DE69422164T2

DE69422164T2 - Kapazitive Ladungspumpe, Bicmos Schaltung für niedrige Versorgungsspannung

Info

Publication number: DE69422164T2
Application number: DE69422164T
Authority: DE
Inventors: Domenico Rossi; Hisashi Tahara
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1994-05-31
Filing date: 1994-05-31
Publication date: 2000-04-20
Anticipated expiration: 2014-06-01
Also published as: US5581455A; EP0685921A1; JP3515638B2; DE69422164D1; EP0685921B1; JPH07336998A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine kapazitive Ladungspumpenschaltung, die komplementäre Bipolartransistoren und komplementäre Feldeffekttransistoren (BiCMOS) verwendet, die eine wesentliche Vervielfachung der Versorgungsspannung sichern kann, auch wenn sie außergewöhnlich niedrig ist.
Kapazitive Ladungspumpenschaltungen werden in elektronischen Systemen zum Erzeugen von Spannungen, die höher als die Versorgungsspannung sind, allgemein verwendet. Die kapazitive Ladungspumpenschaltung ist im wesentlichen eine Spannungsverdopplungsschaltung, die entweder einzeln als Spannungsverdoppler und ebenfalls als eine Stufe oder Zelle verwendet wird, die mit anderen ähnlichen Zellen in Kaskade zu schalten ist, um mehrstufige Spannungsvervielfacher zu realisieren.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, wird eine kapazitive Ladungspumpenschaltung im wesentlichen aus einem Ladungsübertragungskondensator (Pumpkondensator) C1 gebildet, der an einen Zwischenknoten aus einem Diodenpaar D1 und D2 angeschlossen ist, das in Reihe zwischen einen Versorgungsknoten (Eingangsknoten) und einen Ausgangsknoten, an den ein Speicherkondensator C2 angeschlossen ist, geschaltet ist. Ein Paar Schalter SW1 und SW2, die mit zu einander entgegengesetzter Phase und bei einer bestimmten Frequenz angesteuert werden, schaltet den Ladungsübertragungskondensator alternativ auf Massepotential (Ladephase) und an den Versorgungsknoten (Ladungsübertragungsphase). Durch Vernachlässigung des Spannungsabfalls an den Dioden D1 und D2 kann die Schaltung theoretisch eine Ausgangsspannung VOUT bereitstellen, die das Doppelte der Versorgungsspannung V5 ist. Ein derartiges ideales Ergebnis setzt voraus, daß, abgesehen von der Vernachlässigung des Spannungsabfalls an den Dioden D1 und D2, außerdem der Spannungsabfall an den Ansteuerungsschaltern SW1 und SW2 vernachlässigbar ist, wenn sie geschlossen sind.
Genauer ist die maximale Leerlaufausgangsspannung, die erhalten werden kann, durch
VOUT = 2VS - 2Vdiode - VSW1 - VSW2
gegeben.
Nur mit einer relativ hohen Versorgungsspannung VS können die obenerwähnten Spannungsabfälle ganz vernachlässigt werden. Sicherlich besteht diese Bedingung kaum in batterieversorgten Systemen mit niedriger Spannung. In tragbaren Vorrichtungen, wie zum Beispiel in elektrischen Armbanduhren, Hörgeräten, Sensoren und ähnlichen, werden die elektronischen Schaltungen, Anzeigen und Aktuatoren oft mit kleinen Batterien bei einer Nennspannung versorgt, die oft zwischen 1,2 V und 1,4 V enthalten ist. Mit nahezu erschöpften Batterien kann die Versorgungsspannung sogar gegen 1,0 V fallen.
Unter diesen Bedingungen ist es offensichtlich, daß die obenerwähnten Spannungsabfälle an den Schaltungsbauelementen, die eine kapazitive Ladungspumpenschaltung bilden, große Bedeutung gewinnen, bis dahin, daß der Betrieb der Schaltung selbst kritisch gemacht wird.
