DE69417478T2 - Volldifferentialverstärker - Google Patents

Description

Hintergrund der Erfindung Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Volldifferenzverstärker und insbesondere auf einen Volldifferenzverstärker, der so ausgelegt ist, daß das Arbeitspunktpotential von positiven und negativen Ausgangsanschlüssen eines Differenzverstärkers mit einer aktiven Last mittels einer Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung gesteuert wird.
Beschreibung des Stands der Technik
• Eine in einem Volldifferenzverstärker eingebaute Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung wird gewöhnlicherweise bereitgestellt, um das Betriebspotential invertierter und nicht-invertierter Ausgangsanschlüsse des Volldifferenzverstärkers einzustellen. Ein Beispiel der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung ist beschrieben in Roubik Gregorian et al., "ANALOG MOS INTEGRATED CIRCUITS FOR SIGNAL PROCESSING", Seiten 254-256, einer Wiley-Interscience-Veröffentlichung, 1986, deren Inhalt in dieser Beschreibung durch Verweis vollständig enthalten ist. Diese Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung hat jedoch nur einen schmalen Ausgangs-Betriebsbereich, da eine Anzahl von Transistoren zwischen einer positiven Spannungszufuhrleitung und einer negativen Spannungszufuhrleitung in Serie geschaltet sind. Um außerdem eine Ausgangsspannung frei einzustellen, ist es notwendig, die Fläche verschiedener Schaltungselemente anzupas sen. Zusammenfassend kann man sagen, daß diese Gleichtakt- Rückkopplungsschaltung einen sehr komplizierten Aufbau hatte.
• Um die oben erwähnte Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung zu verbessern, erwägte man die Erfassung eines neutralen Punktes (Gleichtakt-Ausgangspotential) zwischen einem positiven Ausgangsanschluß und einem negativen Ausgangsanschluß des Volldifferenzverstärkers, um das erfaßte Gleichtakt-Ausgangspotential mit einem Referenzpotential zu vergleichen und das Vergleichsergebnis an eine Steuerungselektrode eines Transistors rückzukoppeln, der eine aktive Last für den Vollverstärker bildet, um das Gleichtakt-Ausgangspotential mit dem Referenzpotential abzugleichen. Wenn jedoch in einem Kaskaden-Volldifferenzverstärker ein Widerstand mit dem Ausgangsanschluß direkt verbunden wird, so daß das Potential an dem neutralen Punkt unter Verwendung einer Widerstands-Spannungsteilung erfaßt wird, nimmt die Verstärkung ab, weshalb ein Vorteil der Kaskadenbauart nicht durchgesetzt werden kann.
• Unter diesem Umstand wurde vorgeschlagen, einen Hochimpedanz-Puffer zwischenzuschalten und das Gleichtakt-Ausgangspotential von einem Ausgang des Hochimpedanz-Puffers mittels eines Spannungsteilungs-Widerstands oder einer Stromaddition zu erfassen. Ein typisches Beispiel dieser Bauärt eines Volldifferenzverstärkers wird an Hand der japanischen Patentanmeldungs-Offenlegung Nr. JP-A-01-126811 beschrieben, die einen Differenzverstärker offenbart, bei dem das Stromadditionsverfahren verwendet wird, wobei ihr Inhalt durch Verweis vollständig in dieser Beschreibung enthalten ist.
• In Fig. 1 ist ein Schaltbild des Volldifferenzverstärkers gezeigt, der in der oben genannten japanischen Patentanmeldungs-Veröffentlichung offenbart ist. Bei dem gezeigten Volldifferenzverstärker sind spannungsgesteuerte Stromschaltungen 100 und 200 mit den Ausgangsanschlüssen 19 bzw. 18 eines Kernverstärkers 500 verbunden, um die jeweilige Ausgangsspannung in einen Strom umzuwandeln. Die so gewonnenen Ströme werden mittels einer Summenstrom-Übertragungsschaltung 300 kombiniert, um einen Summenstrom zu erzeugen, der bei einem Knoten A mit einem in einer Referenzstrom- Übertragungsschaltung 400 erzeugten Referenzstrom verglichen wird. Das Vergleichsergebnis wird rückgekoppelt, um die Gate-Spannung der Transistoren Q27 und Q28 zu steuern, die einen Teil einer aktiven Last des Volldifferenzverstärkers bilden. Mit diesem Rückkopplungsbetrieb nimmt die Gleichtakt-Ausgangsspannung einen dem Referenzpotential VREF gleichen Wert an.
