DE69221759T2

DE69221759T2 - Adressierungssystem für eine Flüssigkristallanzeige

Info

Publication number: DE69221759T2
Application number: DE69221759T
Authority: DE
Inventors: Benjamin Robert Clifton; Terry James Scheffer
Original assignee: In Focus Systems Inc
Current assignee: In Focus Systems Inc
Priority date: 1991-04-01
Filing date: 1992-02-12
Publication date: 1998-01-02
Anticipated expiration: 2012-02-13
Also published as: ATE157475T1; EP0507061B1; EP0507061A2; JP2001092428A; US5485173A; US5546102A; JPH05100642A; JPH07120147B2; AU1075892A; AU646140B2; EP0507061A3; US5420604A; CA2060735A1; TW209914B; US5585816A; CA2060735C; KR960003440B1; US5852429A; DE69221759D1; KR920020386A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Adressieren von Flüssigkristalleinrichtungen. Genauer gesagt betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Adressieren von auf einen Effektivwert ansprechenden Direktmultiplex-Flüssigkristallanzeigen mit hohem Informationsgehalt.
Beispiele für auf einen Effektivwert (oder quadratischen Mittelwert) ansprechende Direktmultiplex-Flüssigkristallanzeigen mit hohem Informationsgehalt sind Systeme, welche nematische Dreh-(TN; Twisted Nematic), nematische Superdreh-(STN; Supertwisted Nematic) oder überhomöotrope (SH; Superhomeotropic) Flüssigkristallanzeigefelder (LCD-Felder) enthalten. Auf solchen Feldern ist ein nematisches Flüssigkristallmaterial zwischen parallelen, mit Zwischenraum angeordneten gegenüberliegenden Glasplatten oder Substraten angeordnet. Bei einer üblichen Ausführungsform wird eine Matrix aus transparenten Elektroden auf die Innenfläche jeder Platte aufgebracht, welche üblicherweise auf einer Platte in horizontalen Zeilen und auf der anderen Platte in vertikalen Spalten angeordnet sind, um ein Bildelement oder "Pixel" überall dort vorzusehen, wo eine Zeilenelektrode eine Spaltenelektrode überdeckt.
Anzeigen mit hohem Informationsgehalt, z.B. solche, welche in Computermonitoren verwendet werden, erfordern eine große Anzahl Pixel, um beliebige Informationsmuster in der Form von Text oder graphischen Bildern darzustellen. Matrix-LCDs mit 480 Zeilen und 640 Spalten, welche 307200 Pixel erzeugen, sind durchaus üblich, wobei jedoch erwartet wird, daß Matrix-LCDs bald mehrere Millionen Pixel umfassen können.
Der optische Zustand eines Pixels, d.h., ob es dunkel, hell oder in einer Zwischenschattierung erscheint, wird durch die Orientierung des Richtungsgebers (Direktor) des Flüssigkristalls innerhalb dieses Pixels bestimmt. Bei sogenannten rms-response-Anzeigen (auf den Effektivwert oder quadratischen Mittelwert ansprechende Anzeigen) kann die Richtung der Orientierung durch das Anlegen eines elektrischen Feldes an das Pixel verändert werden, welches ein dielektrisches Drehmoment in dem Direktor induziert, welches proportional zu dem Quadrat des angelegten elektrischen Feldes ist. Das angelegte elektrische Feld kann entweder ein Gleichstromfeld oder ein Wechselstromfeld sein, wegen der quadratischen Abhängigkeit ändert sich das Vorzeichen des Drehmomentes nicht, wenn das Vorzeichen des elektrischen Feldes wechselt. Bei den Direktmultiplex-Adressierverfahren, die üblicherweise bei Matrix- LCDs eingesetzt werden, erfährt das Pixel ein Wechselstromfeld, das proportional zu der Differenz der Spannungen ist, welche an die Elektroden auf den gegenüberliegenden Seiten des Pixels angelegt werden. Signale geeigneter Frequenz, Phase und Amplitude, welche durch die darzustellende Information bestimmt werden, werden an die Zeilen- und Spaltenelektroden angelegt und erzeugen ein elektrisches Wechselstromfeld über jedem Pixel, wodurch dieses einen optischen Zustand annimmt, welcher der darzustellenden Information entspricht.
Die Flüssigkristallfelder haben eine inhärente Zeitkonstante τ, welche die Zeit kennzeichnet, welche der Flüssigkristall Direktor benötigt, um in seinen Gleichgewichtszustand zurückzukehren, nachdem er durch ein externes Drehmoment aus diesem heraus gebracht wurde. Die Zeitkonstante τ ist definiert als τ = ηd²/K, wobei η eine mittlere Viskosität des Flüssigkristalls ist, d ist die Größe des Zellenzwischenraums oder der Abstand, und K ist die mittlere Elastizitätskonstante des Flüssigkristalls Bei einem konventionellen Flüssigkristallmaterial mit einem Zellenzwischenraum von 7-10 µm, der für Anzeigen üblich ist, liegt die Zeitkonstante T in der Größenordnung von 200-400 ms.
Wenn die Zeitkonstante τ im Vergleich zu der längsten Periode der Wechselspannung, welche an das Pixel angelegt wird, lang ist, kann der Flüssigkristall-Direktor nicht auf die plötzlichen dielektrischen Drehmomente ansprechen, welche an diesen angelegt werden, und er kann nur auf ein über der Zeit gemitteltes Drehmoment reagieren. Da das momentane Drehmoment proportional zu dem Quadrat des elektrischen Feldes ist, ist das über der Zeit gemittelte Drehmoment proportional zu dem zeitlichen Mittelwert des quadratischen elektrischen Feldes. Unter diesen Bedingungen, wird der optische Zustand des Pixels durch den quadratischen Mittelwert, rms-Wert (rms = root mean square) oder Effektivwert der angelegten Spannung bestimmt. Dies ist bei den üblichen Multiplexanzeigen der Fall, wo die Zeitkonstante τ des Flüssigkristallfeldes 200 bis 400 ms beträgt und die Information mit einer Rate von 60 Hz erneuert wird, was einer Bild- oder Blockperiode, oder auch Rahmendauer (frame period), von 1/60 5 oder 16,7 ms entspricht.
Einer der Hauptnachteile der herkömmlichen Direktmultiplex- Adressierverfahren für LCDs mit hohem Jnformationsgehalt ergibt sich, wenn das Flüssigkristallfeld eine Zeitkonstante hat, die in die Nähe der Bildperiode kommt. (Die Bildperiode beträgt ungefähr 16,7 ms.) Jüngste technologische Verbesserungen haben die Zeitkonstanten (τ) der Flüssigkristallfelder von ungefähr 200-400 ms auf unter 50 ms gesenkt, indem der Zwischenraum (d) zwischen den Substratend dünner gemacht wurde, sowie durch die Synthese eines Flüssigkristallmaterials, welches eine niedrigere Viskosität (η) und eine höhere Elastizitätskonstante (K) hat. Wenn man versucht, für Anzeigen mit hohem Informationsgehalt bei diesen schneller ansprechenden Flüssigkristallfeldern konventionelle Adressierverfahren zu verwenden, verschlechtern sich die Helligkeit und das Kontrastverhältnis der Anzeige, und im Falle der überhomöotropen (SH) Anzeigen ergeben sich auch Instabilitäten der Ausrichtung.
Die Verminderung der Anzeigehelligkeit und des Kontrastverhältnisses ergibt sich bei diesen schnelleren Feldern, weil bei den herkömmlichen Multiplexverfahren für die LCDs mit hohem Informationsgehalt jedes Pixel einen "Auswahl"-Impuls kurzer Dauer, einmal pro Bildperiode erhält, dessen Spitzenamplitude üblicherweise 7 bis 13 mal höher als die Effektivspannung, gemittelt über die Bildperiode ist. Aufgrund der kürzeren Zeitkonstante τ reagiert der Flüssigkristall-Direktor sofort auf diesen Auswahlimpuls hoher Amplitude, woraus sich eine plötzliche Anderung der Pixelhelligkeit ergibt, bevor es für den Rest der Bildperiode zu einem Ruhezustand zurückkehrt, welcher der wesentlich niedrigeren Effektivspannung entspricht. Da das menschliche Auge dazu neigt, das Helligkeitsüberschwingen auf einen wahrgenommenen Pegel auszumitteln, erscheint der helle Zustand dunkler, und der dunkle Zustand erscheint heller. Die Verschlechterung wird als "Rahmenoder Bildempfindlichkeit" (frame response) bezeichnet. Wenn die Differenz zwischen dem hellen Zustand und dem dunklen Zustand vermindert wird, vermindert sich auch das Kontrastverhältnis, d.h. das Verhältnis der durchgelassenen Luminanz eines hellen Zustands zu der durchgelassenen Luminanz eines dunklen Zustands.
Es wurden verschiedene Versuche unternommen, diese Rahmenempfindlichkeit zu vermindern. Die Verkleinerung der Bildperiode ist eine Lösung, diese Lösung ist jedoch durch die obere Frequenzgrenze der Ansteuerschaltung und die Filtereffekte auf die Ansteuerwellenformen begrenzt, welche durch den Schichtwiderstand der Elektrode und die Kapazität des Flüssigkristalls verursacht werden. Eine andere Lösung ist die Senkung der relativen Amplitude des Auswahlimpulses, d.h. eine Senkung des Vorspannungsverhältnisses, dadurch vermindert sich jedoch letztendlich das Kontrastverhältnis.
Es sind weitere Matrix-Adressiertechniken bekannt, welche keine Zeilenauswahlimpulse hoher Amplitude verwenden, und bei denen daher nicht zu erwarten ist, daß sie bei schneller ansprechenden Feldern eine Rahmenempfindlichkeit induzieren. Diese Techniken sind jedoch nur für LCDs mit geringem Informationsgehalt anwendbar, wo es entweder nur ein paar Matrixzeilen gibt, oder wo die möglichen informationsmuster aufirgendeine Weise beschränkt sind, indem z.B. nur ein Pixel pro Spalte "aus" sein darf.
Ein Vorteil der schnell ansprechenden Flüssigkristallfelder ist, daß mit ihnen flache, "an die Wand zu hängende" Femsehbildschirme machbar sind, welche aus Videofrequenz-LCDs mit hohem Informationsgehalt bestehen. Dieser Vorteil kann jedoch mit den herkömmlichen Direktmultiplex-Adressierverfahren nicht vollständig ausgenutzt werden, weil die Rahmenempfindlichkeit in diesen Feldern eine Verschlechterung der Helligkeit und des Kontrastverhältnisses und die Einführung von Instabilitäten der Ausrichtung verursacht.
Die GB-A-2 002 562 offenbart eine Matrixanzeige mit einer mX x nY-Elektrodenmatrix. Eine erste Reihe aus codierten Wellenformen wird gleichzeitig an die X-Elektroden angelegt, und eine zweite Reihe aus codierten Wellenformen wird gleichzeitig an die Y-Elektroden angelegt. Die an die Y-Elektroden angelegten Codes werden auf die Codes der X-Elektroden und auf die Information bezogen, welche bei jedem Pixel angezeigt werden soll, das zu den jeweiligen Y-Elektroden gehört. Die Codes können einer Pseudozufallsreihe entsprechen. Die codierten Wellenformen, welche an die X-Elektroden und die Y-Elektroden angelegt werden, sind vorbestimmt und in einem Speicher gespeichert.
Die CH-A-0 645 473 beschreibt eine Flüssigkristall-Anzeigematrix, die mit einer Technik adressiert wird, welche innerhalb einer Bildperiode nur ein Anzeigeelement in jeder Spalte adressiert. Somit kann die Anzeigematrix nur einwertige Funktionen anzeigen, wie den Wellenformverlauf auf einem Oszilloskop. Die Adressierung eines Anzeigeelementes wird durch Ansteuern einer Zeilenelektrode und einer Spaltenelektrode mit demselben Signal erreicht, welches aus einer Walsh-Funktion abgeleitet wird. Die willkürliche Vertauschung der Reihenfolge der Schritte (d.h. der Adressierintervalle) der Walsh-Funktionssignale, welche an die Zeilen- und Spaltenelektroden angelegt werden, verhindert, daß Phantombilder auf der Anzeigematrix erscheinen.
Die vorliegende Erfindung sieht ein neues Adressierverfahren und verschiedene bevorzugte Ausführungsformen einer Vorrichtung zum Adressieren schneller ansprechender LCD-Felder mit hohem Informationsgehalt vor. Das vorliegende Adressierverfahren und die bevorzugten Ausführungsformen schaffen eine helle Videofrequenz-Anzeige mit hohem Kontrast und hohem Informationsgehalt, welche keine Instabilitäten der Ausrichtung aufweist.
Bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung werden die Zeilenelektroden der Matrix kontinuierlich mit Zeilensignalen angesteuert, welche jeweils einen Impulszug umfassen. Die Zeilensignale sind zeitlich periodisch und haben eine gemeinsame Periode T, welche der Rahmen- oder Bildperiode (frame period) entspricht. Die Zeilensignale sind unabhängig von der Information oder den anzuzeigenden Daten, und sie sind vorzugsweise orthogonal und normiert, d.h. orthonormal. Der Begriff normiert meint, daß alle Zeilensignale dieselbe effektive (rms) Amplitude integriert über der Bildperiode haben, während der Begriff orthogonal meint, daß dann, wenn die Amplitude eines Signals, welches an eine Zeilenelektrode angelegt wird, mit der Amplitude eines Signals, welches an eine andere Zeilenelektrode angelegt wird, multipliziert wird, das Integral dieses Produkts über der Bildperiode null ist.
Während jeder Bildperiode T werden mehrere Spaltensignale aus dem gesamten Informationszustand der Pixel in der Spalte erzeugt. Die Spaltenspannung zu einer Zeit t während der Bildperiode T ist proportional zu der Summe, welche man erhält, wenn jedes Pixel in der Spalte berücksichtigt und die Spannung der Zeile dieses Pixels zu einer Zeit t zu der Summe addiert wird, wenn das Pixel "aus" sein soll, sowie die Spannung der Zeile dieses Pixels zu der Zeit t von der Summe subtrahiert wird, wenn das Pixel "ein" sein soll. Wenn die orthonormalen Zeilenfunktionen nur zwischen zwei Spannungspegeln umschalten, kann die obige Summe als die Summe des Exklusiv-Oder-Produktes (XOR-Produktes) des Logikpegels jedes Zeilensignals zu der Zeit t mal dem Logikpegel des Informationszustands des Pixels, welches dieser Zeile entspricht, dargestellt werden.
Wenn die LCD mit dem Verfahren der vorliegenden Erfindung adressiert wird, senkt sich die Rahmenempfindlichkeit drastisch, weil das Verhältnis der Spitzenamplitude zur Effektivamplitude, welche jedes Pixel sieht, im Bereich von 2 bis 5 liegt, was wesentlich niedriger als bei den herkömmlichen Multiplex-Adressierverfahren für LCDs mit hohem Informationsgehalt ist. Für LCD-Felder, welche Zeitkonstanten in der Größenordnung von 50 ms haben, werden die Pixel als Pixel mit helleren hellen Zuständen und dunkleren dunklen Zuständen und somit einem höheren Kontrastverhältnis wahrgenommen. Die Instabilitäten der Ausrichtung, welche durch die Signale mit hohen Spitzenamplituden eingeführt werden, fallen ebenfalls weg.