Wenn die Schaltung mit einer "Bipolartechnologie" realisiert wird, d. h. durch Anwendung von Bipolartransistoren, wie in Fig. 2 gezeigt ist, können die Schalter in der Form eines komplementären Paars aus Bipolartransistoren T1 bzw. T2 implementiert werden, die mit entgegengesetzter Phase angesteuert werden. In Anbetracht der Tatsache, daß deren Offset-Spannung typischerweise etwa 0,7 V beträgt (VBE = 0,7 V), können sie das Schalten auch mit einer Versorgungsspannung von etwa 1 V sichern.
Andererseits erlaubt bei einer Versorgungsspannung in der Ordnung von 1-1,5 V der Spannungsabfall an den Dioden D1 und D2 und an den Ansteuerungsschaltern selbst (T1 und T2) keine wesentliche Verdopplung der Ausgangsspannung VOUT, wobei der Wirkungsgrad der Schaltung drastisch fällt.
Um dieser typischen Beschränkung einer mit Bipolarbauelementen hergestellten Ladungspumpenschaltung zu begegnen, ist es bekannt, die Schaltung mit Feldeffektvorrichtungen zu realisieren, zum Beispiel mit MOSFETs, d. h. durch die Realisierung der integrierten Schaltung mit einer CMOS-Technologie, wie in Fig. 3 gezeigt ist.
Die Dioden D1 und D2 der funktionalen Schaltung nach Fig. 1 und 2 werden durch die MOS-Transistoren M3 und M4 ersetzt, die im wesentlichen einen "Synchrongleichrichter" bilden, wobei der MOS-Transistor im wesentlichen frei von Offset ist.
Durch die Realisierung der Ansteuerungsschalter mit einem CMOS-Transistorpaar M1 und M2 kann die Schaltung theoretisch eine Ausgangsspannung VOUT Produzieren, die das Doppelte der Versorgungsspannung VS ist.
Diese alternative Lösung, die sicherlich im Sinne von "Ausbeute" vorteilhaft ist, besitzt den durch die Tatsache dargestellten Nachteil, daß mit einer außergewöhnlichen Versorgungsspannung durch das Ausfallen des Schaltens die Schaltung aufhören kann zu arbeiten. Wird in Betracht gezogen, daß der Schwellenwert des komplementären Transistorpaars M1 und M2 stark von der Betriebstemperatur abhängig ist, kann genaugenommen eine Versorgungsspannung von wenigstens 1,2-1,3 V erforderlich sein, um das Schalten der Ansteuerungsschalter M1 und M2 zu sichern.
In vielen Vorrichtungen ist es wichtig, auch unter unsicheren Ladungsbedingungen der Batterie (Annäherung an die Erschöpfung) einen richtigen Betrieb zu sichern, d. h. mit einer Versorgungsspannung, die in die Nähe von etwa 1,1-1,0 V fallen kann, wobei offensichtlich in diesen Anwendungen eine CMOS-Schaltung wie die, die in Fig. 3 dargestellt ist, nicht verwendet werden kann, weil sie den Betrieb der Schaltung bei außergewöhnlich niedrigen Versorgungsspannungen kritisch machen würde.
Es ist die Hauptaufgabe der Erfindung, eine kapazitive Ladungspumpenschaltung zu schaffen, die besonders für Anwendungen mit niedrigen Versorgungsspannungen geeignet ist, die einen richtigen Betrieb auch mit einer Versorgungsspannung oder Eingangsspannung sichern kann, die sich ganz unter der Grenze der richtigen Betriebsfähigkeit der CMOS-Schaltung befindet, die jedoch eine wesentliche Verdopplung der Versorgungsspannung auch unter derartigen kritischen Versorgungsbedingungen produzieren kann.
Diese Aufgabe wird vollständig gelöst durch die Schaltung der Erfindung, die mit einer gemischten Fertigungstechnologie (BiCMOS) realisiert werden kann, wobei sie Bipolartransistoren und Feldeffekttransistoren verwendet.