• Beachtet man jedoch den Kernverstärker 500, so werden der Verbindungsknoten zwischen dem Drain-Anschluß eines Transistors Q23 und dem Source-Anschluß eines Transistors Q25 und der Verbindungsknoten zwischen dem Drain-Anschluß eines Transistors Q24 und dem Source-Anschluß eines Transistors Q26 in einen Niedrigimpedanz-Zustand gebracht, da der Gate- Anschluß jedes der Transistoren Q24 und Q26 geerdet ist. Entsprechend werden Pole höherer Potenzen, die durch eine Störkapazität verursacht werden, in einen Hochfrequenzbereich bewegt, weshalb eine ausreichende Phasenspanne mittels eines Pols erster Potenz gewonnen werden kann, der durch eine Niederlast-Kapazität CL gebildet wird. Somit kann der Kernverstärker eine hohe Grenzfrequenz fT haben, die für einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb geeignet ist.
• Untersucht man jedoch die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung, so erkennt man, daß die Pole höherer Potenzen in der Gleichtaktschleife in einen Niederfrequenzbereich bewegt werden, und zwar auf Grund der Störkapazitäten C1 und C2, die parallel zu den Widerständen R1 und R2 auftreten, die mit den Source-Anschlüssen der Transistoren Q32 und Q33 verbunden sind, und auf Grund einer Gate-Kapazität C3 der Gate-Anschlüsse der Transistoren Q27 und Q28, die Steuerungselektroden zum Anlegen der Rückkopplung durch die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung sind. Obwohl der Kernverstärker 500 eine ausreichende Phasenspanne hat, ist es folglich notwendig, die Lastkapazität CL zu erhöhen, um zu bewirken, daß die Gleichtakt-Rückkopplungsspannung eine Phasenspanne hat.
• Dies gilt auch bei einem Gleichtakt-Ausgangserfassungsverfahren. Da nämlich der Spannungsteilungswiderstand und die Gate-Kapazität eines Transistors eine Spannung empfangen, die durch den Spannungsteilungswiderstand gewonnen wird, werden Pole höherer Potenzen in der Gleichtaktschleife in einen Niederfrequenzbereich bewegt, was dazu führt, daß die Lastkapazität CL erhöht werden muß, um zu bewirken, daß die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung eine Phasenspanne hat.
• "Proceedings of the IEEE 1993 Custom Integrated Circuits Conference", 9.-12. Mai, 1993, San Diego, Kalifornien, Seiten 13.4.1-13.4.4; Takashi Morie et al. "A SYSTEM FOR ANALOG CIRCUIT DESIGN TRAT STORES AND RE-USES DESIGN PROCEDURES" offenbart einen Volldifferenzverstärker gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1. Bei dieser Vorrichtung wird das Gleichtaktknoten-Potential durch den Summenstrom eines Paares aus Differenzpaaren erfaßt. Dieses Fehlersignal wird rückgekoppelt. In diesem Dokument muß der Einfluß der Phasen von den Polen, der durch eine Störkapazität verursacht wird, durch Hinzufügen zusätzlicher Kondensatoren stabilisiert werden, die wiederum die Frequenzkenngrößen des Gleichtaktknotens verschlechtern. Dies ist notwendig, da das Fehlersignal einem Gate-Eingang mit einer hohen Impedanz zugeführt wird, wobei der betreffende Knoten für den Einfluß von Störkapazitäten, wie z. B. eine Gate-Kapazität, sehr empfindlich ist.
• Andererseits offenbart die USA-5206602 einen weiteren Verstärker, bei dem ein Paar differentieller Paare in einer Gleichtakt-Erfassungsschaltung enthalten ist.
Zusammenfassung der Erfindung
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Volldifferenzverstärker bereitzustellen, bei dem der oben erwähnte Defekt der herkömmlichen Bauarten überwunden wird.
• Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Volldifferenzverstärker mit einer ausgezeichneten Eigenschaft im Hochgeschwindigkeitsbetrieb bereitzustellen.
• Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Volldifferenzverstärker bereitzustellen, bei dem ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb eines Kernverstärkers durch eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung nicht behindert wird.
• Die oben genannten und weiteren Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden gemäß der vorliegenden Erfindung durch einen Volldifferenzverstärker nach Anspruch 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf unterschiedliche vorteilhafte Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung.
• Gemäß einem Gesichtspunkt stellt die vorliegende Erfindung einen Volldifferenzverstärker bereit, der so aufgebaut ist, daß das Betriebspunkt-Potential eines positiven und eines negativen Ausgangsanschlusses eines Differenzverstärkers mit einer aktiven Last mittels einer Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung eingestellt wird, wobei die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung aufweist: ein erstes differentielles Paar, welches ein Referenzpotential empfängt, das von einem externen und einen positiven Ausgangspotential des Diffe renzverstärkers gegeben wird; ein zweites differentielles Paar, welches das Referenzpotential und ein negatives Ausgangspotential des Differenzverstärkers empfängt; und ein Summenstrom-Rückkopplungsmittel zum Abgeben eines Summenstroms der Ausgangsströme des ersten und des zweiten differentiellen Paars an einen Vorspannungsstrom für die aktive Last des Differenzverstärkers, so daß die Differenz zwischen einem Gleichtakt-Ausgangspotential des Differenzverstärkers und dem Referenzpotential in Form des Summenstroms an den Differenzverstärker rückgekoppelt wird, um derart zu steuern, daß das Gleichtakt-Ausgangspotential des Differenzverstärkers mit dem Referenzpotential ausgeglichen wird.
• Die oben genannten sowie weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung an Hand der begleitenden Zeichnung.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
• Fig. 1 ist ein Schaltbild des herkömmlichen Volldifferenzverstärkers;
• Fig. 2 ist ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Volldifferenzverstärkers der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 3 ist ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des Volldifferenzverstärkers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung; und
• Fig. 4 ist ein Diagramm, das eine Phasenkennlinie und eine Amplitudenkennlinie des zweiten Ausführungsbeispiels des Volldifferenzverstärkers und des herkömmlichen Volldifferenzverstärkers darstellt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
• In Fig. 2 ist ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Volldifferenzverstärkers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der gezeigte Volldifferenzyerstärker enthält einen Eingangsanschluß 11 zum Empfangen einer invertierten Phaseneingabe und einen weiteren Eingangsanschluß 12 zum Empfangen einer nicht-invertierten Phaseneingabe. Die Eingangsanschlüsse 11 und 12 sind mit einem Gate-Anschluß von M-Kanal-MOS-Transistoren Q21 bzw. Q22 verbunden, deren Source-Anschlüsse gemeinsam mit einem Drain-Anschluß eines N-Kanal-MOS-Transistors Q31 verbunden sind. Die Drain-Anschlüsse der MOS-Transistoren Q21 und Q22 sind mit den Drain-Anschlüssen der P-Kanal-MOS-Transistoren Q23 bzw. Q24 verbunden, deren Source-Anschlüsse mit einer Hochpotential-Stromversorgungsleitung 13 verbunden sind. Außerdem sind die Drain-Anschlüsse der MOS-Transistoren Q23 und Q24 auch mit den Source-Anschlüssen der P-Kanal-MOS- Transistoren Q25 bzw. Q26 verbunden, deren Drain-Anschlüsse mit den Drain-Anschlüssen der N-Kanal-MOS-Transistoren Q27 bzw. Q28 verbunden sind sowie auch mit den Gate-Anschlüssen der N-Kanal-MOS-Transistoren Q33 bzw. Q32 verbunden sind. Die Source-Anschlüsse der MOS-Transistoren Q27 und Q28 sind mit den Drain-Anschlüssen der N-Kanal-MOS-Transistoren Q29 bzw. Q30 verbunden, deren Source-Anschlüsse mit einer Niedrigpotential-Stromversorgungsleitung 14 verbunden sind.