Eine Hardware-Realisierung des Adressierverfahrens der vorliegenden Erfindung umfaßt eine externe Video- oder Bildquelle, eine Steuereinrichtung, welche Videodaten und Zeitinformation empfängt und formatiert, eine Speichereinrichtung zum Speichern der Anzeigedaten, einen Zeilensignalgenerator, einen Spaltensignalgenerator und wenigstens ein LCD-Feld.
Das Adressierverfahren der vorliegenden Erfindung kann erweitert werden, um Grauskalen-Schattierungen vorzusehen, wobei der Informationszustand jedes Pixels nicht mehr einfach nur "ein" oder "aus" ist, sondern eine Mehrbitdarstellung, welche der Schattierung des Pixels entspricht. Bei diesem Verfahren wird jedes Bit dazu verwendet, ein getrenntes Spaltensignal zu erzeugen, und der endgültige optische Zustand des Pixels wird durch einen gewichteten Mittelwert die Wirkung jedes Bits des Informationszustands des Pixels bestimmt.
Fig. 1 ist eine schematische Darstellung der Signale zum Adressieren der Zeilen und Spalten, welche an eine LCD-Matrix in einem Anzeigesystem gemäß dieser Erfindung angelegt werden;
Fig. 2 ist eine geschnittene Teilansicht der LCD-Matrix längs der Linie 2-2;
Fig. 3 ist ein Beispiel einer 32 x 32-Walsh-Funktionsmatrix, welche in Verbindung mit der Erfindung der Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 4 gibt Walsh-Funktionswellenformen wieder, welche der Walsh-Funktionsmatrix der Fig. 3 entsprechen;
Fig. 5 ist eine verallgemeinerte Form der Walsh-Funktionsmatrix von Fig. 3;
Fig. 6 ist eine verallgemeinerte Darstellung einer Ausführungsform eines Schaltkreises, der zum Erzeugen einer binären Pseudozufallsfolge gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
Fig. 7 zeigt eine Spannungswellenform über einem Pixel für mehrere Bildperioden gemäß dem Adressierverfahren der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 zeigt die optische Reaktion eines Pixels auf die Spannungswellenform der Fig. 7;
Fig. 9 ist eine graphische Darstellung der Anzahl D Treffer zwischen dem Informationsvektor und den Swift-Matrixvektoren, welche einer Bildperiode für eine 240 Zeilenanzeige dieser Erfindung entsprechen;
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 11 ist ein Flußdiagramm des Grundbetriebs einer Ausführungsform der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum Adressieren eines LCD-Anzeigesystems;
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm eines Zeilentreiber-IC, das in Fig. 12 gezeigt ist;
Fig. 14 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des in Fig. 12 gezeigten, integrierten Zeilentreiber-IC;
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des XOR- Summengenerators, welcher in Fig. 14 gezeigt ist;
Fig. 16 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform des XOR-Summengenerators;
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm des integrierten Treibers der Fig. 14 mit einer dritten Ausführungsform des XOR- Summengenerators;
Fig. 18 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum Adressieren eines LCD-Anzeigesystems;
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm, welches den Spaltensignalrechner der Fig. 18 zeigt;
Fig. 20 ist ein Blockdiagramm, welche eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 14, einschließlich Grauschattierung zeigt;
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 17, einschließlich Grauschattierung zeigt;
Fig. 22 ist ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 19, einschließlich Grauschattierung zeigt;
Fig. 23 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des Swift-Funktionsgenerators, welcher in Fig. 18 gezeigt ist;
Fig. 24 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform des Swift-Funktionsgenerators, welcher eine Zufallsinversion der Swift-Funktionen vorsieht; und
Fig. 25 ist ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform des Swift-Funktionsgenerators, welcher eine Zufalls- Umordnung der Swift-Funktionen vorsieht.
Die vorliegende Erfindung sieht ein neues Adressiersystem und -verfahren für Anzeigesysteme vor, welche auf einen Effektivwert oder quadratischen Mittelwert (rms) ansprechen. Bei einem Adressierverfahren, welches die vorliegende Erfindung verkörpert, ist das Verhältnis der Spitzenamplitude über einem einzelnen Pixel während einer Bildperiode zur Effektivspannung, gemittelt über eine Bildperiode, wesentlich niedriger als bei herkömmlichen Adressierverfahren für Anzeigen mit hohem Informationsgehalt. Auf diese Weise verbessert das vorliegende Adressierverfahren die Anzeigehelligkeit und das Kontrastverhältnis insbesondere für Anzeigen, welche Flüssigkristalifelder mit Zeitkonstanten (T) unter 200 ms verwenden. Das Adressierverfahren eliminiert ferner die potentiell schädliche Netto-Gleichstromkomponente über dem Flüssigkristall, wenn über eine vollständige Bildperiode gemittelt wird, so daß sich der Vorteil ergibt, daß das angezeigte Bild bei jeder Bildperiode geändert werden kann. Ferner vermeidet diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das Auftreten von Instabilitäten der Ausrichtung.
Im folgenden wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der durchgängig gleiche Teile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind.
Das Adressierverfahren kann am besten in Verbindung mit einer auf einen Effektivwert (rms) ansprechenden Flüssigkristallanzeige (LCD) beschrieben werden, die in den Fig. 1 und 2 gezeigt ist. Es ist ein Anzeigesystem 10 gezeigt, das eine LCD- Anzeige 12 hat, welche vorzugsweise ein Paar mit geringem Abstand angeordnete parallele Glasplatten 14 und 16 aufweist, wie man am deutlichsten in Fig. 2 sieht. Eine Dichtung 18 ist um die Platten 14 und 16 gelegt, um eine abgeschlossene Zelle mit einem Spalt oder Zwischenraum 20 zu erzeugen, wobei der Zwischenraum 20 eine Abmessung (d) zwischen 4 jim und 10 µm hat, obwohl auch dünnere und dickere Zellenzwischenräume bekannt sind. In dem Zellenzwischenraum 20 ist nematisches Flüssigkristall untergebracht, welches bei 21 gezeigt ist.
Eine NXM-Matrix aus transparenten leitenden Leitungen oder Elektroden wird auf der Innenseite der Platten 14 und 16 aufgebracht. Bei diesem Beispiel sollen die horizontalen Elektroden allgemein als Zeilenelektroden 22&sub1;-22N bezeichnet werden, und die vertikalen Elektroden als Spaltenelektroden 24&sub1;-24M In einigen Fällen wird es notwendig sein, auf eine oder zwei bestimmte Elektroden zu verweisen. In diesen Fällen wird eine Zeilenelektrode als die i-te Elektrode der N Zeilenelektroden in der NXM-Matrix bezeichnet werden, z.B. 22i, wobei i = 1 bis N. Ähnlich wird die bestimmte Spaltenelektrode als die j-te Elektrode der M Spaltenelektroden bezeichnet, wobei j = 1 bis M. Dieselbe Nomenklatur wird auch verwendet, um einige andere Matrixelemente zu bezeichnen, die unten erörtert sind.
Das in Fig. 1 gezeigte Elektrodenmuster umfaßt Hunderte Zeilen und Spalten, und immer wenn sich eine Zeilen- und eine Spaltenelektrode 22&sub1;-22N und 24&sub1;-24N überdecken, z.B. dort, wo die Zeilenelektrode 22i die Spaltenelektrode 24. überdeckt, wird ein Pixel 26ij gebildet. Es sollte offensichtlich sein, daß andere Elektrodenmuster möglich sind, welche vorteilhaft die Merkmale des hier zu beschreibenden Adressierverfahrens ausnutzen. Die Elektroden können z.B. in einem Spiralmuster auf einer Platte und in einem Radialmuster auf der anderen Platte angeordnet sein, oder sie können alternativ als Segmente einer alphanumerischen Anzeige angeordnet sein.
Jede Spaltenelektrode 22&sub1;-22N der Anzeige 12 wird mit einem periodischen zeitabhängigen Zeilensignal 28&sub1;-28N angesteuert, wobei alle Signale eine gemeinsame Periode T haben, die als die Rahmen- oder Bildperiode bekannt ist. In den mathematischen Gleichungen, welche folgen, wird die Amplitude eines Zeilensignals 28i als F&sub1; (t) bezeichnet. Für das adressierte Verfahren der vorliegenden Erfindung ist es eine ausreichende Bedingung, daß die Zeilensignale 281-28N über der Bildperiode T periodisch und orthonormal sind.
Der Begriff "orthonormal" ist eine Kombination aus "orthogonal" und "normal". Im mathematischen Sinne bezeichnet normal die Eigenschaft, daß die Zeilensignale 28&sub1;-28N normiert sind, so daß sie dieselbe Effektivamplitude haben. Orthogonal bezeichnet die Eigenschaft, daß jedes Zeilensignal 28i, wenn es mit einem anderen Zeilensignal, z.B. 28i+3, multipliziert wird, ein Signal ergibt, dessen Integral über der Bildperiode null ist.
Der gewünschte Informationszustand des Pixeis 26 kann mit einer Informationsmatrix 1 dargestellt werden, deren Elemente Iij dem Zustand des Pixels entsprechen, welches durch die Überdeckung der i-ten Zeilenelektrode mit der j-ten Spaltenelektrode definiert wird. Wenn gemäß dem gewünschten Informationsmuster das Pixel 26ij "ein" sein soll, ist der Pixelzu stand -1, und Iij = -1 (logisch HOCH). Wenn das Pixel 26ij "aus" sein soll, ist der Pixelzustand +1, und Iji = +1 (logisch NIEDRIG). In Fig. 1 bezeichnet z.B. das Element 1ij-2 der Informationsmatrix den Pixelzustand des Pixels, welches durch die i-te Zeilenelektrode und die (j-2)-te Spaltenelektrode definiert wird. Dieser Pixelzustand wird auf -1 gesetzt, und das Pixel 26 ist "ein". Ein Informationsvektor Ij kann ebenfalls definiert werden, welcher der j-ten Spalte der Informationsmatrix 1 entspricht. Für die spezielle, in Fig. 1 gezeigte Spalte j-2 sind die Elemente Iij des Informationsvektors Ij-2[-1, +1, -1, +1, +1](für i = N-4 bis N).
Jede Spaltenelektrode 24&sub1;-24M hat ein Spaltensignal, wie z.B. das Signal 30j-2, welches an diese angelegt wird. Die Amplitude des Spaltensignals 30j-2 hängt von dem Informationsvektor welcher alle Pixel in der Spalte darstellt, und den Zeilensignalen 28&sub1;-28N ab. Ähnlich hängt die Amplitude aller anderen Spaltensignale 30&sub1;-30M von dem entsprechenden Informationsvektor Ij und den Zeilensignalen 28&sub1;-28N ab. In den mathematischen Gleichungen, welche folgen, wird die Amplitude des Spaltensignals 30j zur Zeit t für die j-te Spalte als G&sub1;-(t) bezeichnet, wobei 1. der Informationsvektor für die j-te Spalte ist.
Die Spannung über dem Pixel 26ij in der i-ten Zeile und der j- ten Spalte, Uij ist die Differenz zwischen der Amplitude Fi (t) des an die Zeile 22i angelegten Signals und der Amplitude G&sub1;-(t) des an die Spalte 24j angelegten Signales, d.h.:
Uij(t) = F&sub1;(t) - GIj(t) (1)
Der quadratische Mittelwert oder Effektivwert der Spannung (d.h. die Effektivspannung), welche über dem Pixel 26ij erscheint, ist:
Das Einsetzen der Gleichung 1 in die Gleichung 2 ergibt:
Bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung werden Spaltensignale 30&sub1;-30M als eine lineare Kombination aller Zeilensignale 28&sub1;-28N und der Koeffizienten +1 oder -1 erzeugt. Die Koeffizienten sind die Pixelzustände der Pixel in den Spalten. Die Spaltensignale 30&sub1;-30M werden dafür für jede Spalte auf die folgenden Weise berechnet:
wobei Iij der Informationszustand des Pixels in der j-ten Spalte und der i-ten Zeile und c eine Proportionalitätskonstante ist.
Das Einsetzen der Gleichung 4 in die Gleichung 31 unter der Annahme, daß die Zeilensignale 28&sub1;-28N orthonormal sind, d.h. ergibt
Für ein Pixel, welches "ein" ist, ist Iij = -1, und die "Ein"- Effektivspannung über dem Pixel ist somit:
Für ein Pixel, welches "aus" ist, ist... = +1, und die "Aus"- Effektivspannung über dem Pixel ist somit:
Das Auswahlverhältnis R ist das Verhältnis der "Ein"-Effektivspannung zu der "Aus"-Effektivspannung, welche über einem Pixel auftreten kann. D.h.:
Das maximale Auswahlverhältnis findet man, wenn die Gleichungen 7 und 8 in die Gleichung 9 eingesetzt werden und wenn R in Bezug auf die Proportionalitätskonstante c maximiert wird. Dies führt zu: mit
Unter bestimmten Bedingungen kann es vorteilhaft sein, einen anderen Wert für c zu verwenden, der das theoretische Auswahlverhältnis nicht maximiert.
Das Einsetzen von c aus der Gleichung 11 in die Gleichung 8 und das Einstellen von < Uoff> = 1, d.h. das Normieren aller Spannungen in Bezug auf die "Aus"-Effektivspannung, führt zu
Das Einsetzen der Gleichung 11 in die Gleichung 4 ergibt den Ausdruck für die Spaltenspannung:
Wieder mit Bezug auf Fig. 1, wo die Zeilensignale 28&sub1;-28N analoge Signale sind, deren Frequenz und Amplitude sich ständig ändert, kann die Gleichung 13 leicht in zahlreichen Hardware- Ausführungsformen realisiert werden. Das Anzeigesystem 10 kann z.B. mehrere analoge Multiplizierer enthalten, welche die Amplitude Fio(t) jedes Zeilensignals 28i mit dem entsprechenden Element der Informationsmatrix 1. multiplizieren. Analoge Summierer summieren das Ausgangssignal jedes Multiplizierers, um eine Spannung bei den entsprechenden Spaltenelektroden 24&sub1;- 24M vorzusehen.
Der Fachmann wird erkennen, daß ein gemeinsames Signal H(t) allen Zeilen- und Spaltensignalen 28&sub1;-28N und 30&sub1;-30M überlagert werden könnte, um ihre äußere Erscheinung zu verändern, dies ändert jedoch die Grundsätze der vorliegenden Erfindung nicht. Der Grund hierfür ist, daß, wie Gleichung 1 zeigt und bereits erörtert wurde, es die Spannungsdifferenz über einem Pixel ist, welche seinen optischen Zustand bestimmt, und diese Differenz wird durch Überlagern eines gemeinsamen Signals bei allen Zeilen- und Spaltenelektroden 22&sub1;-22N und 24&sub1;-24M nicht beeinflußt.

