-
Die Erfindung betrifft eine Antriebs- bzw. Treiberschaltung zum Treiben
eines piezoelektrischen Vibrators.
Beschreibung des Standes der Technik
-
In der japanischen Patentanmeldung Sho 61-309113, die am 27.
Dezember 1986 angemeldet wurde und für die öffentliche Einsicht am 11. Juli
1988 unter der Offenlegungs-No. 63-167098 offengelegt worden ist, ist
eine Ultraschallflüssigkeitspumpe offenbart, die ähnlich im Aufbau zu
einem Vibrator vom verschraubten Langevin-Typ ist, und sie kann selbst
Flüssigkeit pumpen und verdüsen. In diesem Typ einer Flüssigkeitspumpe
bildet die Flüssigkeit, die gepumpt werden soll, die Belastung an der
Pumpe, so daß die Belastung in Abhängigkeit einer Änderung in dem
Flüssigkeitspegel geändert wird. Eine Belastungsänderung führt zu einer
Änderung in der Resonanzfrequenz des Vibrators. Um den Vibrator mit einer
höheren Effektivität zu treiben, ist es daher notwendig, die Frequenz der
Treiberspannung zu steuern, die zu dem Treiberschaltkreis zugeführt wird.
In anderen Typen von Vibratoren wird die Resonanzfrequenz in Abhängigkeit
der Belastung, die aufgebracht wird, geändert. In dem Fall eines
piezoelektrischen Vibrators wird sich der Resonanzpunkt gerade in Abhängigkeit
einer Änderung in der Treiberspannung ändern. Es ist daher in diesen
Vibratoren erforderlich, die Treiberfrequenz in Abhängigkeit einer Änderung
in dem Resonanzpunkt zu steuern.
-
Bis jetzt sind verschiedene Typen von Treiberschaltkreisen zum Treiben
eines piezoelektrischen Vibrators bekannt. Solche Treiberschaltkreise
umfassen einen Zweitransistortyp, wie beispielsweise einen Gegentakttyp
und einen Halbbrückentyp, ebenso wie einen Einzeltransistortyp, wie
beispielsweise einen A-Klasse-Verstärker, einen Oszillator und einen
Umschaltschaltkreis. Um die Treiberfrequenz in Abhängigkeit einer Änderung
in dem Resonanzpunkt des Vibrators zu ändern, wurde ein Vorschlag
gemacht, einen äquivalenten Impedanzanteil zu verwenden, der durch den
Vibrator in einem Bereich zwischen der Resonanzfrequenz und der
Nichtresonanzfrequenz gebildet wird, wie in einem Colpitz-Oszillator. Alternativ
wurde auch vorgeschlagen, eine Steuerung gemäß der Minimalimpedanz
vorzunehmen, die an dem Resonanzpunkt des Vibrators auftritt. Beispiele der
alternativen Steuerung sind diejenigen, in denen eine Steuerung so
vorgenommen wird, daß der Strom durch den Vibrator maximiert wird, und
diejenigen, bei denen der Strom und die Spannung in dem Vibrator ermittelt
werden, und es wird eine Steuerung so durchgeführt, daß der Strom und die
Spannung dieselbe Phase besitzen. Verschiedene Beispiele des Standes der
Technik werden im Detail nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
beschrieben.
-
Die US-A-427 371 offenbart einen Treiberschaltkreis für einen
piezoelektrischen Vibrator, der eine Transformatoreinrichtung, die eine
Primärwicklung und eine Sekundärwicklung besitzt, eine
Umschalttransistoreinrichtung, die in Reihe mit der Primärwicklung verbunden ist, eine
piezoelektrische Vibrationseinrichtung, die mit der Sekundärwicklung verbunden
ist, eine Transistortreibereinrichtung zur Zuführung eines Treiberstroms
zu der Umschalttransistoreinrichtung, so daß die
Umschalttransistoreinrichtung wechselweise auf EIN und AUS geschaltet wird, wodurch die
Vibrationseinrichtung mit oder in der Nähe einer Resonanzfrequenz der
Vibrationseinrichtung betrieben wird, umfaßt. Die vorliegende Erfindung ist
dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen zur Wandlung einer Spannung,
die über die Sekundärwicklung der Transformatoreinrichtung in einer
sinusförmigen form gebildet wird, mit der Sekundärwicklung so verbunden
ist, daß ein Strom und eine Spannung einer sinusförmigen form zu der
Vibrationseinrichtung zugeführt werden, daß eine
Phasenvergleichseinrichtung zum Vergleich der Phase des sinusförmigen Stroms an der
piezoelektrischen Vibrationseinrichtung mit der Phase der Spannung an der
Sekundärwicklung der Transformatoreinrichtungen, vorgesehen ist, um ein
Phasendifferenzsignal zu erzeugen, und daß die Treibereinrichtung so
gesteuert wird, um die Frequenz des Treiberstroms entsprechend dem
Phasendifferenzsignal zu steuern.