• In der oben beschriebenen Schaltung bilden die Transistoren Q21 bis Q30 eine Kernschaltung des Volldifferenzverstärkers, und die Transistoren Q23 und Q24 bilden eine aktive Lastschaltung. Den gemeinsam angeschlossenen Gate-Anschlüssen der Transistoren Q23 und Q24 wird eine Vorspannung VB1 über einen Spannungsanschluß 15 zugeführt. Den gemeinsam angeschlossenen Gate-Anschlüssen der Transistoren Q25 und Q26 wird ein Vorspannungspotential VB2 durch einen Spannungsanschluß 16 zugeführt. Den gemeinsam angeschlossenen Gate-Anschlüssen der Transistoren Q27 und Q28 wird ein Vorspannungspotential VB5 durch einen Spannungsanschluß 20 zugeführt. Den Gate-Anschlüssen der Transistoren Q29, Q30 und Q31 sowie auch der N-Kanal-MOS-Transistoren Q44 und Q45 wird ein Vorspannungspotential VB3 durch einen Spannungsanschluß 17 zugeführt.
• Außerdem werden eine positive Ausgangsspannung Vo(+) und eine negative Ausgangsspannung Vo(-) von den Ausgangsanschlüssen 18 und 19 gewonnen, die mit den Drain-Anschlüssen der Transistoren Q25 bzw. Q26 verbunden sind. Die positive Ausgangsspannung Vo(+) wird durch ein aus den N-Kanal-MOS- Transistoren Q33 und Q42 bestehendes differentielles Paar mit einer Referenzspannung VREF verglichen, und die negative Ausgangsspannung Vo(-) wird mit der Referenzspannung VREF durch ein aus N-Kanal-MOS-Transistoren Q32 und Q41 bestehendes differentielles Paar verglichen.
• Die Drain-Anschlüsse der Transistoren Q41 und Q42 sind mit dem Drain-Anschluß und dem Gate-Anschluß eines P-Kanal-MOS- Transistors Q43 gemeinsam verbunden, dessen Source-Anschluß mit der Hochpotential-Stromversorgungsleitung 13 verbunden ist. Entsprechend werden die Ausgangsströme dieser differentiellen Paare durch P-Kanal-MOS-Transistoren Q43 summiert, wodurch eine den beiden differentiellen Paaren gemeinsame aktive Last gebildet wird. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren Q32 und Q33 sind gemeinsam mit dem Drain- Anschluß und dem Gate-Anschluß eines P-Kanal-MOS-Transistors Q34 verbunden, dessen Source-Anschluß mit der Hochpotential-Stromversorgungsleitung 13 verbunden ist. Die Source-Anschlüsse der Transistoren Q41 und Q32 sind gemeinsam mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q44 verbunden, und die Source-Anschlüsse der Transistoren Q42 und Q32 sind gemeinsam mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q44 verbunden. Die Source-Anschlüsse der Transistoren Q44 und Q45 sind mit der Niedrigpotential-Stromversorgungsleitung 14 verbunden.
• Außerdem sind P-Kanal-MOS-Transistoren Q46 und Q47 mit den Transistoren Q23 bzw. Q24 parallel geschaltet. Die Drain- Anschlüsse der Transistoren Q46 und Q47 sind mit dem Drain- Anschluß der Transistoren Q43 gemeinsam verbunden.
• Es wird nun ein Rückkopplungsbetrieb der oben erwähnten Schaltung beschrieben. Die allgemeine Betrachtung wird nun an einem aus MOS-Transistoren bestehenden Differenzverstärker durchgeführt (in Fig. 2 sind z. B. die Transistoren Q32 und Q41 in Form eines differentiellen Paars geschaltet, wobei der Transistor Q43 die aktive Last bildet und der N-Kanal-MOS-Transistor Q44 als Konstantstromquelle wirkt). Wie z. B. in C. Toumazou et al. "Analog IC design: the currentmode approach", Seite 183 und Seiten 235-238, Peter Peregrinus Ltd., 1990, beschrieben, deren Inhalt in dieser Beschreibung durch Verweis vollständig enthalten ist, läßt sich die Beziehung zwischen einem Ausgangsstrom 101 (dem durch den Transistor Q43 fließenden Strom) und einer Eingangsspannungs-Differenz Vid (der Differenz zwischen dem Referenzpotential VREF und dem invertierten Phasenausgang Vo(-) des Kernverstärkers) folgendermaßen ausdrücken:
• I&sub0;&sub1; = (2 · ISS · K)1/2 · Vid · {1 - (K/2) · ISS] · Vid²}1/2
• wobei 2 · ISS der durch den Transistor Q44 fließende Strom ist, der die Konstantstromquelle bildet, und K folgendermaßen definiert wird:
• K = u · Cox · W/{2 · (1 + δ)· L}
• wobei u = Träger-Beweglichkeit des MOS-Transistors
• Cox = Gate-Oxidfilm-Kapazität pro Einheitsfläche
• W = Kanalbreite
• L = Kanallänge
• δ = Korrekturkoeffizient ( 0)
• In der obigen Gleichung ist {1 - [(K/2) · ISS] Vid²}1/2 eine bezüglich Vid gerade Funktion, weshalb 101 eine ungerade Funktion bezüglich Vid ist. Außerdem hat dieser Ausgangsstrom 101 keine lineare Beziehung zu der Eingangsspannungs- Differenz Vid. Für den Fall, daß eine Abweichung des Gleichtakt-Ausgangspotentials, nämlich eines 1/2-Potentials der Summe aus dem nicht-invertierten Phasenausgang und dem invertierten Phasenausgang des die Transistoren Q21 und Q22 enthaltenden Kernverstärkers klein ist, ist es möglich, auf die folgende Weise eine Rückkopplungsschleife zu bilden, bei der als das Ausmaß der Rückkopplung die Differenz zwischen dem Referenzpotential VREF und dem Gleichtakt-Ausgangspotential genommen wird, indem man die Tatsache verwendet, daß I&sub0;&sub1; bezüglich Vid eine ungerade Funktion ist.
• In der in Fig. 2 gezeigten Schaltung betrachte man nun die beiden differentiellen Paare, die aus den MOS-Transistoren Q32 und Q41 bzw. den MOS-Transistoren Q33 und Q42 bestehen. Wenn die Referenzspannung VREF gleich der Gleichtakt-Ausgangsspannung ist und man annimmt, daß die Eingangsspannungs-Differenz in dem aus den MOS-Transistoren Q32 und Q41 bestehenden differentiellen Paar Vid ist, wird die Eingangsspannungs-Differenz in dem aus den MOS-Transistoren Q33 und Q42 bestehenden differentiellen Paar zu -Vid. Somit haben die Ausgangsströme 101 und 102 der beiden differentiellen Paare, welche eine ungerade Funktion bezüglich ihrer Eingangsspannungs-Differenz sind, zueinander entgegengesetzte Polaritäten, weshalb sie einander aufheben. Daher kommt es bei dem Summenstrom I&sub0; (der durch den Transistor Q43 fließende Strom, nämlich I&sub0;&sub1; + I&sub0;&sub2;) ähnlich wie bei dem Fall, bei dem keine Eingabe stattfindet, zu keiner Änderung. Mit anderen Worten kommt es zu keiner Beeinträchtigung beim Normalbetrieb.
• Wenn das Referenzpotential VREF zu dem Gleichtakt-Ausgangspotential unterschiedlich wird, wenn z. B. das Gleichtakt-Ausgangspotential höher als das Referenzpotenial VREF wird, nimmt die Spannung des Transistors Q43 ab. Da in diesem Fall ein linearer Betrieb in einem kleinen Ausgangsamplitudenbereich angenähert werden kann, ist es möglich, die Differenz zwischen dem Referenzpotential und dem Gleichtakt-Ausgangspotential problemlos zu erfassen. Andererseits kann der lineare Betrieb in einem großen Ausgangsamplitudenbereich nicht angenähert werden. Wenn jedoch die Potentialdifferenz ΔV zwischen dem Referenzpotential und dem Gleichtakt-Ausgangspotential im Vergleich zur Amplitude klein ist, reicht es aus, wenn ein differenzierter Koeffizient in der Amplitude betrachtet wird. Da hier der differenzierte Koeffizient der ungeraden Funktion eine gerade Funktion ist, nehmen die Differentiationen der jeweiligen Ausgangsströme der oben erwähnten beiden differentiellen Paare, die entgegengesetzte Polaritäten, jedoch denselben absoluten Wert haben, zueinander gleiche Werte an. Somit steht der Summenstrom der durch die Potentialdifferenz AXT verursachten Ausgangsströme im Verhältnis zur Potentialdifferenz AXT. Da der differenzierte Koeffizient unterschiedlich ist, wenn die Amplitude unterschiedlich ist, ändert sich genau hier der Rückkopplungsbetrag in Abhängigkeit von der Amplitude. Da jedoch die Schleifenverstärkung in der Rückkopplungsschleife ausreichend groß ist, kann der Einfluß des nicht-invertierten Ausgangs und des invertierten Ausgangs vernachlässigt werden. Somit wird eine Rückkopplungsschleife gebildet, die als Rückkopplungsbetrag die Differenz zwischen dem Referenzpotential VREF und dem Gleichtakt-Ausgangspotential hat.