Beschreibung der Walsh-Funktionsmatrix

Die verallgemeinerten analogen Zeilensignale 28&sub1;-28N, welche in Fig. 1 gezeigt sind, könnten zweistufige Signale, oder Signale mit zwei Pegeln, sein. Zweistufige Signale sind vorteilhaft, weil sie leicht mit normalen digitalen Techniken erzeugt werden können. Walsh-Funktionen sind ein Beispiel für zweistufige, orthonormale Funktionen, welche als Zeilenadressiersignale verwendet werden können. Walsh-Zeilensignale haben die Form:
wobei Wik Elemente einer 2s x 2s-Walsh-Funktionsmatrix sind, welche entweder +1 oder -1 sind. Der Index i entspricht der iten Zeile der Walsh-Matrix sowie dem Signal für die i-te Zeile der Anzeige. Die Walsh-Matrixspalten entsprechen einer Zeitachse, welche aus 2s gleichen Zeitintervallen Δt über der Bildperiode T besteht, und der Index k bezeichnet das k-te Zeitintervall Δtk, wie durch die alternative Notation in Gleichung 14 angedeutet ist. Die Elemente der Walsh-Matrixen sind entweder +1 oder -1, so daß die Amplitude Fi(t) einen von zwei Werten über jedem Zeitintervall Δtk annimmt, d.h. entweder + oder .
Die Spaltensignale 30&sub1;-30M werden erhalten, indem man die Gleichung 14 in die Gleichung 13 einsetzt, so daß:
Ein Beispiel einer 32 x 32 (s = 5) Walsh-Funktionsmatrix 40 ist in Fig. 3 angegeben, und eine Periode der Walsh-Wellen, welche aus den entsprechenden Zeilen dieser Matrix abgeleitet sind, ist in Fig. 4 gezeigt. Am Ende jeder Periode wiederholen sich die Walsh-Wellen. Bei den Beispielen der Fig. 3 und 4 wurden die Walsh-Funktionen der Sequenz nach geordnet, wobei jede nachfolgende Walsh-Welle eine Sequenz oder Folge hat, die um eins größer ist als die vorangehende Walsh-Welle. Sequenz bezeichnet die Anzahl der Male, welche jede Walsh-Welle während einer Bildperiode die Nullspannungslinie überquert (oder eine Flanke hat). Die Sequenz wurde in Fig. 4 auf der linken Seite der Walsh-Wellen aufgeschrieben.
Walsh-Funktionen kommen in vollständigen Sätzen aus 2s Funktionen, welche jeweils 2s Zeitintervalle umfassen. Wenn die Anzahl der Matrixzeilen N der Anzeige 12 keine Potenz von 2 ist, müssen die Zeilensignale 28&sub1;-28N aus einer Walsh-Funktionsmatrix gewählt werden, die eine Größenordnung hat, welche der nächst höheren Potenz von zwei entspricht, d.h. 2s-1 < N ≤ 2s. Die Walsh-Matrix muß die gleiche oder eine größere Anzahl Zeilen haben wie die Anzeige, weil die Orthogonalitätsbedingung verhindert, daß dasselbe Zeilensignal 28i mehr als einmal verwendet wird. Wenn N = 480 (d.h. die Anzeige 12 hat 480 mit 22i - 22&sub4;&sub8;&sub0; bezeichnete Zeilen), werden 480 unterschiedliche oder eindeutige Zeilensignale aus der Gruppe aus 512 Walsh-Funktionen mit 512 Zeitintervallen Δt ausgewählt. In diesem Fall ist s = 9.
Es sollte klar sein, daß es möglich ist, die Anzeige 12 in verschiedene unterschiedlich adressierbare Bildschirmteile zu gliedern. Wenn die Anzeige 12 mit den 480 Zeilen z.B. in zwei gleiche Teile aufgeteilt wird, würde jeder Teil der Anzeige 12 adressiert, als ob er eine Anzeige mit 240 Zeilen wäre. In diesem Fall ist N = 240, und die Zeilensignale 28&sub1;-28N werden aus der Gruppe aus 256 Walsh-Funktionen mit 256 Zeitintervallen Δt ausgewählt.
Die allgemeine Form der Walsh-Funktionsmatrix 42 ist in Fig. 5 gezeigt. Die Elemente Wu,v (wobei u,v = 0, 1, 2,... 2s-1) haben die oben beschriebene Sequenzordnung, wenn jedes Element durch die folgende Beziehung definiert ist:
wobei die tiefstehende Zahl i sich auf die i-te Stelle (Digit) der binären Darstellung der dezimalen Zahl u bezieht, welche die Zeilenposition bezeichnet, oder der dezimalen Zahl v, welche die Spaltenposition bezeichnet, d.h.
Udecimal = (Us-1, Us-2, ... U&sub1;, U&sub0;) binär 17)
und Vdecimal = (Vs-1, Vs-2, ... V&sub1;, Vo)binär (18)
wobei ui und vi entweder 0 oder 1 sind; und
r&sub0;(u) = Us-1
r&sub1;(u) = Us-1 + Us-1
r&sub2;(u) = Us-2 + Us-3
rs-1(u) = u&sub1; + u&sub0; (19)
Wenn die Summengleichung 16 ungerade ist, dann ist Wu, v = -1, und wenn sie gerade ist, dann ist Wu,v = +1.
Durch Verwenden der Gleichungen 16 - 19 kann jedes Element in der Matrix 42 ermittelt werden. Um z.B. das Element in der 6. Zeile und der 40 Spalte (d.h. W&sub5;&sub1;&sub3;) in einer Walsh-Matrix der Größenordnung 8 (d.h. 5 = 3) zu ermitteln, müssen die durch die Gleichungen 17 und 18 angegebenen Operationen durchgeführt werden. Insbesondere da gilt:
Udecimal = 5 = (101)binär (20)
ist dann:
u&sub2;= 1, u&sub1; = 0, u&sub0; = 1 (21)
Ahnlich gilt
Vdecimal =3= (011)binär (22)
und daher:
v&sub2; = 0, v&sub1; = 1, v&sub0; = 1 (23)
Das Einsetzen der obigen Werte für u, die man mit der Gleichung 21 findet, in die richtigen Gleichungen 19 führt zu:
r&sub0;(u) = u&sub2; = 1
r&sub1;(u) = u&sub2; + u&sub1; = 1 + 0 = 1
r&sub2; (u) = u&sub1; + u&sub0; = 0 + 1 = 1 (24)
Durch Kombinieren der Gleichungen 23 und 24 erhält man:
v&sub0; r&sub0; = 1 1 = 1
v&sub1; r&sub1; = 1 1 = 1
v&sub2; r&sub2; = 0 1 = 0 (25)
Durch Summieren der Ergebnisse (Gleichung 16) ergibt sich, daß Σ = 2 und W5,3 = (-1)² = 1.
Die übrigen Elemente der Matrix 42 können mit Hilfe ähnlicher Berechnungen ermittelt werden. Die obigen Gleichungen können für jede Bildperiode in Echtzeit ausgeführt werden&sub1; vorzugsweise werden die Berechnungen jedoch einmal ausgeführt und für die nachfolgende Verwendung in einem Nur-Lese-Speicher oder Arbeitsspeicher abgelegt.
Die Walsh-Funktionswellen der Matrix 42 bilden einen kompletten Satz orthonormaler Funktionen mit der Eigenschaft: wobei

Binäre Pseudozufallssequenzen

Eine andere Klasse zweistufiger orthonormaler Zeilensignale 28&sub1;-28N kann aus einer Klasse aus Funktionen erhalten werden, deren Funktionen als binäre Maximallängen-Pseudozufallsfolgen Funktionen (PRBS-Funktionen; Pseudo Random Binary Sequences) bekannt sind.
PRBS-Funktionen können mit der grundsätzlichen, in Fig. 6 gezeigten Schieberegisterschaltung 35 erzeugt werden, welche ein Schieberegister 36 mit Exklusiv-ODER-Rückführungsgattern 37-39 aufweist. Eine solche Schaltung kann in der Praxis als solche realisiert werden, oder sie kann als ein Modell verwendet werden um die PRBS-Funktionen auf einem Rechner zu erzeugen, wobei die Ergebnisse in einem ROM gespeichert werden.
Wenn man mit den Schieberegistern in einem Anfangslogikzustand beginnt, welcher durch x&sub1; - xs bezeichnet wird, werden Taktimpulse an die Register angelegt, welche sukzessive die Logikzustände der verschiedenen Stufen nach vorne zu der Ausgangsstufe schieben und neue Logikzustände zurück zu der Eingangsstufe führen, wie es durch die Verbindung der Exklusiv- ODER-Gatter bestimmt wird. Nach einer bestimmten Anzahl Taktimpulse kehrt das Schieberegister in seinen Anfangszustand zurück, und die binäre Folge bei der Ausgangsstufe beginnt, sich zu wiederholen. Die Länge der Ausgangsfolge, bevor sie sich wiederholt, wird durch die Anzahl und Positionen der Stufen bestimmt, welche in der Rückführungsschleife liegen. Für ein Register mit s Stufen beträgt die maximale Länge L der sich nicht wiederholenden Folge L = 2s-1. Beispiele für Feedback-Verbindungen, welche Folgen mit maximaler Länge erzeugen, sind unten zusammengefaßt. Tabelle 1
Wenn man die Logikzustände als Spannungspegel betrachtet und für logisch 0 eine +1 sowie für logisch 1 eine -1 einsetzt, kann die Exklusiv-ODER-Operation in eine normale Multiplikation umgewandelt werden. Diese zuletzt genannte Definition der Logikzustände wird für den gesamten Rest dieses Abschnitts übernommen, siehe Tabelle 2. Tabelle 2
Man betrachte das Beispiel eines dreistufigen Schieberegisters mit Feedback-Verbindungen bei 3 und 1, wie in Tabelle 1 gezeigt. Ausgehend von dem Anfangslogikzustand -1, +1, +1 für die drei Stufen können die nachfolgenden Zustände des Schieberegisters aus der folgenden rekursiven Beziehung bestimmt werden:
x&sub1;(n+1) = x&sub3;(n)x&sub1;(n)
x&sub2;(n+1) = x&sub1;(n)
x&sub3;(n+1) = x&sub2;(n) (28)
wobei xi(n) der logische Zustand der i-ten Stufe in dem Register nach dem Anlegen des n-ten Taktimpulses ist, wenn man annimmt, daß das Register mit dem ersten Taktimpuls initiahsiert wird. Der Zustand des Schieberegisters nach einem ersten und nachfolgenden Taktimpulsen ist in Tabelle 3 zusammengefaßt. Für diesen Fall wiederholen sich der Zustand des Schieberegisters und die binäre Ausgangsfolge nach 7 Zyklen, d.h. xi (n) = xi (n+7). Tabelle 3
Als ein weiteres Beispiel sei eine PRBS-Funktion maximaler Länge mit 255 Zyklen betrachtet, welche aus den folgenden rekursiven Gleichungen basierend auf einem 8-stufigen Schieberegister erhalten wird. Wiederum werden die Feedback-Verbindungen gemacht, die in der Tabelle 1 für 5 = 8 empfohlen sind, woraus sich ergibt:
x&sub1;(n+1) = x&sub8;(n)x&sub6;(n)x&sub5;(n)x&sub4;(n)
x&sub2;(n+1) = x&sub1;(n)
x&sub3;(n+1) = x&sub2;(n) (29)
xB (n+1) = x, (n)
Es kann eine L x L-Matrix der PRBS-Funktionen definiert werden, bei der die erste Zeile einfach die PRBS-Funktion selbst ist, d.h. P&sub1;- = x&sub5;(j), und jede nachfolgende Matrixzeile wird aus der vorhergehenden durch eine zyklische Verschiebung um einen Zyklus abgeleitet. Die zweite Zeile ist dann P2j = xs(j+1) und die i-te Zeile ist Pij = x&sub5;(j+i-1). Die Maximallängen-PRBS-Funktionen sind aufgrund der Eigenschaft interessant, daß sie beinahe orthogonal zu den verschobenen Versionen ihrer selbst sind, d.h.
Der Ausdruck für die Spaltenspannung bei Verwendung von PRBS- Funktionen ist ähnlich der Gleichung 15 für die Walsh-Funktionen, abgesehen davon, daß die Walsh-Matrixelemente Wik ersetzt werden durch die PRBS-Matrixelemente Pik

Swift-Funktionen

Wie oben erörtert, können die analogen Zeilensignale 28&sub1;-28N der Fig. 1 mit Wellenformen realisiert werden, die mit analogen Schaltungselementen erzeugt werden. Wenn die Zeilensignale 28&sub1;-28N jedoch digitale Darstellungen der Walsh- oder PRBS- Funktionen sind, ist eine Hardware-Realisierung des vorliegenden Adressierverfahrens mit einer digitalen Logik möglich. Um die Anzeigeleistung des Anzeigesystems 10 zu verbessern, kann ferner eine vierte Klasse Funktionen beschrieben werden, welche als "Swift"-Funktionen bezeichnet sind. Swift-Funktionen können z.B. aus Walsh-Funktionen oder aus PRBS-Funktionen abgeleitet werden.

Swift-Funktionen auf der Grundlage von Walsh-Funktionen

Eine Swift-Matrix kann aus einer Walsh-Matrix 42 abgeleitet werden, indem N Zeilen ausgewählt werden. Die ausgewählen Zeilen werden vorzugsweise aus der Gruppe der nach Sequenzen geordneten Walsh-Wellen ausgewählt, welche die größte Sequenz haben.
Ein Vorteil der Verwendung der Zeilen mit höherer Sequenz ist, daß die erste Zeile der Walsh-Matrix 42 nicht verwendet werden muß. Die erste Zeile ist insoweit einzigartig, als sie immer +1 ist, während alle anderen Zeilen eine gleiche Anzahl Zeitintervalle mit positiver Amplitude und mit negativer Amplitude haben. Das Weglassen der ersten Zeile eliminiert die potentiell schädliche Netto-Gleichstromkomponente über den Pixeln der Anzeige 12, wenn die Pixeispannung über eine Bildperiode gemittelt wird. Die mittlere Netto-Gleichstromkomponente über einem Pixel wird aus der Differenz zwischen der Spaltenspannungsamplitude GI(t) und der Zeilenspannungsamplitude Fi(t), gemittelt über alle Zeitintervalle Δt der Periode, bestimmt.
Da es keine potentiell schädliche Netto-Gleichstromkomponente gibt, wenn Swift-Wellenformen Si verwendet werden, ist es nicht nötig, die Zeilen- und Spaltensignale 28&sub1;-28N und 30&sub1;-30M nach jeder Bildperiode zu invertieren. Ferner kann bei der vorliegenden Erfindung die Anzeigeinformation vorteilhaft nach jeder Bildperiode verändert werden.
Die Swift-Matrix kann weiter modifiziert werden, indem ungeordnet ein Teil der N Zeilen in der Swift-Matrix invertiert wird. Die Inversion wird durch Multiplizieren jedes Elementes in der ausgewählten Zeile mit -1 erreicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird etwa die Hälfte der Zeilen in der Swift-Matrix invertiert. Somit empfangen während jedes Zeitintervalis etwa die Hälfte der Zeilen eine Spannung , und die übrigen Zeilen empfangen eine Spannung . Während der anderen Zeitintervalle bleibt dieses Verhältnis ungefähr gleich, abgesehen davon, daß andere Zeilen für die Spannungen und ausgewählt werden.
Das Invertieren der Swift-Wellen auf diese Weise beeinflußt weder die orthogonale noch die normierte Eigenschaft, es eliminiert jedoch die Möglichkeit, daß bestimmte gemeinsame Informationsmuster, welche auftreten würden, wenn Streifen oder ein Schachbrettmuster mit verschiedenen Breiten angezeigt würde, eine ungewöhnlich hohe oder niedrige Trefferzahl zwischen dem Informationsvektor Ij und dem Swift-Funktionsvektor und somit eine große GIj-Spannung für bestimmte Zeitintervalle erzeugen könnte.
Die Swift-Matrix könnte auch modifiziert werden, indem die Zeilen umgeordnet werden. Dies beeinflußt die Orthonormierung nicht und könnte unter bestimmten Umständen dazu verwendet werden, Anzeigestreifeneffekte zu vermindern.

Swift-Funktionen auf der Grundlage der Maximallängen-PRBS

Obwohl die Maximallängen-PRBS-Funktionen für große L nahezu orthogonal sind, würden sie noch immer ein Übersprechen verursachen, wenn sie in dieser Form für die Matrix-Adressierung der vorliegenden Erfindung verwendet würden. Um theoretisch orthogonale Funktionen aus den Maximallängen-PRBS-Funktionen zu erhalten, wird eine neue Gruppe Swift-Funktionen erzeugt, indem ein zusätzliches Zeitintervall zu den PRBS-Funktionen hinzugefugt wird und der Wert der Swift-Funktion während dieses Intervalls zwangsweise immer +1 oder -1 gesetzt wird, d.h. Pi(L+1) = +1 oder -1. Die resultierende Impulsfolge hat nun exakt 2s Zeitintervalle mit den gewünschten orthonormalen Eigenschaften:
Vorzugsweise wird Pi(L+1) = +1 so gewählt, daß sichergestellt ist, daß die Funktionen netto keinen Gleichstromanteil aufweisen, d.h.
Die mit diesen Swift-Funktionen adressierten Anzeigen haben scheinbar ein gleichmäßigeres Erscheinungsbild als Anzeigen, welche mit Swift-Funktionen adressiert werden, die auf Walsh-Funktionen basieren. Der Grund hierfür ist, daß die PRBS-Funktionen alle den selben Frequenzgehalt haben, und daß daher die Dämpfung der Zeilenwellenformen durch die RC-Last der Anzeige für alle Zeilen im wesentlichen gleich ist.
Ähnlich wie bei den Swift-Funktionen, welche auf Walsh-Funktionen basieren, wird vorzugsweise etwa die Hälfte der Zeilen der vorliegenden Swift-Matrix invertiert, indem diese Zeilen mit -1 multipliziert werden.

Swift-Funktionen auf der Grundlage anderer orthonormaler zweistufiger Funktionen

Der Fachmann wird erkennen, daß es praktisch eine unbegrenzte Anzahl orthonormaler zweistufiger Funktionen gibt, welche für die Swift-Funktionen verwendet werden könnten. Die oben beschriebenen Swift-Funktionen, welche auf Walsh-Funktionen basieren, könnten z.B. in eine vollständig andere Gruppe Swift- Funktionen transformiert werden, indem einfach eine willkürliche Anzahl Spalten in der Swift-Matrix ausgetauscht wird, ein Verfahren welches die orthonormale Eigenschaft nicht beeinflußt. Selbstverständlich gilt das gleich für die Swift-Funktionen, welche auf Maximallängen-PRBS-Funktionen basieren. Swift-Funktionen könnten auch transformiert werden, indem eine beliebige Anzahl Spalten invertiert werden, d.h. indem diese mit -1 multipliziert werden. Dieses Verfahren wäre jedoch weniger günstig, obwohl hiermit die orthonormale Eigenschaft beibehalten würde, weil diese Transformation allgemein eine Nettogleichspannung über den Pixeln einführen würde, welche es notwendig macht, alle Ansteuerpegel in jeder zweiten Bildperiode zu invertieren, um sie wieder zu entfernen.
Der Ausdruck für die Spaltenspannung ist bei Verwendung der Swift-Funktionen ähnlich wie die Gleichung 15, welche aus den Walsh-Funktionen abgeleitet wurde, abgesehen davon, daß die Walsh-Matrixelemente Wik durch die Swift-Matrixelemente Sik ersetzt werden.