Im wesentlichen besitzt die Schaltung der Erfindung einen "Bipolarteil", der das Schalten auch mit einer Versorgungsspannung (oder Eingangsspannung) immanent sichern kann, die dicht bei oder gleich 1,0 Volt ist, und einem CMOS-Teil, der die Spannungsabfälle durch die Bipolarbauelemente der Schaltung praktisch auf null bringen oder merklich vermindern kann und deshalb einen Anstieg der verstärkten Ausgangsspannung dicht zu einer theoretischen Verdopplung der Versorgungsspannung (Eingangsspannung) erlaubt.
In der Praxis sichert der Bipolarteil der Schaltung die Betriebsfähigkeit der Schaltung, wenn sie anfangs eingeschaltet wird, indem er einen Anstieg der verstärkten Ausgangsspannung produziert, wann immer sich die Versorgungsspannung (oder Eingangsspannung) unter dem Minimalwert für ein richtiges Arbeiten des CMOS-Teils der Schaltung befindet. Der wesentliche Anstieg der Ausgangsspannung über die tatsächliche Versorgungsspannung, der schließlich durch den Bipolarteil der Schaltung garantiert wird, ist ausreichend, um das Schalten in dem CMOS-Teil der Schaltung zu erlauben, der durch das Eingreifen, um im wesentlichen Spannungsabfälle zu beseitigen, der Schaltung als Ganzes erlaubt, die stationäre Betriebsbedingung zu erreichen, wodurch sie eine wesentliche Verdopplung der Versorgungsspannung (oder Eingangsspannung) produziert.
Im wesentlichen ist der Bipolarteil der Ladungspumpenschaltung der Erfindung von einer typischen Ladungspumpenbipolarschaltung verschieden, weil die erste Diode (D1 nach Fig. 1 und 2) durch einen Bipolartransistor ersetzt ist, der durch eine Bipolarstufe angesteuert wird, die durch das Schaltsignal (Taktsignal) gesteuert wird.
Der CMOS-Teil der Schaltung der Erfindung besteht im wesentlichen aus einem ersten Feldeffekttransistor, der mit einem Bipolartransistor, der den Schalter gegen Masse des Ladungsübertragungskondensators bildet, parallel geschaltet ist und mit ihm in Phase angesteuert wird, und aus einem zweiten Feldeffekttransistor, der mit der Ladungsdiode des Ausgangskondensators funktional parallel geschaltet ist und der in Phase mit der Ladungsübertragung von dem Ladungsübertragungskondensator zu dem Ausgangsspeicherkondensator angesteuert wird.
Das CMOS-Transistorpaar wird durch das Schaltsignal (Taktsignal) durch eine Pegelverschiebungsbipolarstufe angesteuert, die von einer Inverterstufe gefolgt wird, die beide mit der Spannung versorgt werden, die an dem Ausgangsknoten der Ladungspumpenschaltung vorliegt. Die zweite Inverterstufe kann durch einen CMOS-Inverter realisiert werden, jedoch kann sie ebenfalls durch eine zweite Bipolarstufe realisiert werden.
Sobald die an dem Ausgangsknoten der Schaltung vorliegende Spannung die minimale Spannung zum Überwinden der Einschaltschwelle des MOS- Transistors oder der MOS-Transistoren, die die zweite Inverterstufe bilden, oder in dem Fall, daß auch die zweite Inverterstufe bipolar ist, die Einschaltschwelle des CMOS-Transistorpaars, das mit den jeweiligen Bipolarelementen funktional parallel geschaltet ist, erreicht oder höher als sie wird, beginnen diese CMOS-Transistoren zu schalten und beseitigen praktisch die relativen Spannungsabfälle.