• In der in Fig. 2 gezeigten Schaltung bilden die Transistoren Q43, Q46 und Q47 eine Stromspiegelschaltung, und die Drain-Anschlüsse der Transistoren Q46 und Q47 sind mit den Drain-Anschlüssen der Transistoren Q23 bzw. Q24 verbunden. Wenn der Strom des Transistors Q43 abnimmt, nehmen somit die Ströme der Transistoren Q46 und Q47 entsprechend ab, so daß der Vorspannungsstrom des Kernverstärkers abnimmt, weshalb sich das Gleichtakt-Ausgangspotential absenkt.
• Wenn das Gleichtakt-Ausgangspotential niedriger als das Referenzpotential VREF wird, kann eine ähnliche Betrachtung zutreffen. Der Rückkopplungsbetrieb wird nämlich durchgeführt, um das Gleichtakt-Ausgangspotential so zu erhöhen, so daß das Gleichtakt-Ausgangspotential zu dem Referenzpotential VREF gleich wird.
• Es werden nun Pole höherer Potenzen in der Gleichtaktschleife untersucht. Da in diesem Ausführungsbeispiel abweichend von dem herkömmlichen Volldifferenzverstärker kein Widerstand verwendet wird, um das Gleichtakt-Ausgangspotential zu erfassen, kommt es zu keiner Beeinflussung, die durch eine parallel zu einem Widerstand auftretende Störkapazität verursacht wird. Außerdem wird die Rückkopplung der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung in Form eines Stroms durch die Stromspiegelschaltung zugeführt, wobei die Schaltung durch die Gate-Kapazität des Transistors (welcher die Steuerungselektrode bildet) nicht beeinflußt wird.
• In der in Fig. 2 gezeigten Schaltung beachte man nun den Verbindungsknoten N1 zwischen den Drain-Elektroden des Transistors Q43 und den Drain-Elektroden der Transistoren Q41 und Q42 sowie einen Verbindungsknoten N2 zwischen den Drain-Elektroden des Transistors Q34 und den Drain-Elektro den des Transistors Q32 und Q33. Der Widerstand bei dem jeweiligen Verbindungsknoten N1 und N2 wird durch die Transistoren Q43 bzw. Q34 zu 1/gm gemacht (wobei gm die Transkonduktanz ist), und sind daher so aufgebaut, daß sie einen niedrigen Widerstand haben. Man würde nämlich davon ausgehen, daß ein Niedrigimpedanz-Zustand eingestellt wird. Somit werden Pole höhere Potenzen, die durch eine Störkapazität verursacht werden, in einen Hochfrequenzbereich geschoben. Dies stimmt auch bei dem Verbindungsknoten zwischen jedem differentiellen Paar und seiner Stromquelle. Untersucht man den Verbindungsknoten zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor Q44 und den Drain-Elektroden der Transistoren Q32 und Q41 sowie den Verbindungsknoten zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor Q45 und den Drain-Elektroden der Transistoren Q33 und Q42, kann man, da das Referenzpotential VREF ein festes Potential ist, vom Standpunkt der jeweiligen Verbindungsknoten die Betrachtung durchführen, daß die Transistoren Q41 und Q42 einen Zustand mit geerdetem Gate-Anschluß, und somit eine niedrige Eingangsimpedanz haben. Daher werden die Verbindungsknoten in einen Zustand niedriger Eingangsimpedanz gebracht.
• Es wird nun ein zweites Ausführungsbeispiel des Volldifferenzverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung an Hand von Fig. 3 beschrieben, die ein Schaltbild des zweiten Ausführungsbeispiels ist. In Fig. 3 tragen Elemente, die den in Fig. 2 gezeigten entsprechen, dieselben Bezugsziffern, und ihre Erklärung wird ausgelassen.
• Wie man aus einem Vergleich zwischen Fig. 2 und 3 erkennt, ist das zweite Ausführungsbeipiel dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren Q23, Q24, Q46 und Q47 zu zwei Transistoren Q23 und Q24 verdichtet oder vereinfacht sind. Die Transistoren Q23 und Q24 bilden eine Stromspiegelschaltung in Zusammenarbeit mit dem Transistor Q43, durch den der Summenstrom der beiden differentiellen Paare der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung fließt.
• Ähnlich dem ersten Ausführungsbeispiel sind die jeweiligen Verbindungsknoten in dem zweiten Ausführungsbeispiel in einer niedrigen Impedanz gebildet, die durch Störkapazitäten nicht beeinflußt wird.