Amplitude der Spaltensignale

Eine Untersuchung der Summe in Gleichung 15 ergibt, daß für jedes gegebene Zeitintervall Δtk die Amplitude GIj(t) des Spaltensignals 30j abhängig von der Größe der Summe ist. Die Summe ist die Häufigkeit, mit der ein Element eines Informationsvektors Ij und ein Element in dem Swift-Spaltenvektor Sk übereinstimmen (d.h. +1 und +1 treffen zusammen, oder -1 und -1 treffen zusammen) minus der Häufigkeit von Fehltreffern (d.h. +1 und -1 oder -1 und +1). Da die gesamte Anzahl der Treffer und Fehltreffer N ergeben muß, wird die Gleichung 15
wobei Dk die Anzahl der Treffer zwischen dem Informationsvektor Ij und der k-ten Spalte der Walsh-, Swift- oder PRBS-Funktionsmatrix ist. Die Spaltenspannung kann somit so groß wie + N F oder so klein wie - N F sein, abhängig davon, ob es N Treffer oder null Treffer gibt. Wenn man jedoch annimmt, daß die Vorzeichen der Spaltenelemente in der Matrix Sik zufällig verteilt sind, was bei der Swift-Matrix der Fall ist, ist die Wahrscheinlichkeit, daß alle Elemente des Informationsvektors mit der Swift-Matrixspalte Sk übereinstimmen oder nicht übereinstimmen, sehr gering, insbesondere wenn die Anzahl der Zeilen N der Anzeige 12 groß ist, was bei Anzeigen mit hohem Informationsgehalt der Fall ist. Die Trefferwahrscheinlichkeit für bestimmte Walsh-Matrixspalten könnte für bestimmte Informationsmuster erheblich höher sein, was einer der Gründe dafür ist, daß bevorzugt eine Swift-Funktionsmatrix verwendet wird.
Die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von D Treffern P(D) kann ausgedrückt werden als
wobei (g) der Binomialkoeffizient ist, welcher die Anzahl der Kombinationen von N unterschiedlichen Dingen ist, wenn zu einem bestimmten Zeitpunkt D herausgenommen werden, der gegeben ist durch
Für große N und D kann die Binomialverteilung angenähert werden durch die Normalverteilung. Somit wird Gleichung 34 zu
Aus Gleichung 36 ist klar, daß die wahrscheinlichste Anzahl der Treffer bei D = N/2 auftritt, für das die Spaltenspannung null ist, siehe Gleichung 33. Je mehr D von dem wahrscheinlichsten Wert N/2 abweicht, desto größer ist die Größe der Spaltenspannung, das Auftreten dieser Bedingung wird jedoch immer unwahrscheinlicher. Die größte Spaltenspannung, welche im Mittel über einer vollständigen Bildperiode auftritt, (d.h. wenn man jedes Zeitintervall Δtk betrachtet, wobei 1 ≤ k ≤ 2s) kann erhalten werden, indem die Gleichung 36 für den Wert D' gelöst wird, wobei P(D') = 2-s, und indem dieser Wert in die Gleichung 33 eingesetzt wird. Die resultierende wahrschein lichste Spitzen-Spaltensignalspannung, welche in einer vollständigen Bildperiode auftritt, Gpeak, ist dann gegeben durch
Da die Spannung über dem Pixel die Differenz zwischen den Zeilen- und Spaltenspannungen (Gleichung 1) ist, ist die Größe der maximalen Spannung, welche über einem Pixel auftritt, Upeak:
die auch gleich dem Verhältnis der Größe der Spitzenspannung, welche während einer Bildperiode auftritt, zu der "Aus"-Effektivspannung ist, weil (U&sub0;ff) normiert wurde, d.h. (Uoff) 1. Es ist wünschenswert, daß Upeak so nahe bei (U&sub0;ff) liegt wie möglich, um den Effekt der "Rahmenempfindlichkeit" zu minimieren. Für eine Anzeige mit 240 im Multiplexverfahren gesteuerten Zeilen (N = 240) 5 = 8 und mit den Gleichungen 12 und 38 erhält man z.B. Upeak/(Uoff) = 2,39. Es ist wahrscheinlich, daß über viele Bildperioden T höhere Spitzenspannungen auftreten. Es ist jedoch sehr unwahrscheinlich, daß das Verhältnis Upeak/(Uoff) den Wert 5:1 überschreitet. Dieses Verhältnis ist erheblich niedriger als der Wert 12,06, der sich aus dem herkömmlichen Adressierverfahren für LCDs mit hohem Informationsgehalt ergibt.

Optische Empfindlichkeit (Response) auf Swift-Funktionsansteuerung

- In den Fig. 7 und 8 ist eine typische Wellenform U (t) über einem Pixel, wie dem Pixel 26ij der Fig. 1, für mehrere Bildperioden T für den Fall einer Swift-Funktionsansteuerung gezeigt, wobei die Anzeige 12 eine STN-Anzeige ist. Die Wellenform Uij (t) umfaßt mehrere Impulse mit im wesentlichen niedriger Amplitude, wie die Impulse 31 und 32, welche während der ganzen Bildperiode auftreten. Durch Vorsehen von Pixeln mit mehreren Impulsen niedriger Amplitude während der gesamten Bildperiode, wird die Rahmenempfindlichkeit weitgehend umgangen. Die resultierende Verbesserung der Helligkeit und des Kontrastverhältnisses ist bei Anzeigen 12 mit Zeitkonstanten unter 200 ms besonders deutlich.
Fig. 8 zeigt die optische Reaktion (Response) des Pixels 26ij auf die Wellenform U (t). Wie durch die überlagerten Linien 33 und 34 gezeigt, ist die durchgelassene Luminanz während der Bildperioden FP1 und FP2 relativ konstant, wenn das Pixel 26ij in dem "Ein"-Zustand ist, sowie während der Bildperioden FP7 und FP8, wenn das Pixel 26ij in dem "Aus"-Zustand ist. Während der Bildperioden FP1 und FP2 erscheint die übertragenen Luminanz des Pixeis 26ij einem Betrachter hell, wobei die relativ konstante Luminanz das Ergebnis der verminderten Rahmenempfindlichkeit ist. Ähnlich erscheint das Pixel 26ij während der Bildperioden FP7 und FP8 dunkler als ein Pixel mit einer größeren Rahmenempfindlichkeit.

Anzahl der Pegel welche für Spaltensignale notwendig sind

Aus Gleichung 33 erkennt man, daß GIj(Δt) für jedes Zeitintervall einen diskreten Spannungspegel annimmt, welcher durch die gesamte Anzahl der Treffer D zwischen entsprechenden Elementen in dem Informationsvektor 1. und dem Swift-Funktionsvektor bestimmt wird. Da D grundsätzlich einen ganzzahligen Wert zwischen 0 und N annehmen kann, gibt es maximal N+1 mögliche Spannungspegel. Gemäß den Gleichungen 34 und 36 sind jedoch nicht alle Werte von D gleich wahrscheinlich, und insbesondere sind Werte von D in der Nähe von N/2 wesentlich wahrscheinlicher als Werte von D in der Nähe der Extreme 0 oder N. Die tatsächliche Anzahl der erforderlichen Pegel, um das Adressierverfahren der vorliegenden Erfindung in der Praxis zu realisieren, ist daher deutlich niedriger als N+1. Die minimale Anzahl der erforderlichen Pegel würde die Pegel umfassen, welche im Mittel wenigstens einmal während der Bildperiode auftreten, d.h. nachdem der Informationsvektor Ij mit allen 2s Swift-Vektoren der Bildperiode verglichen wurde. Die mittlere Anzahl der Male, daß während einer Bildperiode D Treffer auftreten, F(D), wird ermittelt, indem die 2s Zeitintervalle der Bildperiode mit der Wahrscheinlichkeitsfunktion P(D) der Gleichung 34 oder 36 multipliziert wird. Somit sind die Werte von D, welche wenigstens einmal während der Bildperiode auftreten, die Werte von D, welche der folgenden Bedingung genügen:
F(D) = 2sP(D)≥1 (39)
Das Addieren der Anzahl der verschiedenen Werte von D, welche diese Bedingung erfüllen, ergibt die minimale Anzahl der erforderlichen Spannungspegel. Die Verwendung der Gleichung 36 führt zu
Minimale Anzahl der Pegel = N(25+1)1n(2)-1n(πN) (40)
Das Einsetzen bekannter Werte in die Gleichung 40 zeigt, daß nur ein kleiner Bruchteil der maximal möglichen Anzahl der Pegel tatsächlich für das Adressierverfahren der vorliegenden Erfindung benötigt wird. Das Einsetzen von N = 240 und s = 8 in die Gleichung 40 führt z.B. zu einem Minimum von 35 Pegeln. Dieses liegt deutlich unter der maximal möglichen Anzahl von 241 Pegeln.
In Fig. 9 ist F(D) über der Anzahl der Treffer D in einer 240-Zeilen-Matrix aufgezeichnet. Der Graph beschreibt eine glokkenförmige Kurve, welche zeigt, daß im Mittel einmal 103 Treffer während jeder Bildperiode T auftreten. Die Anzahl der Ereignisse erhöht sich auf 13 für 120 Treffer und nimmt wieder auf einmal 137 Treffer ab. Im Hinblick auf Fig. 9 wird ein Minimum von etwa 35 Pegeln benötigt, um im wesentlichen ein ganzes Bild während einer Bildperiode anzuzeigen, anstelle der 241 Pegeln, welche man im allgemeinen erwarten würde.
Selbstverständlich bedeutet F(D) < 1 nicht, daß dieser Wert von D nie auftritt. Es bedeutet einfach, daß mehr als eine Bildperiode verstreichen muß, bevor der Wert von D wahrscheinlich auftritt. F(D) = 0,1 oder 0,01 z.B. impliziert, daß im Mittel 10 oder 100 Bildperioden verstreichen müssen, bevor dieser Wert von D wahrscheinlich auftritt. Der sehr steile, exponentielle Abfall der Normalverteilungskurve stellt sicher, daß die Anzahl der erforderlichen Pegel für die praktische Realisierung des Adressierverfahrens der vorliegenden Erfindung nicht sehr viel größer als die minimale Anzahl ist.

Reduktion der Anzahl der Pegel für spezielle Swift-Matrizen

Bei einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann es vorteilhaft sein, die Anzahl der Spannungspegel, welche bei den Spaltenelektroden 24&sub1;-24M vorgesehen werden, auf das absolute Minimum zu senken. Dies kann z.B. besonders wichtig sein, wenn die Spaltensignale 30&sub1;-30M mit Hilfe des Ausgangssignals eines analogen Multiplexers erzeugt würden, welcher abhängig von einem digitalen Eingangssignal zwischen mehreren festen Spannungspegeln umgeschaltet wird.
Einige Swift-Matrizen haben die besondere Eigenschaft, daß die gesamte Anzahl der (+1)-Elemente in jedem Spaltenvektor immer eine gerade Zahl oder immer eine ungerade Zahl ist. In der 240-Zeilen-Swift-Matrix, welche auf der 256-Zeilen-Walsh-Matrix basiert, wobei die 16 Wellen mit der niedrigsten Sequenz entfernt wurden, hat jede Spalte eine gerade Anzahl (+ 1)-Elemente. Dieses Resultat wird bewahrt, wenn die Swift-Matrix weiter modifiziert wird, indem eine gerade Anzahl Zeilen invertiert wird. Wenn eine ungerade Anzahl Zeilen invertiert wird, wäre die gesamte Anzahl der (+1)-Elemente in jeder Spalte eine ungerade Zahl.
Die gesamte Anzahl der Spannungspegel, welche für die Spaltensignale 30&sub1;-30M benötigt werden, kann gegenüber der üblichen Anzahl halbiert werden, indem diese speziellen Swift-Matrizen verwendet werden und die Anzahl der (+1)-Elemente im Informationsvektor Ij entweder immer auf eine gerade Zahl oder immer auf eine ungerade Zahl gesetzt wird. Die Anzahl der Pegel wird halbiert, weil unter diesen Bedingungen die Anzahl der Treffer D zwischen dem Swift-Spaltenvektor Sk und dem Informationsspaltenvektor Ij immer entweder eine gerade Anzahl oder eine ungerade Anzahl zwischen 0 und N, inklusive, sein muß. Die möglichen Kombinationen der Spalten-Parität, Informations-Parität und Zeilen-Parität mit ihrer resultierenden Treffer-Parität und die verminderte Anzahl der Pegel sind unten in Tabelle 4 zusammengefaßt. Tabelle 4
Selbstverständlich ist es bei einem allgemeinen Informationsvektor 1 ebenso wahrscheinlich, daß er eine gerade Anzahl +1 hat wie eine ungerade Anzal +1. Um dieses Verfahren zum Vermindern der Anzahl der Pegel zu verwenden, müssen somit Informationsvektoren I&sub1;-Im mit der falschen Parität geändert werden, so daß sie die richtige Parität haben. Eine Art, dies zu erreichen, wäre, eine zusätzliche Matrixzeile als ein Pantätsprüfelement hinzuzufügen und diese entsprechend der Spalteninformationselemente entweder auf +1 oder -1 einzustellen, um die richtige Parität zu gewährleisten. Das bei der letzten Matrixzeile angezeigte Informationsmuster wäre dann zwangsläufig bedeutungslos, es könnte jedoch wegmaskiert werden, um den Betrachter nicht zu stören. Alternativ könnte die letzte Matrixzeile als eine "Phantom"- oder "virtuelle" Zeile realisiert werden, welche elektronisch existiert, jedoch nicht mit einer echten Zeilenelektrode einer Anzeige verbunden ist.
Die Anwendung dieses Pegelverminderungsverfahrens der vorliegenden Erfindung auf eine 240-Zeilenanzeige (N = 240, s = 8) würde z.B. die minimale Anzahl der erforderlichen Pegel von 35 auf etwa 18 senken.

