28 mit zwei Eingängen verbunden. Der andere Eingang dieses NICHT ODER-Gatters 28 liest das Begrenzersteuerungssignal PWD ein. Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 28 ist mit dem Eingang 6 des Oszillators 5 verbunden und gibt an diesen das Logiksignal ON/OFF aus.
  • Solange PWD = 0 folgt das Signal ON/OFF den Änderungen des Binärsignals ENABLE, wobei sein Zustand invers zu dem des Signals ENABLE ist.
  • Wenn man die Schaltung der Ladungspumpe 4 und des Strombegrenzerschaltkreises anhalten will, genügt es, PWD auf 1 zu setzen. Dann geht das Signal, ON/OFF auf 0 über, und der Oszillator wird angehalten. Andererseits sperrt der erste Isolationstransistor 14, während der zweite Isolationstransistor 16 leitend wird. Es fließt dann kein Strom mehr in dem resistiven Zweig und in dem Referenztransistor 19.
  • Der Ausgangskondensator 10 bleibt somit geladen. Diese Möglichkeit der Verringerung des Verbrauchs ist insbesondere interessant, wenn man einen Modus niedrigen Verbrauchs bei gleichzeitiger Möglichkeit schnell in den Betriebszustand zurückzukehren benötigt.
  • In Figur 2a ist die Entwicklung der internen Spannung in Abhängigkeit von VB gezeigt. Wenn VB steigt und zu einem Zeitpunkt t&sub0; eine Schwelle VIm erreicht, beginnt ein Strom in dem resistiven Zweig zu fließen. Die Referenzspannung IN (in Figur 2b dargestellt), die zunächst VCC beträgt, beginnt abzufallen.
  • Zu einem späteren Zeitpunkt t&sub1; erreicht IN den Wert INm. Die P-Typ-Transistoren 22 und 23 des Vergleichers werden leitend, und das Signal ENABLE (in Figur 2c dargestellt) geht von ursprünglich 0 auf 1 über. Die Ladungspumpe wird daher angehalten. Die Spannung kann also den Wert VBM zu diesem Zeitpunkt t&sub1; nicht übersteigen.
  • Wenn der Wert VB sinkt, steigt die Referenzspannung IN wieder an. Unter der Annahme, daß zu einem Zeitpunkt t&sub2; der Wert INM erreicht wird, werden die N-Typ-Transistoren 24 und 25 des Komparators leitend, und das Signal ENABLE geht auf 0 über, wobei die Ladungspumpe erneut gestartet wird und VB steigt.
  • Die Hysterese der Spannung ist in Figur 2d dargestellt, wobei diese Figur die Entwicklung des Signals ENABLE in Abhängigkeit von der Referenzspannung IN darstellt.
  • Die obige Beschreibung ist skizzierend und nicht beschränkend. Man kann daher die P-Typ-Transistoren 11 und 12 des resistiven Zweiges durch einen P-Typ-Transistor als Widerstand ähnlich dem Referenztransistor 19 ersetzen. Dies hätte jedoch zur Folge, daß der Verbrauch dieses Zweiges steigt und die Effizienz der Ladungspumpe leidet. Desgleichen kann man auf die Isolationstransistoren verzichten und das NICHT ODER-Gatter 28 durch einen Inverter ersetzen, wenn man den Modus niedrigen Verbrauchs nicht benötigt.

Claims (9)