• In Fig. 4 sind eine Phasenkennlinie und die Amplitudenkennlinie (Verstärkung) in dem zweiten Ausführungsbeispiel des Volldifferenzverstärkers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung und in dem herkömmlichen in Fig. 1 gezeigten Volldifferenzverstärker gezeigt, die aus einer Simulation gewonnen wurden, die sich auf SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) stützte. In Fig. 4 zeigt die Ordinatenachse die Phase und die Verstärkung, und die Abszissenachse zeigt die Frequenz. Außerdem stehen die durchgezogenen Linien für die Phasenkennlinien, und die strichpunktierten Linien zeigen die Amplitudenkennlinien. Sowohl bei den durchgezogenen Linien als auch den strichpunktierten Linien stehen die obere durchgezogene Linie und die obere strichpunktierte Linie für das zweite Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, und die untere durchgezogene Linie und die untere strichpunktierte Linie stehen für den in Fig. 1 gezeigten herkömmlichen Volldifferenzverstärker.
• Man sieht aus Fig. 4, daß das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung eine Phasenspanne von etwa 30º-40º hat, die Phasenspanne des herkömmlichen Volldifferenzverstärkers jedoch beinahe 0º ist, wenn dieselbe Lastkapazität gegeben ist. Da man nämlich nicht sägen kann, daß eine gegebene Schaltung stabil ist, wenn die Phasenspanne etwa einige Grad beträgt, mußte der herkömmliche Volldifferenzverstärker so konstruiert werden, daß er eine erhöhte Lastkapazität hat, um den Betrieb zu stabilisieren. Das Ausführungs beispiel der vorliegenden Erfindung hat jedoch keine erhöhte Lastkapazität nötig, und es ist daher möglich, einen Volldifferenzverstärker zu verwirklichen, der eine hohe Grenzfrequenz fT hat und daher für einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb geeignet ist.
• Wie oben erwähnt, wird bei dem Volldifferenzverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung das Gleichtakt-Ausgangspotential durch Addition im Strombetrieb erfaßt und zu dem Kernverstärker im Strombetrieb rückgekoppelt. Mit anderen Worten besteht die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung aus den beiden differentiellen Paaren und der Stromspiegelschaltung. Somit werden die jeweiligen Verbindungsknoten in der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung im Niedrigimpedanzzustand erhalten, weshalb die Schaltung durch eine Störkapazität nicht beeinflußt wird. Da außerdem die Pole höherer Potenzen, die durch eine Störkapazität verursacht werden, in den Hochfrequenzbereich verschoben werden, läßt sich eine ausreichende Phasenspanne durch einen Pol erster Potenz gewinnen, der durch eine niedrige Lastkapazität erzeugt wird.
• Die vorliegende Erfindung kann somit den Nachteil des herkömmlichen Volldifferenzverstärkers überwinden, bei dem, obwohl der Kernverstärker eine ausreichende Phasenspanne hat, die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung eine erhöhte Lastkapazität haben mußte, um eine Phasenspanne zu bekommen, was dazu führte, daß der Hochgeschwindigkeitsbetrieb unweigerlich geopfert wurde. Mit anderen Worten ermöglicht die vorliegende Erfindung die Bereitstellung eines Volldifferenzverstärkers, der eine hohe Grenzfrequenz fT hat und der daher für den Hochgeschwindigkeitsbetrieb geeignet ist, da der Volldifferenzverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung ohne eine Erhöhung der Lastkapazität stabilisiert werden kann.
• Die Erfindung wurde somit an Hand der speziellen Ausführungsbeispiele gezeigt und beschrieben. Es sollte jedoch darauf hingewiesen werden, daß die vorliegende Erfindung in keinerlei Weise auf die Einzelheiten der dargestellten Strukturen beschränkt ist, sondern daß Änderungen und Abwandlungen innerhalb des Schutzbereichs der beigefügten Ansprüche durchgeführt werden können.