Hardwarerealisierung und Beschreibung des Betriebs der vorliegenden Erfindung

Eine bevorzugte allgemeine Ausführungsform

In Fig. 10 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Realisierung der vorliegenden Erfindung gezeigt. Obwohl diese Ausführungsformen in Verbindung mit den Swift-Funktionen erörtert sind, muß man verstehen, daß auch andere Funktionen verwendet werden können.
Das Anzeigesystem 10 umfaßt eine Anzeige 12, einen Spaltensignalgenerator 50, eine Speichervorrichtung 52, eine Steuerein richtung 54 und einen Zeilensignalgenerator 56. Ein Datenbus 58 verbindet die Steuereinrichtung 54 elektrisch mit der Speichervorrichtung 52. Ähnlich verbindet ein zweiter Datenbus 60 die Speichervorrichtung 52 elektrisch mit dem Spaltensignalgenerator 50. Ein Zeit-Steuerbus 62 verbindet die Steuereinrichtung 54 mit der Speichervorrichtung 52, dem Spaltensignalgenerator 50 und dem Zeilensignalgenerator 56. Ein Bus 68 liefert Zeilensignalinformationen von dem Zeilensignalgenerator 56 an den Spaltensignalgenerator 50. Ein Bus 68 verbindet ferner den Zeilensignalgenerator 56 elektrisch mit der Anzeige 12. Die Steuereinrichtung 54 empfängt Videosignale von einer externen Quelle (nicht gezeigt) über einen externen Bus 70.
Die Videosignale auf dem Bus 70 umfassen sowohl Anzeigedaten als auch Zeit- und Steuersignale. Die Zeit- und Steuersignale können horizontale und vertikale Synchronisierungsinformation (Sync-Information) enthalten. Bei Empfang von Videosignalen formatiert die Steuereinrichtung 54 die Anzeigedaten und sendet die formatierten Daten an die Speichervorrichtung 52. Nachfolgend werden die Daten von der Speichervorrichtung 52 über den Bus 60 an den Spaltensignalgenerator 50 gesendet.
Zeit- und Steuersignale werden zwischen der Steuereinrichtung 54, der Speichervorrichtung 52, dem Zeilensignalgenerator 56 und dem Spaltensignalgenerator 50 über den Bus 62 ausgetauscht.
Mit Bezug auf Fig. 11 wird nun der Betrieb des Anzeigesystems 10 in Verbindung mit der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform beschrieben. Fig. 11 bildet eine Zusammenfassung in Form eines Flußdiagramms der Funktionsfolge oder Schritte ab, welche von der Ausführungsform der Fig. 10 ausgeführt werden.
Wie bei einem Schritt 72 angegeben, werden Daten-, Zeit- und Steuerinformationen aus der externen Video- oder Bildquelle von der Steuereinrichtung 54 empfangen. Die Steuereinrichtung 54 sammelt einen Block Videodaten, formatiert die Anzeigedaten und sendet die formatierten Anzeigedaten an die Speichervorrichtung 52.
Die Speichervorrichtung 52 umfaßt eine erste Speicherschaltung 74 zum Sammeln der formatierten Anzeigedaten, welche von der Steuereinrichtung 54 übertragen werden, und eine zweite Speicherschaltung 76, welche die Anzeigedaten für den späteren Gebrauch speichert.
Abhängig von Steuersignalen, welche von der Steuereinrichtung 54 vorgesehen werden, sammelt oder speichert die Speichervorrichtung 52 die formatierten Anzeigedaten (Schritt 78) in der Speicherschaltung 74. Dieser Sammelschritt 78 wird fortgesetzt, bis Anzeigedaten entsprechend den N Zeilen mal M Spaltenpixel angesammelt wurden.
Wenn ein gesamtes Bild oder ein Block (frame) aus Anzeigedaten gespeichert ist, erzeugt die Steuereinrichtung 54 ein Steuersignal, welches die Übertragung der Daten von der Speicherschaltung 74 zu der Speicherschaltung 76 während eines Übertragungsschrittes 80 auslöst.
An diesem Punkt in dem Betrieb des Anzeigesystems 10 löst die Steuereinrichtung 54 drei Operationen aus, welche im wesentlichen parallel auftreten. Zunächst beginnt die Steuereinrichtung 54 damit, neue Bilddaten anzunehmen (Schritt 72) und einen neuen Datenblock (data frame) in der Speicherschaltung 74 anzusammeln (Schritt 78). Zweitens löst die Steuereinrichtung 54 das Verfahren zum Konvertieren der in der Speicherschaltung 76 gespeicherten Anzeigedaten in Spaltensignale 30&sub1;-30M, welche Amplituden GI1(Δtk) - GIM(Δtk) haben, beginnend bei einem Schritt 82 aus. Drittens weist die Steuereinrichtung 54 den Zeilensignalgenerator 56 an, für das Zeitintervall Δtk eine Swift-Vektor S(Δtk) an den Spaltensignalgenerator 50 und die Anzeige 12 zu senden. Dieser dritte Vorgang wird als der Swift-Funktionsvektor-Erzeugungsschritt 84 bezeichnet, während dessen ein Swift-Funktionsvektor S(Δtk) erzeugt oder anders wahlweise bei dem Spaltensignalgenerator 50 vorgesehen wird. Der Swift-Funktionsvektor S(Δtk) wird auch direkt zur Anzeige 12 geführt.
Wie oben beschrieben, werden von dem Zeilensignalgenerator 56 N Swift-Funktionen Si vorgesehen, eine Swift-Funktion für jede Zeile. Die N Swift-Funktionen Si sind zeitlich periodisch, und die Periode wird in wenigstens 2s Zeitintervalle, Δtk, unterteilt (wobei k = 1 bis 2s). Es gibt daher insgesamt N eindeutige Swift-Funktionen Si eine für jede Zeile 22 der Anzeige 12, von denen jede in 2s Zeitintervalle Δtk aufgeteilt ist. Ein Swift-Funktionsvektor S(Δtk) besteht aus allen N Swift- Funktionen Si in einen bestimmten Zeitintervall Δtk. Da es wenigstens 2s Zeitintervalle Δtk gibt, gibt es mindestens 2s Swift-Funktionsvektoren S(Δtk). Die Swift-Funktionsvektoren S(Δtk) werden an die Zeilen 22 der Anzeige 12 mit Hilfe des Zeilensignalgenerators 56 angelegt, so daß jedes Element des Swift-Funktionsvektors S(Δtk) an die entsprechende Zeile 22i der Anzeige 12 zu dem Zeitintervall Δtk angelegt wird. Die Swift-Funktionsvektoren S(Δtk) werden auch von dem Zeilensignalgenerator 50 zur Erzeugung der Zeilensignale 30&sub1; - 30M verwendet, die jeweils eine entsprechende Amplitude GI1(Δtk) bis GIM(Δtk) haben.
Die in der Speicherschaltung 76 gespeicherten Anzeigedaten werden im Schritt 82 an den Spaltensignalgenerator geliefert. Auf diese Weise wird ein Informationsvektor Ij bei dem Spaltensignalgenerator 50 vorgesehen, so daß jedes Element Iij des Informationsvektors 1. den Anzeigezustand eines entsprechenden Pixels in der j-ten Spalte repräsentiert. Ein Informationsvektor Ij wird für jede der M Pixelspalten der Anzeige 12 vorgesehen.
Während eines Spaltensignal-Erzeugungsschrittes 86 wird jeder Informationsvektor Ij mit dem Swift-Funktionsvektor S(Δtk) kombiniert, um ein Spaltensignal 30j für die j-te Spalte während des k-ten Zeitintervalls zu erzeugen. Spaltensignale 30&sub1;-30M, die jeweils eine Amplitude GIj(Δtk) haben, werden für jede der M Spalten der Anzeige 12 für jedes Zeitintervall Δtk erzeugt. Wenn die Amplitude GIj(Δtk) für alle Spaltensignale 30&sub1;-30M für das Zeitintervall Δtk berechnet ist, werden alle Spaltensignale 30&sub1;-30M während des Zeitintervalls Δtk über den Bus 69 parallel an die Spaltenelektroden 24&sub1;-24M angelegt. Gleichzeitig wird der k-te Swift-Funktionsvektor S(Δtk) über den Bus 68 an die Zeilenelektroden 22&sub1;-22N der Anzeige 12 angelegt, wie durch einen Schritt 88 angegeben ist.
Nachdem die Spaltensignale 30&sub1;-30M angelegt worden sind, wird der (k+1)-te Swift-Vektor S(Δtk+1) gewählt, und die Schritte 82 bis 88 werden wiederholt, wie durch den "nein"-Zweig des Entscheidungsschrittes 89 angezeigt. Wenn alle 2s Swift-Funktionsvektoren S(Δtk) mit allen Informationsvektoren I&sub1;-IM kombiniert wurden, weist der "ja"-Zweig des Entscheidungsschrittes 89 die Steuereinrichtung an, zum Schritt 80 zurückzukehren und den gespeicherten Block der Informationsvektoren I&sub1;-IM an die Speichervorrichtung 76 zu übertragen (Schritt 80), und der gesamte Ablauf wird wiederholt.

Ausführungsform mit integriertem Treiber

In Fig. 12 ist eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Anzeigesystems 10 gezeigt, bei der die Speichervorrichtung 52 (Fig. 10) mit dem Spaltensignalgenerator 50 in einer Schaltung 90 integriert ist. Die Schaltung 90 umfaßt mehrere integrierte Treiberschaltungen (ICs) 91&sub1;-91&sub4;. Es ist gezeigt, daß der Zeilensignalgenerator 56 einen Swift-Funktionsgenerator 96 und mehrere integrierte Zeilentreiberschaltungen (ICs) 98&sub1;-98&sub3; umfaßt. Für den Fachmann sollte offensichtlich sein, daß die tatsächliche Anzahl der ICs 91&sub1;-91&sub4; und 98&sub1;-98&sub3; von der Anzahl der Zeilen und Spalten der Anzeige 12 abhängig ist.
Der Swift-Funktionsgenerator 98 kann Schaltungen, wie die Schaltung der Fig. 6, zum Erzeugen von Swift-Funktionsvektoren S(Δtk) für jedes Zeitintervall Δtk aufweisen. Der Swift-Funktionsgenerator 96 umfaßt jedoch vorzugsweise einen Nurlesespeicher (ROM), in dem die Swift-Funktionen gespeichert sind. Ein Ausgangsbus 97 des Swift-Funktionsgenerators 96 ist mit den integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; und den Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; verbunden.
Die Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; sind vorzugsweise den integrierten Schaltungen mit der Teilenummer HD66107T ähnlich, welche bei Hitachi America Ltd. erhältlich sind. In Fig. 12 kann jeder Zeilentreiber-IC 98&sub1;-98&sub3; 160 Zeilen der Anzeige 12 ansteuern. Für den Fall, daß N = 480, sind drei solche Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; notwendig. Die Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; sind mit Zeilenelektroden 22&sub1;-22N der Anzeige 12 auf bekannte Weise verbunden, wie durch die elektrischen Verbindungen 1011-1013 gezeigt ist. Ähnlich sind die Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; mit Spaltenelektroden 24&sub1;-24M auf bekannte Weise verbunden, wie durch die elektrischen Verbindungen 104&sub1;-104&sub4; gezeigt ist.
Wie bei der vorhergehenden Ausführungsform der Fig. 10 empfängt die Steuereinrichtung 54 Buddaten- und Steuersignale über den Bus 70 von der externen Bildquelle, formatiert die Bilddaten und sieht Zeitsteuerungs- und Steuersignale bei den integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4;, dem Swift-Funktionsgenerator 96 und den Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; vor. Die Steuereinrichtung 54 ist mit den integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; über den Steuerbus 62 und den Bus 58 für formatierte Daten verbunden.
Die Steuereinrichtung 54 ist ferner mit den Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; und dem Swift-Funktionsgenerator 96 über den Steuerbus 62 verbunden. Signale auf dem Steuerbus 62 bewirken, daß der Swift-Funktionsgenerator 96 den nächsten in der Folge folgenden Swift-Funktionsvektor S(Δtk+1) an die integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; und die Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; liefert.
Im folgenden wird der Betrieb des Zeilentreiber-IC 98&sub1; in Verbindung mit Fig. 13 beschrieben. Obwohl nur der Zeilentreiber 98&sub1; beschrieben wird, wird man verstehen, daß die Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3; ähnlich arbeiten.
Der Zeilentreiber-IC 98&sub1; umfaßt ein Schieberegister 110 mit n Elementen, welches elektrisch über einen Bus 112 mit einem n Elemente umfassenden Signalspeicher (Latch) 111 verbunden ist. Der Signalspeicher 111 seinerseits ist mit einem n Elemente umfassenden Pegeischieber 113 über einen Bus 114 verbunden. Die n Elemente umfassenden Register 110, Signalspeicher 111 und Pegeischieber 113 sind vorzugsweise groß genug, um alle N Zeilen der Anzeige in einem Zeilentreiber-IC unterzubringen, d.h. n = N. Es können jedoch auch mehrere Zeilentreiber-ICs verwendet werden, so daß die Anzahl der Zeilentreiber-ICs multipliziert mit n wenigstens N ist. In diesem Fall wird auf einer Steuerleitung 141 ein Chipaktivierungs-Eingangssignal vorgesehen, wodurch es möglich wird, mehrere Zeilentreiber-ICs in Reihe zu schalten.
Ein Swift-Funktionsvektor S(Δtk) wird von dem Swift-Funktionsgenerator 96 auf dem Ausgangsbus 97 abhängig von einem Taktsignal, welches von der Steuereinrichtung 54 auf einer Swift- Funktions-Taktleitung 143 vorgesehen wird, elementweise in das Schieberegister 110 geschoben. Wenn ein vollständiger Swift- Funktionsvektor S(Δtk) in das Schieberegister 110 geschoben wurde, wird der Vektor abhängig von einem Taktimpuls, der von der Steuereinrichtung 54 auf einer Swift-Funktions-Latch-Leitung 145 vorgesehen wird, von dem Schieberegister 110 in den Signalspeicher 111 übertragen. Die Taktleitung 143 und die Latch-Leitung 145 sowie die Steuerleitung 141 sind alle Elemente des Steuerbusses 62.
Die Ausgänge des n Elemente umfassenden Swift-Funktions-Signalspeichers 111 sind elektrisch mit den entsprechenden Eingängen des n Elemente umfassenden Pegelschiebers 113 verbunden, welcher den logischen Wert jedes Elementes Si(Δtk) des aktuellen Swift-Funktionsvektors S(Δtk) in entweder einen ersten oder einen zweiten Spannungspegel übersetzt, abhängig von dem logischen Wert von Si(Δtk). Der resultierende in seinem Pegel verschobene Swift-Funktionsvektor, der nun Werte entweder einer ersten oder einer zweiten Spannung hat, wird während der Dauer des Zeitintervalls Δtk direkt über die elektrischen Verbindungen 101&sub1; an die entsprechenden Zeilenelektroden 22&sub1; bis 22n angelegt.
Den Aufbau und Betrieb der integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; versteht man leichter mit Bezug auf Fig. 14, wo der integrierte Treiber-IC 91&sub1; mit weiteren Einzelheiten gezeigt ist. Man wird verstehen, daß die integrierten Treiber 91&sub2;-91&sub4; ähnlich arbeiten.
Der integrierte Treiber-IC 91&sub1; empfängt formatierte Daten von der Steuereinrichtung 54 auf dem Datenbus 58 sowie Steuer- und Zeitsignale auf den Steuer- und Taktleitungen 116, 118, 123, 128, 140 und 142. Die Steuer- und Taktleitungen 116, 118, 123, 128, 140 und 142 sind Elemente des Busses 62. Der Swift-Funktionsvektor S(Δtk) von dem Swift-Funktionsgenerator 96 wird von dem IC 91&sub1; auf dem Ausgangsbus 97 empfangen.
Das Schieberegister 115 kann die formatierten Daten empfangen, wenn es über die Steuerleitung 116 aktiviert wird. Die Daten werden mit einer Rate in das Schieberegister 115 übertragen, die von dem Taktsignal bestimmt wird, welches von der Steuereinrichtung 54 auf der Taktleitung 118 vorgesehen wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist das Register 115 m Bit lang, so daß die Anzahl der integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; multipliziert mit m wenigstens M ist, der Anzahl der Spaltenelektroden 23&sub1;-24M in der Anzeige 12.
Man muß verstehen, daß dann, wenn das Register 115 mit m Bit gefüllt ist (wobei m ( M), das entsprechende Register 115 des integrierten Treiber-IC 91&sub2; freigegeben ist, um die formatierten Daten zu empfangen. Ähnlich werden die verbleibenden integrierten Treiber-ICs 91&sub3; und 91&sub4; sequentiell aktiviert, und formatierte Daten werden in die richtigen Register geleitet. Auf diese Weise wird eine Zeile formatierte Daten, die M Bit formatierte Daten umfaßt, von der Steuereinrichtung 54 zu den integrierten Treiber-ICs 91&sub1;-91&sub4; übertragen.
Der Inhalt des Registers 115 wird dann abhängig von einem Schreibaktivierungssignal, welches von der Steuereinrichtung 54 auf einer Steuerleitung 123 vorgesehen wird, über die Verbindungen 125&sub1;-125m in mehrere N Elemente umfassende Schieberegister 119&sub1;-119m übertragen. Bei der bevorzugten Ausführungsform gibt es in jedem integrierten Treiber-IC 91&sub1;-91&sub4; m Schieberegister, so daß die Anzahl der integrierten Treiber- ICs 91&sub1;-91&sub4; multipliziert mit m ein Schieberegister ergibt, welches jeder der M Spalten der Anzeige 12 entspricht.
Wenn die Register 119&sub1;-119m voll sind, enthält jedes Register 119&sub1;-119m einen Informationsvektor Ij für die j-te Spalte. Jedes Bit Iij des Jnformationsvektors Ij entspricht dem Anzeigestatus des i-ten Pixels in der j-ten Spalte. Der Informationsvektor Ij wird dann zu einem entsprechenden Signalspeicher 124&sub1;-124m über den Bus 134&sub1;-134m über tragen. Für jedes der m Spaltenregister 119&sub1;-119m ist ein Signalspeicher 124&sub1;-124m vorgesehen. Ein Signalspeicher-Aktivierungssignal auf der Steuerleitung 128 löst die Übertragung von den Registern 119- 119m zu dem entsprechenden Signalspeicher 124&sub1;-124m aus. Die Signalspeicher 124&sub1;-124 m haben N Eingänge und N Ausgänge und speichern Informationsvektoren I&sub1;-Im (d.h. eine Spalte mit N Bit für jede Spalte j), welche die Anzeigezustände der Pixel 26 der entsprechenden Spalte der Anzeige 12 für eine Bildperiode T repräsentieren.
Die N Ausgänge der Signalspeicher 12&sub4;-12&sub4;m sind elektrisch über Busse 135&sub1;-135m mit entsprechenden Exklusiv-Oder (XOR)- Summengeneratoren 130&sub1;-130m an einer ersten Gruppe aus N Eingängen verbunden. Jeder XOR-Summengenerator 130&sub1;-130m hat eine zweite Gruppe aus N Eingängen, welche über einen Bus 139 mit entsprechenden Ausgängen eines N Elemente umfassenden Signalspeichers 136 verbunden sind. Der Signalspeicher 136 liefert den Swift-Funktionsvektor S(Δtk) an jeden der XOR-Summengeneratoren 130&sub1;-130m, um die Erzeugung eines Spaltensignals 30 zu ermöglichen.
Der Signalspeicher 136 hat N Eingänge, welche über den Bus 137 mit einem N Elemente umfassenden Schieberegister 138 elektrisch verbunden sind. Der Ausgangsbus 97 verbindet den Swift- Funktionsgenerator 96 (Fig. 12) mit dem Register 138. Abhängig von einem Swift-Funktionstakt 140, der von der Steuereinrichtung 54 vorgesehen wird, wird ein Swift-Funktionsvektor S(Δtk) sequentiell über den Ausgangsbus 97, auf ähnliche Weise wie oben beschrieben, in das Register 138 eingetaktet.
Für jede Bildperiode wird der Swift-Funktionsvektor S(Δt&sub1;) abhängig von einem Taktsignal auf der Steuerleitung 142 zu dem Signalspeicher 136 übertragen. Nach der Übertragung zu dem Signalspeicher 136 wird ein zweiter Swift-Funktionsvektor S(Δt&sub2;) in das Register 138 getaktet, während der erste Swift- Funktionsvektor S(Δt&sub1;) von den XOR-Summengeneratoren 130&sub1;-130m mit Informationsvektoren I&sub1;-Im in den Signalspeichern 124&sub1;-124m kombiniert wird, um Spaltensignale 30&sub1;-30M zu erzeugen, die jeweils eine Amplitude G&sub1;-(Δt&sub1;) haben. Die Spaltensignale 30i-30M werden während des Zeitintervalls Δt&sub1; bei den Anschlußstellen 104&sub1;&sub1;-1041m ausgegeben. Gleichzeitig wird der Swift- Funktionsvektor S(Δtk) bei elektrischen Verbindungsstellen 101&sub1;-101&sub3; ausgegeben.
Der Prozeß der übertragung des Swift-Funktionsvektors S(Δtk) zum Signalspeicher 136, der Eintaktung des nächsten Swift- Funktionsvektors S(Δtk+1) in das Register 138 und der Kombination des Swift-Funktionsvektors S(Δtk) mit dem Informationsvektor Ij und der Ausgabe der resultierenden Spaltensignale 30&sub1;-30M an die Spaltenelektroden 24&sub1;-24M sowie der Ausgabe des entsprechenden Swift-Funktionsvektors S(Δtk) an die Zeilenelektroden 22&sub1;-22N wird fortgesetzt, bis alle Swift- Funktionsvektoren S(Δtk) (d.h. bis k = 2s) mit den aktuellen Spalteninformationsvektoren I&sub1;-Im kombiniert wurden, welche in den Signalspeichern 124&sub1;-124m enthalten sind. An diesem Punkt wird ein neuer Block aus Informationsvektoren I&sub1;-IM von den Registern 119&sub1;-119m an die Signalspeicher 124&sub1;-124m übertragen und der Prozeß wird für die nächste Bildperiode T+1 wiederholt.