Der Betrieb der Schaltung wird unter kritischen Bedingungen der Eingangsspannung, zum Beispiel beim Einschalten der Schaltung und/oder beim Vorhandensein einer Batterie dicht an der Erschöpfung, durch den Bipolarteil der kapazitiven Ladungspumpenschaltung gesichert, der die Spannung an dem Ausgangsknoten über die Versorgungs- oder Eingangsspannung um einen Betrag erhöhen kann, der ausreichend ist, um den CMOS-Teil der Schaltung anzusteuern, der danach eine wesentliche Verdopplung der Versorgungsspannung (oder der Eingangsspannung im Fall eines mehrstufigen Spannungsvervielfachers) sichert. Im Fall einer mehrstufigen Spannungsvervielfacherschaltung kann die grundlegende BiCMOS-Schaltung (Zelle oder Modul) der Erfindung wirkungsvoll als eine erste Stufe verwendet werden. Die anderen Stufen des Spannungsvervielfachers können ganz mit einer CMOS-Technologie realisiert werden, (wie zum Beispiel in Fig. 3 gezeigt ist).
Die verschiedenen Aspekte und Vorteile der Schaltung der Erfindung werden deutlicher anhand der folgenden Beschreibung einer wichtigen Ausführung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung, worin:
Fig. 1 ein grundlegender Plan einer kapazitiven Ladungspumpe ist, die bereits oben erörtert wurde;
Fig. 2 eine kapazitive Ladungspumpenschaltung zeigt, die gemäß einer bekannten Technik mit Bipolarbauelementen hergestellt ist und die bereits oben erörtert wurde;
Fig. 3 eine kapazitive Ladungspumpenschaltung zeigt, die mit Feldeffekttransistoren (CMOS) hergestellt ist und die bereits oben beschrieben wurde;
Fig. 4 eine kapazitive Ladungspumpenschaltung zeigt, die gemäß der vorliegenden Erfindung unter Verwendung von Bipolar- und Feldeffektbauelementen hergestellt ist.
In Fig. 4 kann die grundlegende kapazitive Ladungspumpenschaltung durch das Ansteuerungsschalterpaar, das durch das komplementäre Bipolartransistorpaar T2 (npn) und T3 (pnp) gebildet wird, durch den Ladungsübertragungskondensator C1, durch die Diode T7, durch den Ladungsspeicherausgangskondensator C2 und durch die Schaltung, die die erste Diode (D1 in Fig. 1 und 2) funktional ersetzt und die in dem dargestellten Beispiel aus dem Transistor T4, der durch das Schaltsignal CK durch eine durch den Transistor T6 gebildete Inverterstufe angesteuert wird, durch den Begrenzungswiderstand R1 und durch die Diode T5 gebildet wird, in funktionalen Begriffen identifiziert werden.
Das Ansteuern mit entgegengesetzter Phase des komplementären Paars T2 und T3 kann gemäß einer üblichen Praxis durch einen Inverter I1, die Stromquelle I und die Diode T1 implementiert werden. Selbstverständlich muß in diesem Fall der Inverter I1 ebenfalls durch eine Bipolarstufe realisiert werden, weil er auch bei außergewöhnlich niedriger Versorgungsspannung schalten können muß.
Unter den Bedingungen niedriger Versorgungsspannung VS und bei Anwesenheit einer niedrigen Ausgangsspannung VOUT, zum Beispiel beim Einschalten der Schaltung oder auf eine anormal starke Absorption durch die Schaltungsanordnung folgend, die bei der durch die Schaltung produzierten, verstärkten Ausgangsspannung VOUT versorgt wird, kann die Ausgangsspannung VOUT niedriger als die minimale Spannung sein, die ausreichend ist, um den Feldeffekttransistor oder die Feldeffekttransistoren, die die Stufe I2 bilden, die mit der Ausgangsspannung VOUT versorgt wird, oder, falls die Stufe I2 ebenfalls mit Bipolartransistoren realisiert ist, das MOS-Paar M1 und M2 in einen Leitungszustand zu bringen.
Unter diesen Bedingungen bleiben die MOS-Transistoren M1 und M2 in einem AUS-Zustand. Wenn das Ansteuerungssignal CK, das den Betrieb der Ladungspumpenschaltung steuert, hoch ist, sind T3, T6 und T4 EIN, deshalb wird der Kondensator C1 auf eine durch