Claims (3)

1. Volldifferenzverstärker, welcher aufweist:

einen Differenzverstärker (Q21, Q22, Q25, Q26) mit einem positiven und einem negativen Ausgangsanschluß (Vo(+), Vo(-)) und einer aktiven Last (Q23, Q24),

eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung mit einem ersten differentiellen Paar (Q32, Q41), einem zweiten differentiellen Paar (Q33, Q42), und

einem Rückkopplungsmittel (Q32, Q43), das ein Arbeitspunktpotential des positiven und des negativen Ausgangsanschlusses (Vo(+), Vo(-)) einstellt, wobei

das erste differentielle Paar (Q32, Q41) ein von einer externen Quelle vorgegebenes Referenzpotential (VREF) und ein positives Ausgangspotential (Vo(+)) des Differenzverstärkers (Q21, Q22, Q25, Q26) empfängt,

das zweite differentielle Paar (Q33, Q42) das von der externen Quelle vorgegebene Referenzpotential (VREF) und ein negatives Ausgangspotential (Vo(-)) des Differenzverstärkers (Q21, Q22, Q25, Q26) empfängt, und

das Rückkopplungsmittel (Q43) einen Summenstrom der Ausgangsströme des ersten und des zweiten differentiellen Paars (Q32, Q41; Q33, Q42) abgibt, so daß eine Differenz zwischen einem Gleichtakt-Ausgangspotential des Differenzverstärkers (Q21, Q22, Q25, Q26) und dem Referenzpotential (VREF) zu dem Differenzverstärker (Q21, Q22, Q25, Q26) rückgekoppelt wird,

dadurch gekennzeichnet, daß

das Rückkopplungsmittel (Q43) ein Summenstrom-Rückkopplungsmittel ist und den Summenstrom zu einem Vorspannungs strom für die aktive Last (Q23, Q24) des Differenzverstärkers gibt, um so zu steuern, daß das Gleichtakt-Ausgangspotential des Differenzverstärkers (Q21, Q22, Q25, Q26) mit dem Referenzpotential (VREF) ausgeglichen wird.

2. Volldifferenzverstärker nach Anspruch 1, bei welchem das Summenstrom-Rückkopplungsmittel enthält:

einen mit dem ersten und dem zweiten differentiellen Paar (Q32, Q41; Q33, Q42) verbundenen ersten Transistor (Q43) als gemeinsame aktive Last,

einen mit dem differentiellen Verstärker (Q21, Q22, Q25, Q26) verbundenen zweiten und dritten Transistor (Q23, Q24) als die aktive Last des Differenzverstärkers (Q21, Q22, Q25, Q26), und

einen mit dem zweiten und dem dritten Transistor (Q23, Q24) jeweils parallel geschalteten vierten und fünften Transistor (Q46, Q47), wobei

der erste, der vierte und der fünfte Transistor (Q43, Q46, Q47) verbunden sind, um eine Stromspiegelschaltung zu bilden.

3. Volldifferenzverstärker nach Anspruch 1, bei welchem das Summenstrom-Rückkopplungsmittel enthält:

einen mit dem ersten und dem zweiten differentiellen Paar (Q32, Q41; Q33, Q42) verbundenen ersten Transistor (Q43) als gemeinsame aktive Last,

einen mit dem differentiellen Verstärker (Q21, Q22, Q25, Q26) verbundenen zweiten und dritten Transistor als die aktive Last (Q23, Q24) des Differenzverstärkers (Q21, Q22, Q25, Q26), wobei

der erste, der zweite und der dritte Transistor (Q43, Q23, Q24) verbunden sind, um eine Stromspiegelschaltung zu bilden.