Exklusiv-Oder (XOR) -Summengeneratoren

Es gibt verschiedene mögliche Ausführungsformen für die Realisierung der XOR-Summierung, welche von den XOR-Summengeneratoren 130&sub1;-130m durchgeführt wird. Eine erste Ausführungsform ist in Fig. 15 gezeigt. Zum Zweck der Erläuterung wird nur ein XOR-Summengenerator 130&sub1; erörtert, wobei man jedoch verstehen wird, daß alle m XOR-Summengeneratoren 130&sub2;-130m auf die gleiche Weise arbeiten.
Der erste Satz Eingänge des XOR-Summengenerators 130&sub1; verbindet über den Bus 135&sub1;&sub1;-1351N jeden Ausgang des Signalspeichers 124&sub1; mit einem entsprechenden Eingang von N XOR-Logikgattern 144&sub1;-144N, die jeweils zwei Eingänge haben. Der zweite Eingang jedes XOR-Gatters 144&sub1;-144N wird von dem Bus 139&sub1;-39N elektrisch mit einem entsprechenden Bit des Signalspeichers 136 verbunden.
Der Ausgang jedes XOR-Gatters 144&sub1;-144N ist mit einem entsprechenden Eingang einer Stromquelle verbunden, die mit 146&sub1;-146N bezeichnet sind. Die Ausgänge der Stromquellen 146&sub1;-146N sind parallel mit einem gemeinsamen Knoten 148 verbunden. Der einzige Eingang eines Strom-Spannungs-Wandlers 150 ist ebenfalls mit dem Knoten 148 verbunden.
Die Stromquellen 146&sub1;-146N sind dazu ausgelegt, entweder einen ersten oder einen zweiten Stromausgangspegel vorzusehen, abhängig von der Kombination der Eingänge bei jeweils jedem XOR- Gatter 146&sub1;-146N Wenn der Ausgang des entspechenden XOR-Gatters logisch niedrig ist, wird bei dem gemeinsamen Knoten 148 der erste Stromausgangspegel vorgesehen. Ähnlich wird, wenn der Ausgang logisch hoch ist, der zweite Stromausgangspegel vorgesehen. Auf diese Weise ist die Größe des Stroms beim Knoten 148 gleich der Summe der Strompegel, welche von den N Stromquellen 146&sub1;-146N vorgesehen werden. Wie oben erörtert, ist die Größe des Stromes abhängig von der Anzahl der Treffer D zwischen dem Swiftfunktionsvektor S(Δtk) und dem Informationsvektor Ij. Der Bus 145 führt Leistung zu jeder Stromquelle 146&sub1;-146N
Der Wandler 150 wandelt den gesamten Strompegel beim Knoten 148 in eine proportionale Ausgangsspannung um. Die Ausgangsspannung des Wandlers 150 beim Ausgang 157 ist gleich der Amplitude GIj(Δtk) des Spaltensignals 30j für die j-te Spalte der Anzeige 12.
Bei einer geringfügig anderen Ausführungsform wandelt ein A/D- Wandler 156 die analoge Spannung am Ausgang 157 in einen digitalen Wert um, der das Spaltensignal 30j darstellt. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 156 wird bei einem Ausgang 154 vorgesehen.
Wie oben erwähnt, gibt es verschiedene Ausführungsformen für die Realisierung der XOR-Summengeneratoren 130&sub1;-130m der Fig. 14. Eine solche Ausführungsform, die in Fig. 16 gezeigt ist, eliminiert die N Stromquellen 146&sub1;-146N, indem sie eine digitale Summierschaltung 152 verwendet. Ein digitales Mehrbitwort, welches die digitale Darstellung der Summe der Ausgänge der XOR-Gatter 144&sub1;-144N ist, wird auf dem Bus 154 ausgegeben. Diese digitale Darstellung wird nachfolgend verarbeitet, um das Spaltensignal 30. zu erzeugen. Die Breite des digitalen Wortes, welches von der Schaltung 152 ausgegeben wird, hängt von der Anzahl der Zeilen der Anzeige 12 und der Anzahl der diskreten Spannungspegel ab, welche zum Darstellen der Spaltensignale 30&sub1;-30M benötigt werden.
Das digitale Wort, welches auf dem Bus 154 vorgesehen wird, kann nachfolgend von einem Digital-Analog-Wandler (DAC) 155 verarbeitet werden, der in Fig. 16 gezeigt ist. Der DAC 155 erzeugt eine analoge Spannung an seinem Ausgang 157, welche proportional zu dem Wert des digitalen Wortes auf dem Bus 154 ist. Dies kann mit einem herkömmlichen Digital-Analog-Wandler geschehen, oder mit einem analogen Multiplexer, um unter mehreren Spannungen auszuwählen.
Eine andere Ausführungsform des XOR-Summengenerators 130&sub1;-130N ist in Fig. 17 gezeigt. In dieser Ausführungsform sind das Register 138 und der Signalspeicher 136 sowie die N Stromquellen 146&sub1;-146N weggelassen. Das Register 115 empfängt formatierte Daten von der Steuereinrichtung 54, und die Register 119&sub1;-119m werden auf dieselbe Weise gefüllt, wie für die Ausführungsform der Fig. 14 beschrieben wurde. Wenn jedoch die Register 119&sub1;-119m voll sind, wird der Inhalt abhängig von einem Schieberegister-Aktivierungssignal, das von der Steuereinrichtung 54 auf der Steuerleitung 128 vorgesehen wird, parallel über Busse 134&sub1;-134m zu einer zweiten Gruppe N Elemente umfassender Schieberegister 158&sub1;-158m übertragen. Wie zuvor können die Register 119&sub1;-119m mit dem nächsten Block aus formatierten Daten aktualisiert werden.
Der Ausgang jedes Registers 158&sub1;-158m ist elektrisch mit einem Eingang eines entsprechenden XOR-Gatters 164&sub1;-164m, welches zwei Eingänge hat, verbunden. Die zweiten Eingänge der XOR- Gatters 164&sub1;-164 m sind parallel an den Ausgangsbus 97 des Swift-Funktionsgenerators 96 angeschlossen.
Für jedes Zeitintervall Δtk wird der Inhalt der Register 158&sub1;- 158m abhängig von einer Reihe Taktimpulse auf der Steuerleitung 163 sequentiell herausgeschoben. Gleichzeitig wird ein Swift-Funktionsvektor S(Δtk) elementweise an den zweiten Eingang der XOR-Gatter 164&sub1;-164m angelegt. Das XOR-Produkt jedes Informationsvektors 1. mal dem Swift-Funktionsvektor S(Δtk) wird somit sequentiell von den XOR-Gattern 164&sub1;-164m ermittelt.
Um den Inhalt der Register 158&sub1;-158m während der gesamten Dauer der Bildperiode zu bewahren, werden die Bits, die aus den Registern 158&sub1;-158m herausgeschoben werden, über Busse 168&sub1;- 168m zurückgeführt. Jeder Informationsvektor Ij wird im Kreis zurückgeführt, bis ein neuer Block Informationsvektoren I&sub1;-Im bei Beginn der nächsten Bildperiode T+1 aus den Registern 119&sub1;-119m übertragen wird. Auf diese Weise wird jeder Informationsvektor Ij während der Dauer der entsprechenden Blockperiode T bewahrt.
Die Ausgänge der XOR-Gatter 164&sub1;-164m sind elektrisch mit den entsprechenden Eingängen mehrerer Integratoren 170&sub1;-170m verbunden. Die Integratoren 170&sub1;-170m integrieren die Ausgangssignale der XOR-Gatter 164&sub1;-164m während des Zeitintervalls Δtk. Durch Integrieren der mehreren von den XOR-Gattern 164&sub1;- 164m erzeugten Impulse hat der Ausgang der Integratoren 170&sub1;- 170m eine Spannung, die proportional zu der Summe der XOR-Produkte ist. Am Ende des Zeitintervalis Δtk wird eine entsprechende Anzahl Abtast-Halte-Schaltungen (Sample & Hold-Schaltungen) 176&sub1;-176m aktiviert. Nachdem jede Abtast-Halte-Schaltung 176&sub1;-176m die Amplitude G&sub1;-(Δtk) der Spaltensignale 30&sub1;- 30M gespeichert haben, setzt ein Impuls, welcher von der Steuereinrichtung 54 beim Beginn des nächsten Zeitintervalis Δtk+1 auf einer Initialisierungsleitung 186 vorgesehen wird, die Integratoren 170&sub1;-170m auf eine gemeinsame Anfangsbedingung zurück.
Die Abtast-Halte-Schaltungen 176&sub1;-176m weisen jeweils einen Durchlaßtransistor 180&sub1;-180m auf, welcher von einem Signal gesteuert wird, das von der Steuereinrichtung 54 auf der Steuerleitung 185 vorgesehen wird. Die Transistoren 180&sub1;-180m erlauben das selektive Speichern der von den Integratoren 170&sub1;- 170m aus gegebenen Spannung mittels Kondensatoren 187&sub1;-187m.
Den Abtast-Halte-Schaltungen 176&sub1;-176m folgen Puffer 192&sub1;-192m, von denen jeder ein Spannungssignal an eine entsprechende Spaltenelektrode 24&sub1;-24M der Anzeige 12 (Fig. 1) anlegt. Die von den Puffern 192&sub1;-192 m vorgesehene Spannung ist proportional zu der Summe der XOR-Produkte. Diese Spannung entspricht der Amplitude GIj(Δtk) des Spaltensignals 30j. Die Abtast-Halte-Schaltungen 176&sub1;-176m halten die XOR-Summe für die gesamte Dauer des nächsten Zeitintervalls Δtk+1, und daher legen die Puffer 192&sub1;-192m die entsprechenden Signale während derselben Dauer an. Der Swift-Funktionsvektor S(Δtk) wird während des Zeitintervalls Δtk+1 von Zeilentreibern 98&sub1;-98&sub3; an die Zeilenelektroden 22&sub1;-22N angelegt.
Nachdem die XOR-Summen für das erste Zeitintervall Δtk erzeugt sind, wird dieser Vorgang für das nächste Zeitintervall Δtk+1 wiederholt, abgesehen davon, daß für die XOR-Summe ein neuer Swift-Funktionsvektor S(Δtk+1) verwendet wird. Dieser Prozeß wird wiederholt, bis in einer einzelnen Bildperiode T alle Swift-Funktionsvektoren verwendet wurden. An diesem Punkt beginnt eine neue Bildperiode, und der gesamte Prozeß wird mit einem neuen Block der Anzeigeinformation wiederholt.
Bei den obigen Ausführungsformen der XOR-Summengeneratoren 130&sub1;-130m kann es vorteilhaft sein, entweder die Amplitude GIj(Δtk) der erzeugten Spaltensignale 30&sub1;-30M zu beschränken, oder die gesamte Anzahl der diskreten Pegel, welche die Spaltensignale 30&sub1;-30M annehmen dürfen, zu begrenzen oder beides. Während diese Begrenzung das angezeigte Bild nicht wesentlich verschlechtert, kann sie die Gesamtkosten des Anzeigesystems 10 senken.
Selbstverständlich ist die Ausführungsform für die XOR-Summengeneratoren 130&sub1;-130m nicht auf die hier vorgestellten beschränkt, und der Fachmann kann viele Ausführungsformen konzipieren, welche die Funktion der XOR-Summenerzeugung haben.