VC1 = VS - VCEsat(T3) - VCEsat(T4)
gegebene Spannung geladen.
Im wesentlichen ersetzt der Transistor T4 die Funktion der Diode D1 der Schaltungen nach Fig. 1 und 2.
Wenn das Ansteuerungssignal CK tief geht, nimmt der Knoten A eine durch
VA = VS - VCEsat(T2)
gegebene Spannung an, während der Knoten B, der in Anbetracht der Tatsache, daß T6 aus ist, nicht durch irgendeinen Strom geladen wird, die durch
VB = VS - VCEsat(T2) + VS - VCEsat(T3) - VCEsat(T4) = 2VS - 2VCEsat(pnpT2 and T4) - VCEsat(npnT3)
gegebene Spannung erreicht.
Deshalb wird durch die Diode T7 der Ausgangskondensator C2 danach streben, sich bis zu einer Spannung aufzuladen, die in einer stationären Bedingung (Leerlaufbedingung) durch
VOUT = VB - VdiodeT7 = 2VS - 2VCEsat(pnp) - VCEsat(npn) - Vdiode
gegeben ist.
Umgekehrt wird unter Betriebsbedingungen mit einer niedrigen Versorgungsspannung, aber bei Anwesenheit einer Ausgangsspannung VOUT, die ausreichend ist, um das Einschalten des Feldeffekttransistors oder der Feldeffekttransistoren zu erlauben, das CMOS-Transistorpaar M1 und M2 in Phase mit dem Ansteuerungssignal CK angesteuert werden.
Das Einschalten des MOS-Transistors M1 in Phase mit dem Transistor T3 zwingt den Knoten A auf Massepotential, bringt den Spannungsabfall (VCEsat(T3)) an dem Bipolartransistor T3 praktisch auf null, während das Einschalten des MOS-Transistors M2 in Phase mit der Ladungsübertragung von dem Kondensator C1 zu dem Kondensator C2 im wesentlichen den Spannungsabfall an der Diode T3 auf null bringt.
Unter diesen unsicheren Versorgungsspannungsbedingungen ist es durch eine kombinierte Wirkung der Bipolar- und CMOS-Vorrichtungen möglich, eine Ausgangsspannung zu erhalten, die in einem Dauerzustand und in Leerlaufbedingungen den durch
VOUT= 2VS - 2VCEsat(pnp)
gegebenen Wert erreicht.
Wird in Betracht gezogen, daß die Spannung VCEsat lateraler pnp-Transistoren auffallend niedrig ist, d. h. unter etwa 100 mV ist, kann die Schaltung eine wesentliche Verdopplung der Versorgungsspannung erreichen, auch wenn die letztere außergewöhnlich niedrig ist und in der Praxis einer kapazitiven Ladungspumpen-CMOS-Schaltung des bekannten Typs, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, nicht erlauben würde, zu arbeiten.
Wird eine praktische Ausführung angenommen, die durch die folgenden Parameter gekennzeichnet ist:
VCEsat(pnp) = 50 mV,
VCEsat(npn) = 200 mV,
VBE = 0,7 V,
sowie durch eine Versorgungsspannung Vs = 1,2 V, erlaubt die Schaltung der Erfindung, d. h. der Bipolarteil davon, eine durch
VOUT = 2,4 - 0,3 - 0,7 = 1,4 V
gegebene Ausgangsspannung zu erreichen.
Auf die Aktivierung des CMOS-Teils der Schaltung mit dem Anstieg der Ausgangsspannung VOUT gegen 1,4 V erreicht die Ausgangsspannung einen stationären Wert (Leerlaufwert), der durch
VOUT = 2,4 - 0,1 = 2,3 V
gegeben ist.
In der Praxis erlaubt die Schaltung, eine Ausgangsspannung zu erhalten, die im wesentlichen das Doppelte der Versorgungsspannung ist, auch wenn die letztere zu niedrig ist, um das Arbeiten einer CMOS-Schaltung zu sichern.
Die kapazitive Ladungspumpenschaltung der Erfindung kann als ein Spannungsverdoppler und außerdem als die erste Stufe oder Eingangsstufe eines Spannungsvervielfachers verwendet werden, der aus mehreren in Kaskade geschalteten Spannungsverdopplungsstufen gebildet ist.