1. Integrieter Schaltkreis mit einem Versorgungsschaltkreis (4), der über einen Ausgang (29) eine interne Spannung (VB) bereitstellt, und einem Spannungsbegrenzerschaltkreis, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsbegrenzerschaltkreis umfaßt:
- Widerstandseinrichtungen (13, 15, 16, 17) zum Erzeugen eines Referenzstroms (kI), der proportional zur internen Spannung ist,
- eine Spannungsquelle, die stromgesteuert ist, um eine Referenzspannung (IN) zu erzeugen, die proportional zum Referenzstrom ist,
- einen Komparator mit Hysterese (20), an dessen einem Eingang (21) die Referenzspannung anliegt und der ein Binärsignal (Enable) auf einen Ausgang ausgibt, so daß das Signal sich in einem ersten Zustand befindet, wenn die interne Spannung einen Maximalwert (VBM) einnimmt und das Signal sich in einem zweiten Zustand befindet, wenn die interne Spannung nachträglich einen Minimalwert (VBm) einnimmt.
2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsvorrichtungen einen Widerstand, der mit dem Ausgang des Versorgungsschaltkreises verbunden ist, einen ersten Verstärkungstransistor (13), geschaltet in Serie zwischen dem Widerstand und einem Referenzanschluß (3) und einen zweiten Verstärkungstransistor (15) umfassen, der zusammen mit dem ersten Verstärkungstransistor einen Stromspiegel zum Erzeugen des Referenzstroms bildet, so daß dieser porportional zu dem Strom ist, der durch den Widerstand fließt
3. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsvorrichtungen einen ersten und einen zweiten P-Typ-Transistor (16, 17) umfassen, geschaltet in Serie zwischen dem Ausgang des Versorgungsschaltkreises und einem ersten Verstärkungstransistor, wobei der Steuereingang des ersten P-Typ-Transistors mit seinem drain verbunden ist, der Steuereingang des zweiten P-Typ-Transistors mit seinem Versorgungsanschluß verbunden ist, und dadurch, daß sie einen zweiten Verstärkungstransistor umfassen, der mit dem ersten Verstärkungstransistor einen Stromspiegel zu Erzeugen des Referenzstroms bildet, so daß dieser proportional zu dem Strom ist, der durch den Widerstand fließt.
4. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannungsquelle wenigstens einen Referenzwiderstand (19) in Serie zwischen einem Versorgungsanschluß (2) und dem zweiten Verstärkungstransistor umfaßt.
Schaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzwiderstand gebildet wird mit Hilfe eines resistiven P-Typ-Transistors (19), dessen Steueranschluß verbunden ist mit dem Referenzanschluß.
6. Schaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingag des Komparators mit Hysterese mit einem Punkt zwischen dem zweiten Verstärkungstransistor und dem Referenzwiderstand verbunden ist.
7. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß er Steuervorrichtungen für das Aufrechterhalten des Binärsignals im zweiten Zustand unabhängig vom Wert der internen Spannung umfaßt, wenn ein Binärsignal zur Begrenzung (PWD) sich im ersten Zustand befindet
8. Schaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß er Vorrichtungen zum Kompensieren der Ströme umfaßt, die durch die Verstärkungstransistoren des Stromspiegels fließen, wenn das Steuersignal sich in seinem ersten Zustand befindet.
9. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Versorgungsschaltkreis ein Spannungsmultiplizierer ist, der einen Eingang für ein Steuersignal umfaßt, so daß die interne Spannung zwischen ihrem Maximalwert und ihrem Minimalwert gehalten wird, wenn das Steuersignal zur Begrenzung sich in seinem zweiten Zustand befindet.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19542823C2 (de) * 1995-11-16 1997-09-04 Sgs Thomson Microelectronics Hysteresebehaftete Komparatorschaltung zur Verwendung bei einer Spannungsregelungsschaltung
JP3738070B2 (ja) * 1995-11-29 2006-01-25 株式会社ルネサステクノロジ 半導体装置
KR100207486B1 (ko) * 1996-08-20 1999-07-15 윤종용 반도체 장치의 패드 신호 검출 회로
US6118326A (en) * 1997-11-06 2000-09-12 Analog Devices, Inc. Two-phase bootstrapped CMOS switch drive technique and circuit
JP3278765B2 (ja) * 1997-11-17 2002-04-30 日本電気株式会社 負電圧生成回路
US6087892A (en) * 1998-06-08 2000-07-11 Sun Microsystems, Inc. Target Ion/Ioff threshold tuning circuit and method
US6172529B1 (en) 1998-09-28 2001-01-09 International Business Machines Corporation Compound domino logic circuit having output noise elimination
KR100307525B1 (ko) * 1998-11-26 2001-11-15 김영환 기판전압감지제어회로
US6396315B1 (en) * 1999-05-03 2002-05-28 Agere Systems Guardian Corp. Voltage clamp for a failsafe buffer
JP3563298B2 (ja) * 1999-06-11 2004-09-08 株式会社 沖マイクロデザイン 電圧検出回路
US6657452B2 (en) * 1999-12-17 2003-12-02 Infineon Technologies Ag Configuration for measurement of internal voltages of an integrated semiconductor apparatus
DE60028030T2 (de) 2000-08-22 2006-12-14 Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza Hocheffiziente elektronische Schaltung zur Erzeugung und Regelung einer Versorgungsspannung
US6803805B2 (en) * 2002-04-09 2004-10-12 International Business Machines Corporation Distributed DC voltage generator for system on chip
FR2878986B1 (fr) * 2004-12-08 2007-04-27 Atmel Corp Principe de regulation de puissance d'une sortie a haute tension dans des dispositifs de circuits integres
TWI277853B (en) * 2005-03-03 2007-04-01 Novatek Microelectronics Corp Method for efficiency enhancement in a charge pump circuit and a charge pump control selector
US8054125B2 (en) * 2009-12-31 2011-11-08 Silicon Laboratories Inc. Charge pump with low power, high voltage protection circuitry
US9141119B2 (en) * 2013-01-16 2015-09-22 Freescale Semiconductor, Inc. Reducing output voltage ripple of power supplies
KR20150014681A (ko) * 2013-07-30 2015-02-09 에스케이하이닉스 주식회사 전류 생성 회로와 이를 포함하는 반도체 장치 및 메모리 시스템
US10498303B2 (en) 2018-02-02 2019-12-03 Analog Devices, Inc. Signal level detection and overrange signal limiter and clamp for electronic circuits
CN113875155A (zh) * 2019-12-03 2021-12-31 富士电机株式会社 比较电路、半导体装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3962591A (en) * 1974-12-23 1976-06-08 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Voltage doubler circuit
JPS57199335A (en) * 1981-06-02 1982-12-07 Toshiba Corp Generating circuit for substrate bias
US4687954A (en) * 1984-03-06 1987-08-18 Kabushiki Kaisha Toshiba CMOS hysteresis circuit with enable switch or natural transistor
IT1227430B (it) * 1988-07-22 1991-04-11 Sgs Thomson Microelectronics Circuito a pompa di carica a induttanza e capacita' per il pilotaggio di ponti a transistori mos di potenza.
JPH02215154A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Toshiba Corp 電圧制御回路
US4980526A (en) * 1989-04-06 1990-12-25 Hamlin Incorporated Device and method for testing acceleration shock sensors
JPH0833420B2 (ja) * 1989-04-28 1996-03-29 日本電気株式会社 電圧検出回路
KR920006991A (ko) * 1990-09-25 1992-04-28 김광호 반도체메모리 장치의 고전압발생회로
FR2681180B1 (fr) * 1991-09-05 1996-10-25 Gemplus Card Int Circuit de regulation de tension de programmation, pour memoires programmables.
US5258662A (en) * 1992-04-06 1993-11-02 Linear Technology Corp. Micropower gate charge pump for power MOSFETS
JP3096545B2 (ja) * 1992-11-12 2000-10-10 松下電器産業株式会社 レベル検知回路及びこれを使用した昇圧電源発生回路

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