Ausführungsbeispiel eines Spaltensignalrechners

Eine zweite Ausführungsform für die Adressierung des Anzeigesystems 10 ist in Fig. 18 gezeigt. Diese Ausführungsform umfaßt die Anzeige 12, die Steuereinrichtung 54, den Zeilensignalgenerator 56 und einen Spaltensignalgenerator 90.
Der Zeilensignalgenerator 56 umfaßt einen Swift-Funktionsgenerator 96 und mehrere Zeilentreiber-ICs 98&sub1;-98&sub3;. Der Zeilensignalgenerator 56 wurde bereits zuvor in Verbindung mit Fig. 12 erörtert, sein Betrieb wird jedoch nochmals in Verbindung mit dem Betrieb des Anzeigesystems der Fig. 18 beschrieben.
Der Spaltensignalgenerator 90 umfaßt einen Spaltensignalrechner 200 und mehrere Spaltentreiber-ICs 202&sub1;-202&sub4;. Der Spaltensignalrechner 200 ist elektrisch über den Datenbus 58 mit der Steuereinrichtung 54 und über einen Ausgangsbus 208 mit den ICs 202&sub1;-202&sub4; verbunden. Für den Fachmann sollte offensichtlich sein, daß die tatsächliche Anzahl der ICs 202&sub1;-202&sub4; und 98&sub1;-98&sub3; von der Anzahl der Zeilen und Spalten der Anzeige 12 abhängig ist.
Der Steuerbus 62 verbindet die Steuereinrichtung 54 elektrisch mit dem Spaltensignalrechner 200 und den Treibern 202&sub1;-202&sub4;. Der Ausgangbus 97 verbindet den Swift-Funktionsgenerator 96 mit dem Spaltensignalrechner 200. Der Ausgangsbus 97 verbindet ferner den Swift-Funktionsgenerator 96 mit den Zeilentreibern 98&sub1;-98&sub3;.
In Fig. 19 ist der Spaltensignalrechner 200 in größerem Detail gezeigt. Wie bei der Ausführungsform mit integriertem Treiber 90 der Fig. 12 und 14 hat der Spaltensignalrechner 200 ein m Elemente umfassendes Schieberegister 115, welches über den Datenbus 58 formatierte Daten von der Steuereinrichtung 54 empfängt. Das Register 115 kann vorzugsweise eine vollständige Zeile aus M Bits (d.h. m = M, wobei M die Anzahl der Spaltenelektroden 24&sub1;-24M der Anzeige 12) der formatierten Daten empfangen. Die Daten werden mit einer Rate übertragen, die von dem Signal auf der Taktleitung 118 bestimmt wird. Eine Chipaktivierungs-Steuerleitung 116 macht es möglich, mehrere Spaltensignalrechner 200 mit der Steuereinrichtung 54 und der Anzeige 12 zu verbinden.
Der Spaltensignalrechner 200 hat auch ein Swift-Funktionsvektor-Register 138, welches über einen Bus 137 mit einem Signalspeicher (Latch) 136 verbunden ist. Ein Swift-Funktionsvektor S(Δtk) wird über den Ausgangsbus 97 mit einer Rate in das Register 138 geschoben, welche von dem Swift-Funktionstakt auf einer Leitung 140 bestimmt wird. Wenn einmal ein vollständiger Swift-Funktionsvektor S(Δtk) in das Register 138 geschoben wurde, wird dessen Inhalt, wie oben gesagt, abhängig von einem Latch-Taktsignal auf der Steuerleitung 142 parallel in den Signalspeicher 136 geschoben. Die Ausgänge des Signalspeichers 136 sind über den Bus 139 mit einer Gruppe der Eingänge des XOR-Summengenerators 130 verbunden.
Der Spaltensignalrechner 200 hat ferner mehrere Schieberegister 119&sub1;-119m, welche über Verbindungen 125&sub1;-125m mit dem Schieberegister 115 elektrisch verbunden sind. Der Inhalt des Schieberegisters 115 wird abhängig von einem Schreibaktivierungssignal, welches von der Steuereinrichtung 54 auf der Steuerleitung 123 vorgesehen wird, parallel in die Schieberegister 119&sub1;-119m übertragen. Die Schieberegister 119&sub1;-119m werden auf dieselbe Weise von dem Schieberegister 115 gefüllt, wie zuvor für die in den Fig. 12 und 14 gezeigte Ausführungsform beschrieben wurde.
Die Ausgänge der Schieberegister 119&sub1;-119m sind über Busse 134&sub1;-134m mit mehreren Signalspeichern 124&sub1;-124m elektrisch verbunden. Der Inhalt der Schieberegister 119&sub1;-119m wird abhängig von einem Latch-Aktivierungssignal, welches von der Steuereinrichtung 54 auf der Steuerleitung 128 vorgesehen wird, in die Signalspeicher 124&sub1;-124m übertragen. Wie im Fall der in den Fig. 12 und 14 gezeigten Ausführungsform wird diese Übertragung von der Steuereinrichtung 54 ausgelöst, wenn die Schieberegister 119&sub1;-119m mit einem Block (oder einem Teilblock, falls m < M) des Informationsvektors I&sub1;-Im gefüllt sind.
Die N Ausgänge der Signalspeicher 124&sub1;-124m sind elektrisch mit einem Bus 135 verbunden, der N Leitungen hat, wobei jeweils eine Leitung die N Ausgänge der Signalspeicher 124&sub1;-124m mit einem entsprechenden der N Eingänge des Exklusiv-Oder (XOR)-Summengenerators 130 verbindet. Der XOR-Summengenerator 130 hat eine zweite Gruppe aus N Eingängen, die mit entsprechenden Ausgängen des Signalspeichers 136 verbunden sind. Wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen führt der Signalspeicher 136 den Swift-Funktionsvektor S(Δtk) dem XOR-Summengenerator 130 zu, um die Erzeugung von Spaltensignalen 30&sub1;-30m mit entsprechenden Amplituden GI1(Δtk) bis GIm(Δtk) zu ermöglichen.
Ein m Elemente umfassendes Spaltenfreigabe-Schieberegister 218, welches über Verbindungen 127&sub1;-127m mit den Signalspeichern 124&sub1;-124m verbunden ist, wird dazu verwendet, die N Ausgänge der Signalspeicher 124&sub1;-124m sequentiell freizugeben. Ein Impuls, der von der Steuereinrichtung 54 auf einer Spaltenfreigabe-Eingangsleitung 224 vorgesehen wird, in Verbindung mit einem Taktimpuls auf einer Spaltenfreigabe-Taktleitung 226, welcher ebenfalls von der Steuereinrichtung 54 vorgesehen wird, schiebt einen Freigabeimpuls in das erste Element des Schieberegisters 218. Dieser Freigabeimpuls gibt den Inhalt des ersten Signalspeichers 124&sub1; an den Bus 135 frei, so daß der XOR-Summengenerator 130 den Informationsvektor Ii des freigegebenen Signalspeichers 124&sub1; erhält. Das Fehlen eines Freigabeimpulses bei den übrigen Elementen des Schieberegisters 218 zwingt die Ausgänge der Signalspeicher 124&sub2;-124m in einen hochohmigen Zustand. Die nachfolgenden Taktimpulse auf der Spaltenfreigabe-Taktleitung 226, welche von der Steuereinrichtung 54 vorgesehen werden, verschieben den Freigabeimpuls sequentiell durch das Schieberegister 218, wodurch die Signalspeicher 124&sub2;-124m freigegeben werden und sequentiell alle Spalteninformationsvektoren I&sub1;-Im an den XOR-Summengenerator 130 liefern.
Wenn der Informationsvektor Ij (z.B. j = 1) vorgesehen wird, verwendet der XOR-Summengenerator 130 den Informationsvektor Ij in Verbindung mit dem aktuellen Swift-Funktionsvektor S(Δtk), welcher von dem Signalspeicher 136 vorgesehen wird, um ein Spaltensignal 30j der Amplitude GIj(Δtk) vorzusehen, wie oben beschrieben wurde. Das Spaltensignal 30j wird auf dem Ausgangsbus 208 ausgegeben. Das Spaltensignal 30. wird an die Spaltentreiber 202&sub1;-202&sub4; abgegeben, welche abhängig von Steuersignalen, die von der Steuereinrichtung 54 erzeugt werden, die Amplitude GIj(Δtk) des Spaltensignals 30j in einem Schieberegister speichern, das innerhalb (nicht gezeigt) der Spaltentreiber 202&sub1;-202&sub4; liegt.
Wenn die Spalteninformationsvektoren I&sub2;-Im an den XOR-Summengenerator 130 geliefert werden, werden neue Spaltensignale 30&sub2;-30m erzeugt und an die Spaltentreiber 2021-2024 abgegeben, wobei jedes Spaltensignal 30&sub2;-30m in dem internen Schieberegister (nicht gezeigt) der Spaltentreiber 202&sub1;-202&sub4; gespeichert wird. Wenn alle m Signalspeicher 124&sub1;-124m von dem Schieberegister 218 freigegeben wurden und somit alle m in den Signalspeichern 124&sub1;-124m gespeicherten Informationsvektoren I&sub1;-Im an den XOR-Summengenerator 130 übertragen wurden, sind die m Spaltensignale 30&sub1;-30m mit den jeweiligen Amplituden GI1(Δtk) bis GIm(Δtk) erzeugt und an die Spaltentreiber 202&sub1;-202&sub4; übergeben worden. An diesem Punkt legen die Spaltentreiber 202&sub1;- 202&sub4; gleichzeitig alle m Spaltensignale 30&sub1;-30m an die Spaltenelektroden 24&sub1;-24m der Anzeige 12, abhängig von einem Steuersignal von der Steuereinrichtung 54, während der Dauer des Zeitintervalis Δtk+1 an. Im wesentlichen gleichzeitig mit dem Anlegen der Spaltensignale 30&sub1;-30m an die Spaltenelektroden 24&sub1;-24m wird der Swift-Funktionsvektor S(Δtk) von den Zeilentreibern 98&sub1;-98&sub3; an die Zeilenelektroden 22&sub1;-22N angelegt.
Während die Spaltensignale 30&sub1;-30m wie oben beschrieben für das Zeitintervall Δtk erzeugt werden, wird ein neuer Swift- Funktionsvektor S(Δtk+1) abhängig von Eingangssignalen, welche von dem Swift-Funktionsgenerator 96 auf dem Swift-Funktions- Ausgangsbus 97 vorgesehen werden, und Taktimpulsen auf der Swift-Funktions-Taktleitung 140 in den Signalspeicher 138 geschoben. Nachdem die Spaltensignale 30&sub1;-30m erzeugt und an die Spaltenelektroden 24&sub1;-24m an gelegt wurden, wird der neue Swift-Funktionsvektor S(Δtk+1) abhängig von einem Impuls auf der Swift-Funktions-Latch-Leitung 142 von dem Register 138 in den Signalspeicher 136 übertragen, und der Vorgang des Erzeugens und Anlegens der Spaltensignale 30&sub1;-30m, die jeweils eine Amplitude von GI1(Δtk+1) bis GIm(Δtk+1) haben, während des Zeitintervalis Δtk+1 wird wie oben beschrieben wiederholt.
Der obige Prozeß wird für alle 2s Zeitintervalle der Bildperiode wiederholt, wobei an diesem Punkt ein neuer Block aus Informationsvektoren 1&sub1;-Im von den Schieberegistern 119&sub1;-119m an die Signalspeicher 124&sub1;-124m übertragen wird, und wobei dann der gesamte Prozeß wiederholt wird.

Zusätzliche Verbesserungen der verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung

Grauskalenschattierung

Zusätzliche Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ermöglichen, bei der Adressierung einzelner Pixel optische Zwischenzustände zwischen dem "Ein"- und dem "Aus"-Zustand einzuführen. Auf diese Weise können unterschiedliche Grauschattierungen oder Farbtöne angezeigt werden.
Ein erstes Grauskalenverfahren zum Adressieren der Anzeige 12 verwendet eine Technik, die als Bild- oder Blockmodulation (Frame Modulation) bekannt ist, bei der mehrere Bildperioden T der Anzelgeinformation verwendet werden, um die Dauer der Zeit, während derer ein Pixel "ein" ist, im Vergleich zu der Zeit, während der ein Pixel "aus" ist, zu steuern. Auf diese Weise kann ein Pixel mit einem optischen Zwischenzustand adressiert werden. Es können z.B. vier Bildperioden verwendet werden, während derer ein Pixel für zwei Perioden "ein" ist und für die anderen beiden Perioden "aus". Wenn die Zeitkonstante der Anzeige im Vergleich zu mehreren Bildperioden lang ist, nimmt das Pixel einen mittleren optischen Zwischenzustand zwischen vollständig "ein" und vollständig "aus" ein. Bei dem Blockmodulationsverfahren benötigen die verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung keine Modifikation. Vielmehr muß die externe Video- oder Bildquelle die richtige Ein/Aus-Folge für jedes Pixel innerhalb der mehreren Bildperioden vorsehen können, damit die Pixel den gewünschten optischen Zustand haben.
Wenn die Zeitkonstante (τ) der Anzeige 12 im Verhältnis zu mehreren Bildperioden T kurz ist, kann das Blockmodulationsverfahren verbessert werden, indem die Dauer der Bildperiode T vermindert und somit die Bildrate erhöht wird.
Mit Bezug auf Fig. 20 ist nun eine andere Grauskalenausführungsform dargestellt, welche eine als Puisweitenmodulation bekannte Technik verwendet. Bei den bis zu diesem Punkt beschriebenen Ausführungsformen ist der Informationszustand eines Pixels entweder "ein" oder "aus", und die Informationszustände der Pixel werden durch die Elemente des Informationsvektors I&sub1;-Im als Ein-Bit-Wörter dargestellt. Bei der vorliegenden Grauskalen-Ausführungsform kann jedoch der Informationszustand eines Pixeis nicht nur "ein" oder "aus" sein, sondern er kann eine Vielzahl Zwischenpegel oder Schattierungen zwischen "ein" und "aus" annehmen. Die Informationszustände der Pixel in der vorliegenden Ausführungsform werden daher durch Elemente des Informationsvektors I&sub1;-Im als Mehr- Bit-Wörter dargestellt, welche die Zustände der Pixel angeben. Die Umsetzung der vorliegenden Ausführungsform erfordert, daß jedes Speicherelement in der Speichervorrichtung 52 (Fig. 10) von Ein-Bit-Wörtern auf Mehr-Bit-Wörter der Tiefe G vergrößert wird. Bei typischen Anwendungen ist G zwischen 2 und 8, und die Anzahl der angezeigten Pegel ist 2G, einschließlich "ein" und "aus". Man sollte verstehen, daß die Notation Ij, wenn sie zur Beschreibung der Grauskalenausführungsform verwendet wird, alle G Bits des Mehr-Bit-Wortes umfaßt. Zusätzlich bezeichnet die Notation Ijg die g-te Ebene der Bits des Informationsvektors Ij.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wird jedes Zeitintervall Δtk in G kleinere Zeitintervalle Δttg gleicher oder unterschiedlicher Dauer unterteilt, wobei die Summe der Dauern der Unterintervalle Δtkl bis Δtkg gleich der Dauer des Zeitintervalls Δtk ist. Für jedes Zeitunterintervall Δtkg werden Spaltensignale 301g-30mg erzeugt (wobei g = 1 bis G). Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Dauer von Δtkg ungefähr halb so lang wie die Dauer von Δtkg+1.
Für eine bestimmte Spalte (z.B. j = 7) wird das Spaltensignal 30&sub7;&sub1; während des Zeitunterintervalls Δtkl unter Verwendung des Informationsvektors I&sub7;&sub1; erzeugt, den man erhält, wenn man nur die niedrigstwertigen Bits der Mehrbitworte des Informationsvektors I&sub7; berücksichtigt. Das nächste Spaltensignal 30&sub7;&sub2; wird mit dem Informationsvektor I&sub7;&sub2; erzeugt, welchen man erhält, wenn man nur die zweitniedrigstwertigen Bits der Mehrbitworte des Informationsvektors I&sub7; während des Zeitunterintervalls Δtk2 berücksichtigt. Nachfolgende Spaltensignale 307g-307G werden auf ähnliche Weise erzeugt, bis alle G Spaltensignale 30&sub7;&sub1;-307G erzeugt worden sind.
Die vorliegende Ausführungsform ist ähnlich der in Fig. 14 gezeigten Ausführungsform Die Unterschiede liegen darin, daß das Ein-Bit-Speicherelement des Schieberegisters 227, der Schieberegister 228&sub1;-228m und der Signalspeicher 229&sub1;-229m auf Speicherelemente für Worte mit mehreren Bits der Tiefe G vergrößert werden, und daß mehrere N Elemente umfassende 1-aus-G- Multiplexer 233&sub1;-233m hinzugefügt sind.
Der Betrieb der vorliegenden Ausführungsform läuft genauso ab wie bei der Ausführungsform von Fig. 14, abgesehen davon, daß die Anzeigedaten Mehr-Bit-Worte sind, welche in einer N x m x G-Informationsmatrix 1 gespeichert sind. Die Schieberegister 228&sub1;-228m werden auf die oben beschriebene Weise gefüllt, und der Inhalt wird zu den Signalspeichern 227&sub1;-227m übertragen. Ähnlich werden die Swift-Funktionsvektoren S(Δtk) in das Register 138 geschoben und dann in den Signalspeicher 136 übertragen.
Wenn die Informationsvektoren I&sub1;-Im einmal in die Signalspeicher 227&sub1;-227m in jeder der G Ebenen übertragen wurden, liefern die Multiplexer 2331-233m abhängig von einem Steuersignal, welches von der Steuereinrichtung 54 auf einer Grauschattierungs-Auswahlleitung 298 vorgesehen wird, die G Bits der Spalteninformationsvektoren I&sub1;-Im sequentiell an die XOR- Summengeneratoren 130&sub1;-130m, wobei sie mit den niedrigstwertigen Bits während des Zeitunterintervalis Δtkl beginnen und mit den höchstwertigen Bits G während des Zeitunterintervalls Δtkg enden. Auf diese Weise werden G Spaltensignale 30j1-30jg mit den Amplituden GIj1(Δtk1) bis GIjG(Δtkg) für jede Spaltenelektrode 24j erzeugt (j = 1 bis m)
Ahnliche Erweiterungen der in den Fig. 17 und 19 gezeigten Ausführungsformen können realisiert werden, um pulsweitenmodultierte Zwischen- oder Grauskalenschattierungen vorzusehen. Fig. 21 zeigt eine Erweiterung der Ausführungsform der Fig. 17, welche pulsweitenmodulierte Zwischenschattierungen vorsieht. Die Register 228&sub1;-228m und 258&sub1;-258m wurden von einzelnen Bit auf die Größenordnung G erweitert, und N Elemente umfassende 1-aus-G-Multiplexer 235&sub1;-235m wurden hinzugefügt, um die Bits mit der richtigen Signifikanz aus den Spalteninformationsvektoren I&sub1;-Im auszuwählen.
Fig. 22 zeigt eine Ausführungsform, die ähnlich der Ausführungsform der Fig. 19 ist und die eine Puisweitenmodulationsfähigkeit für die Anzeige von Zwischenschattierungen vorsieht. Bei dieser Ausführungsform empfängt ein Schieberegister mit m x G Elementen 227 formatierte Videodaten von dem Bus 58. Wie oben beschrieben, werden die Elemente der Register 227 zu mehreren N x G Schieberegistern 228&sub1;-228m über Busse 230&sub1;-230m übertragen. Die Busse 230&sub1;-230m sind jeweils ein Bit breit und G Bit tief, so daß der Inhalt des Registers 227 parallel übertragen werden kann. Die Ausgänge der Schieberegister ²²&sup8;Ü²²&sup8;m sind über Busse 231&sub1;-231m elektrisch mit mehreren Signalspeichern 229&sub1;-229m verbunden.
Die N Ausgänge der Signalspeicher 229&sub1;-229m sind elektrisch mit einem Bus 242 verbunden, der eine Breite N und eine Tiefe G hat, so daß jeder Ausgang der Signalspeicher ²²&sup9;&sub1;-²²&sup9;m mit einem N Elemente umfassenden 1-aus-G-Multiplexer 233 verbunden ist. Der Multiplexer 233 wählt die Bits (oder Ebenen) des Spalteninformationsvektors I&sub1;-Im mit der richtigen Signifikanz aus. Der Rest des Betriebs ist ähnlich dem oben in Bezug auf Fig. 19 beschriebenen.
Die Verfahren für die Bildmodulation und die Pulsweitenmodulation können vorteilhaft kombiniert werden, um eine noch größere Anzahl diskreter optischer Zwischenzustände der Pixel 26 des Anzeigesystems 10 vorzusehen.