Claims

1. Kapazitive Ladungspumpenschaltung für niedrige Versorgungsspannung, die funktional aus einem Ladungsübertragungskondensator (C1), der zwischen einem Versorgungsknoten (VS) und einem Ausgangsknoten (VOUT), an den ein Speicherausgangskondensator (C2) angeschlossen ist, mit einem ersten Bipolartransistor (T2) und einer Diode (T7) in Serie geschaltet ist, und aus einem zweiten Bipolartransistor (T3) gebildet ist, wobei der erste und der zweite Bipolartransistor Schalter des Ladungsübertragungskondensators sind, die mit entgegengesetzter Phase angesteuert werden,

gekennzeichnet durch

einen ersten Feldeffekttransistor (M1), der zum Bipolartransistor (T3) des Paars parallelgeschaltet ist und in Phase mit diesem angesteuert wird und während einer Ladungsphase des Ladungsübertragungskondensators (C1) leitet und die Sättigungsspannung des Bipolartransistors (T3) funktional auf null bringen kann,

einen zweiten Feldeffekttransistor (M2), der zur Ladungsdiode (T7) des Speicherausgangskondensators (C2) parallelgeschaltet ist und in Phase mit der Ladungsübertragung vom Ladungsübertragungskondensator (C1) an den Speicherkondensator (C2) angesteuert wird und den Spannungsabfall an der Diode (T7) funktional auf null bringen kann;

Einrichtungen (T8, R2, I2), die als Antwort auf den Anstieg der Spannung des Ausgangsknotens (VOUT) über einen minimalen Verstärkungspegel die Feldeffekttransistoren (M1, M2) ansteuern können und eine wesentliche Verdopplung der Versorgungsspannung (VS) zulassen können.

2. Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtungen durch eine erste Pegelverschiebungsstufe, die aus einem Bipolartransistor (T8-R2) aufgebaut ist und durch ein Taktsignal der Ladungspumpenschaltung angesteuert wird, und durch wenigstens eine zweite Inverterstufe (I2), die mit der am Ausgangsknoten vorhandenen Spannung (VOUT) versorgt wird, gebildet sind.

3. Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 2, wobei die zweite Inverterstufe ein CMOS-Inverter ist.

4. Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, mit einem Bipolartransistor (T4), der einen mit dem Versorgungsknoten (VS) verbundenen ersten Stromanschluß, einen mit dem Zwischenknoten (B) verbundenen zweiten Stromanschluß und eine mit einem Knoten einer Treiberschaltung verbundene Basis enthält, wobei die Treiberschaltung eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode (T5), die zwischen den Versorgungsknoten (VS) und die Basis des Transistors geschaltet ist, einen Begrenzungswiderstand (R1) und einen vierten Bipolartransistor (T6), der durch das Taktsignal angesteuert wird und funktional zwischen den Begrenzungswiderstand (R1) und einen gemeinsamen Massenknoten der Schaltung geschaltet ist, aufweist.

5. Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei die Transistoren des Paars Bipolartransistoren (T2, T3) komplementäre laterale Transistoren sind.

6. Spannungsvervielfacher, der aus mehreren in Kaskade geschalteten kapazitiven Ladungspumpenschaltungen aufgebaut ist, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens diejenige Ladungspumpenschaltung, die die erste oder die Eingangsstufe der mehreren Schaltungen bildet, eine Schaltung nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche ist.