Ausführungsformen des Swift-Funktionsgenerators

Mit Bezug auf die Fig. 23 bis 25 werden nun verschiedene Ausführungsformen des Swift-Funktionsvektor-Generators 96 der Fig. 12 und 18 vorgeschlagen.
Eine Grundausführungsform für den Swift-Funktionsgenerator 96, die in Fig. 23 gezeigt ist, kann einen Adressenzähler 302 und einen Swift-Funktionsgenerator-ROM 304 aufweisen, das mit einem Steuer- und Adressierbus 306 verbunden ist. Wie oben erörtert, verbindet der Steuerbus 62 die Steuereinrichtung 54 und den Swift-Funktions-Generator 96 elektrisch, während der Ausgangsbus 97 den nach außen gehenden Swift-Funktionsvektor S(Δtk) zu den richtigen Schaltungen lenkt.
Bei der Ausführungsform der Fig. 23 ist eine Matrix aus Swift- Funktionen Si im ROM 304 gespeichert. Abhängig von Steuersignalen, welche von der Steuereinrichtung 54 auf den Bus 62 geliefert werden, werden Swift-Funktionsvektoren S(Δtk) von dem Adressensignal auf dem Bus 306 ausgewählt. Der ausgewählte Swift-Funktionsvektor S(Δtk) wird aus dem ROM 304 ausgelesen und auf den Ausgangsbus 97 gegeben.
Wie oben bereits gesagt wurde, ist es häufig wünschenswert, willkürlich einige Zeilen der Swift-Funktionsmatrix 5 zu invertieren, um zu verhindern, daß Anzeigedaten, welche aus regelmäßigen Mustern bestehen, Spaltensignale 301-30m mit ungewöhnlich hoher Amplitude (GIj(Δtk)) verursachen. Alternativ kann es wünschenswert sein, die Swift-Funktionen Si willkürlich umzuordnen, um Streifenbildung in dem angezeigten Bild zu verhindern. Schließlich kann es wünschenswert sein, die Swift- Funktionen Si sowohl willkürlich zu invertieren als auch willkürlich umzuordnen, um die beste Leistung zu erhalten.
Fig. 24 zeigt eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Swift-Funktionsgenerators 96, welcher willkürlich Swift-Funktionen Si invertiert. Die Steuereinrichtung 54 sieht Steuersignale auf dem Steuerbus 62 und, genauer gesagt, auf der Steuerleitung 307 und der Taktleitung 308 vor, welche zu einem Multiplexer 310, einem Zufallsgenerator (oder einem Pseudo- Zufallsgenerator) 312 und einem N Elemente umfassenden Schieberregister 314 gehen. Der Zufallsgenerator 312 erzeugt eine zufällige N Bit umfassende Folge aus logischen Einsen und logischen Nullen, welche zu einem ersten Eingang des Multiplexers 310 geführt werden. Der Multiplexer 310 wählt abhängig von Steuersignalen auf der Steuerleitung 307 den mit dem Generator 312 verbundenen Eingang aus, so daß die Zufalls-Bit-Folge in das Register 314 geschoben wird, wenn ein Taktsignal auf der Taktleitung 308 erscheint. Wenn das Register 314 voll ist, wählt der Multiplexer 310 den mit dem Ausgang des Registers 314 über einen Bus 316 verbundenen Eingang aus. Vorzugsweise sieht der Generator 312 für jede Bildperiode T ein neues Bitmuster vor.
Das erste Element des Registers 314 wird taktgesteuert ausgegeben und bei dem ersten Eingang eines XOR-Gatters 318 vorgesehen, welches zwei Eingänge hat. Der Ausgang des Registers 314 wird auch durch den Multiplexer 310 in das Register 314 zurückgeführt, so daß das Zufallsbitmuster für eine gesamte Bildperiode beibehalten wird.
Jedes in dem Register 314 gespeicherte Element entspricht einem Element des Swift-Funktionsvektors S(Δtk) und wird elementweise auf den zweiten Eingang des XOR-Gatters 318 aufgetaktet. Die logische Kombination korrespondierender Elemente aus dem Register 312 und dem Swift-Funktionsvektor S(Δtk) mit Hilfe des XOR-Gatters 318 invertiert entweder die Swift-Funktion Si oder umgeht die Swift-Funktion Si ohne Inversion.
Die Ausführungsform der Fig. 24 wurde für die Zufallsinversion der Swift-Funktionsvektoren S(Δt) beschrieben, welche seriell auf dem Ausgangsbus 97 übertragen werden. Der Fachmann kann jedoch die vorliegende Ausführungsform erweitern, indem er zusätzliche Schaltungsebenen vorsieht, indem er die Elemente 310, 312, 314 und 318 kopiert. Auf diese Weise kann eine Vielzahl Swift-Funktionsvektor-Bits, S(Δt)-Bits, invertiert und parallel übertragen werden.
In Fig. 25 ist eine weitere Ausführungsform für den Swift- Funktionsgenerator 96 gezeigt, welche die Reihenfolge der Swift-Funktionen Si der Matrix 40 zufällig (oder pseudo-zufällig) ändert. Abhängig von der Art der verwendeten Swift-Funktionen kann es wünschenswert sein, die Reihenfolge von jeweils ein paar Bildperioden nach dem Zufallsprinzip neu festzulegen. Vorzugsweise wird die Reihenfolge jede Bildperiode T nach dem Zufallsprinzip neu geordnet.
Die Reihenfolge wird von einem Adressen-Zufallsgenerator 320 geändert, welcher die von dem Adressenzähler 302 gelieferten Adressen jede Bildperiode T neu abbildet. Auf diese Weise kann die Reihenfolge, in welcher die Swift-Funktionen Si ausgewählt werden, willkürlich verändert werden. Ein Adressen-Zufallsgenerator 320 ist über einen Bus 322 mit dem Adressenzähler 302 und über einen Bus 324 mit dem ROM 304 verbunden.
Bei einer anderen Ausführungsform (nicht gezeigt) werden die Ausführungsformen der Fig. 24 und 25 in einer einzigen Schaltung kombiniert.
Es sollte offensichtlich sein, daß die Erfindung in anderen speziellen Formen verkörpert werden kann, ohne von ihrem Sinn oder ihren wesentlichen Eigenschaften abzuweichen. Flüssigkristallanzeigen bilden z. B. nur einen Teil der breiteren Kategorie der elektro-optischen Flüssigkristall-Systeme, wie Druckköpfe für Hardcopy-Geräte und ROM-Filter für optische Berechnungen, auf welche die vorliegende Erfindung angewendet werden könnte. Die beschriebenen Ausführungsformen sollen in jeder Hinsicht nur als Beispiel und nicht als Beschränkung verstanden werden, und der Bereich der Erfindung wird somit nur durch die folgenden Ansprüche angegeben.

Claims

1. System zum Adressieren einer auf einen Effektivwert ansprechenden Flüssigkristallanzeige (12) der Bauart, welche beliebige Informationsmuster anzeigt, wobei die Anzeige mehrere erste Elektroden (22) aufweist, die in einem ersten Elektrodenmuster angeordnet sind, sowie mehrere zweite Elektroden (24), die in einem zweiten Elektrodenmuster angeordnet sind, welches das erste Elektrodenmuster überlappt, und die ersten und zweiten Elektroden jeweils auf einer ersten bzw. einer zweiten gegenüberliegenden Seite eines Flüssigkristallmaterials (21) angeordnet sind, so daß die mehreren Überlappungsbereiche eine Anornung aus Pixeln (26) definieren, welche beliebige Informationsmuster abhängig von den Pixeleingangsdaten anzeigen, gekennzeichnet durch:

eine Vorrichtung (56) zum Erzeugen und Anlegen periodischer erster Signale an entsprechende erste Elektroden (22) während einer Bildperiode, wobei die ersten Signale unabhängig von den Pixeleingangsdaten sind und durch mehrere erste Signale mehrere entsprechende erste Elektroden (22) ausgewählt werden, wobei die mehrfache Auswahl über die Bildperiode verteilt ist; und

eine Vorrichtung (50) zum Erzeugen und Anlegen zweiter Signale an die zweiten Elektroden (24), wobei die zweiten Signale zu einer bestimmten Zeit während der Bildperiode Amplituden haben, die durch die Amplituden der ersten Signale zu der bestimmten Zeit und durch Pixeleingangsdaten der Pixel bestimmt werden, welche von den entsprechenden ersten Elektroden (22) definiert werden, und wobei die Amplitude jedes der zweiten Signale zu der bestimmten Zeit proportional zu einer Summe der Produkte aus den ersten Signalen und den Pixeleingangsdaten der Pixel ist, welche von den entsprechenden ersten Elektroden definiert werden.

2. System nach Anspruch 1, bei dem jedes Pixeleingangsdatum der Pixeleingangsdaten einen ersten und einen zweiten logischen Pegel hat, welcher einen entsprechenden ersten bzw. zweiten Lichtdurchlaßzustand für das Pixel repräsentiert&sub1; zu dem das Pixeleingangsdatum gehört, und wobei die Vorrichtung (50) zum Erzeugen und Anlegen der zweiten Signale an die zweiten Elektroden (24) ferner eine Vorrichtung aufweist, welche bewirkt, daß ein Pixel (26) einen Lichtdurchlaß-Zwischenzustand zwischen dem ersten und dem zweiten Lichtdurchlaßzustand anzeigt, indem sie die Länge der Zeit, während der das Pixeleingangsdatum des Pixels auf dem ersten logischen Pegel ist, im Vergleich zu der Länge der Zeit, während der das Pixeleingangsdatum des Pixels auf dem zweiten logischen Pegel ist, während der Dauer mehrerer aufeinanderfolgender Bildperioden steuert.

3. System nach Anspruch 1, bei dem jedes Pixeleingangsdatum der Pixeleingangsdaten einen ersten und einen zweiten logischen Zustand hat, welcher einen entsprechenden ersten und zweiten Lichtdurchlaßzustand für das Pixel repräsentiert, zu dem das Pixeleingangsdatum gehört, wobei die Bildperiode in Zeitintervalle unterteilt ist, und wobei die Vorrichtung zum Erzeugen und Anlegen der zweiten Signale an die zweiten Elektroden (24) ferner eine Vorrichtung aufweist, die bewirkt, daß ein Pixel (26) einen Lichtdurchlaß-Zwischenzustand zwischen dem ersten und dem zweiten Lichtdurchlaßzustand anzeigt, indem sie in jedem Zeitintervall die Länge der Zeit, während der das Pixeleingangsdatum des Pixeis auf dem ersten logischen Pegel ist, im Vergleich zu der Länge der Zeit, während der das Pixeleingangsdatum des Pixeis auf dem zweiten logischen Pegel ist, steuert.

4. System nach Anspruch 1, bei dem jedes Pixel (26) einen pixelinformationszustand hat, welcher ein Videosignal mit Steuerkomponenten und Dateninformationskomponenten empfängt, wobei die Dateninformationskomponenten die Daten repräsentieren, welche von den Pixeln angezeigt werden sollen, und bei dem die ersten Signale Amplituden haben, mit folgenden weiteren Merkmalen:

einer Speichervorrichtung (52) zum Empfangen und Speichern der Dateninformationskomponenten;

einer Steuereinrichtung (54), die mit der ersten Signalvorrichtung (56), der zweiten Signalvorrichtung (50) und der Speichervorrichtung (52) verbunden ist, wobei die Steuereinrichtung das Videosignal empfängt und die Dateninformationskomponenten desselben an die Speichervorrichtung sowie die Steuerkomponenten derselben an die erste Signalvorrichtung, die zweite Signalvorrichtung und die Speichervorrichtung liefert; und

wobei die zweite Signalvorrichtung mit der Speichervorrichtung verbunden ist, um die Dateninformationskomponenten abhängig von den Steuerkomponenten zu empfangen, und die zweite Signalvorrichtung ferner mit der ersten Signalvorrichtung verbunden ist, um das erste Signal abhängig von den Steuerkomponenten zu empfangen, und während der Bildperiode für jede zweite Elektrode ein zweites Signal mit einer Amplitude erzeugt, die sowohl von den ersten Signalen, welche die Auswahl bewirken, als auch den Pixelinformationszuständen der entsprechenden Pixel abgeleitet ist.

5. System nach Anspruch 4, bei dem die Amplitude jedes zweiten Signals proportional zu der Summe der Produkte der Amplitude jedes ersten Signals, welches die Auswahl bewirkt, mal dem Pixelinformationszustand des entsprechenden Pixel ist.

6. Verfahren zum Adressieren einer auf einen Effektivwert ansprechenden Flüssigkristallanzeige (12) der Bauart, welche beliebige Informationsmuster anzeigt, wobei die Anzeige (12) sich überlappende Zeilen- und Spaltenelektroden (22, 24) aufweist, die jeweils auf einer ersten bzw. einer zweiten gegenüberliegenden Seite eines Flüssigkristallmaterials (21) angeordnet sind, um eine Matrix aus mehreren Pixeln (26) vorzusehen, welche beliebige Informationsmuster abhängig von den Pixeleingangsdaten anzeigen, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

Anlegen von Zeilensignalen an entsprechende Zeilenelektroden (22) während einer Bildperiode, die in Zeitintervalle aufgeteilt ist, wobei mehrere Zeilensignale bewirken, daß mehrere der entsprechenden Zeilenelektroden (22) ausgewählt werden, und die mehrfache Auswahl über die Bildperiode verteilt wird; und

Erzeugen von Spaltensignalen und Anlegen derselben an die Spaltenelektroden (24), wobei die Spaltensignale zu einer bestimmten Zeit während der Bildperiode Amplituden haben, die durch die Amplituden der Zeilensignale zu dieser bestimmten Zeit und durch die Pixeleingangsdaten der Pixel, die durch die entsprechenden Zeilenelektroden (22) definiert werden, bestimmt werden, und wobei die Amplitude jedes der Spaltensignale zu der bestimmten Zeit proportional zu einer Summe der Produkte der Zeilensignale und der Pixeleingangsdaten der Pixel ist, welche von den entsprechenden Zeilenelektroden (22) definiert werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem jedes Pixeleingangsdatum der Pixeleingangsdaten einen ersten und einen zweiten logischen Pegel hat, welcher einen entsprechenden ersten bzw. zweiten Lichtdurchlaßzustand für das Pixel (26) repräsentiert, zu dem das Pixeleingangsdatum gehört, und bei dem die zweiten Signale bewirken, daß ein Pixel einen Lichtdurchlaß-Zwischenzustand zwischen dem ersten und dem zweiten Lichtdurchlaßzustand anzeigt, indem sie die Länge der Zeit, während der das Pixeleingangsdatum des Pixel (26) auf dem ersten logischen Pegel ist, im Vergleich zu der Länge der Zeit, während der das Pixeleingangsdatum des Pixels (26) auf dem zweiten logischen Pegel ist, während der Dauer mehrerer aufeinanderfolgender Bildperioden steuern.

8. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Bildperiode in mehrere gleiche Zeitintervalle aufgeteilt wird, und bei dem jedes der Zeilensignale zwei Pegel, die nicht null sind, und während der Dauer des Zeitintervalls eine im wesentlichen konstante Amplitude hat.

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem jedes der Zeilensignale aus einer orthonormalen Funktionsmatrix mit einer Größenordnung von 2s abgeleitet wird, wobei die Anzahl der Zeilenelektroden größer als 2S-1 und kleiner oder gleich 2s ist.

10. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Zeilensignale aus einer Gruppe Swift-Funktionen abgeleitet wird, wobei jede Swift-Funktion eine Folge von wenigstens eins hat.