-
Der Treiberschaltkreis der vorliegenden Erfindung ist in seinem Aufbau
einfach, kann allerdings mit einer hohen Effektivität und einer hohen
Stabilität betrieben werden. Eine präzise und akkurate Steuerung kann
durchgeführt werden und ein Treiberschaltkreis vom Typ mit einem
einzelnen Transistor kann für einen piezoelektrischen Vibrator mit hoher
Leistung verwendet werden. In einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden
Erfindung wird die Frequenz des Treiberstroms derart gesteuert, daß der
Zeitpunkt, zu dem die Spannung an der Sekundärwicklung von einem Zustand
entsprechend dem EIN-Zustand der Transistoreinrichtung zu dem AUS-Zustand
geändert wird, mit dem Zeitpunkt übereinstimmt, zu dem der sinusförmige
Strom an der piezoelektrischen Vibrationseinrichtung einen Nullwert
annimmt. Der sinusförmige Strom an der Vibrationseinrichtung besitzt eine
Frequenz, die identisch zu der Resonanzfrequenz der piezoelektrischen
Vibrationseinrichtung während der Periode ist, die dem AUS-Zustand der
Transistoreinrichtung entspricht. Dort, wo die Treiberfrequenz weit von
der Resonanzfrequenz entfernt ist, wird der erste erwähnte Zeitpunkt weit
von dem zweiten erwähnten Zeitpunkt entfernt sein. Im Gegensatz hierzu
wird dort, wo eine Übereinstimmung zwischen einer Treiberfrequenz und der
Resonanzfrequenz vorhanden ist, der erste erwähnte Zeitpunkt mit dem
zweiten erwähnten Zeitpunkt übereinstimmen. Die Steuerung des
Treiberstroms und die Spannung können durch Änderung eines Tastverhältnisses des
Treiberstroms durchgeführt werden.
-
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nun beschrieben und
mit dem Stand der Technik unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen vergleichend dargestellt, in denen:
-
Fig. 1 ein Schaltkreisdiagramm zeigt, das ein Grundkonzept der
vorliegenden Erfindung darstellt;
-
Fig. 2A ein Diagramm zeigt, das die Wellenform des Stroms an der
Sekundärwicklung des Transformators darstellt;
-
Fig. 2B ein Diagramm zeigt, das die Wellenform des Stroms an dem
piezoelektrischen Vibrator darstellt;
-
Fig. 3 ein Flußdiagramm zeigt, das die Steuerung des Oszillators zur
Bildung des Transistortreiberstroms darstellt;
-
Fig. 4 ein Schaltkreisdiagramm zeigt, das die Einzelheiten des
Treiberschaltkreises gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
darstellt;
-
Fig. 5 bis 7 Schaltkreisdiagramme zeigen, die Beispiele von
herkömmlichen Treiberschaltkreisen darstellen; und
-
Fig. 8 ein Diagramm zeigt, das das Verhältnis zwischen der Impedanz und
der Frequenz in einem piezoelektrischen Element darstellt.
-
Unter Bezugnahme auf Fig. 5 ist ein Beispiel eines herkömmlichen
Gegentakt-Treiberschaltkreises bzw. einer Antriebsschaltung vom Typ mit zwei
Transistoren dargestellt, der ein Paar von Transistoren Q2 und Q3 umfaßt,
die mit einer Primärwicklung eines Ausgangstransformators T2 in einer
Gegentaktbeziehung verbunden sind. Der Transformator T2 besitzt eine
Sekundärwicklung, die mit einem piezoelektrischen Vibratorelement TD
verbunden ist. Die Transistoren Q2 und Q3 besitzen Basen, die mit einer
Steuer- bzw. Treiberspannung entgegengesetzter Phase versorgt werden. Die
Primärwicklung des Transformators T2 besitzt eine Mittelanzapfung, die
mit einer Bus-Spannung VB verbunden ist.
-
Fig. 6 stellt ein Beispiel eines herkömmlichen Treiberschaltkreises vom
Halbbrückentyp dar, der ein Paar Transistroren Q4 und Q5 umfaßt, die in
Reihe zwischen Anschlüssen verbunden sind, die zu der
Energieversorgungsquelle VB führen. Zwischen den Anschlüssen von der Energieversorgungs
quelle VB sind ein Paar Kondensatoren C1 und C2 vorgesehen, die in Reihe
verbunden sind. Der Ausgangstransformator T3 besitzt eine Primärwicklung,
die einerseits mit einer Verbindung zwischen den Transistoren Q4 und Q5
und andererseits mit einer Verbindung zwischen den Kondensatoren T1 und
T2 verbunden ist. Der Transformator T3 besitzt eine Sekundärwicklung, die
mit einem piezoelektrischen Vibrationselement TD verbunden ist. Die
Transistoren
Q4 und Q5 besitzen Basen, die mit einer Treiberspannung
entgegengesetzter Phase versorgt werden.
-
Es ist erkannt worden, daß Treiberschaltkreise, die in den Fig. 5 und
6 dargestellt sind, für einen piezoelektrischen Vibrator geeignet sind,
der einen großen Energieverbrauch besitzt. Es sollte allerdings angemerkt
werden, daß der Schaltkreis zwei Transistoren und zwei Treibersignale
entgegengesetzter Phase erfordert, so daß die Anordnungen kompliziert
verglichen mit einem Schaltkreis des Typs mit einem einzelnen Transistor
werden. Weiterhin ist dieser Typ eines Schaltkreises dahingehend
nachteilig, daß eine umgekehrte elektromotorische Kraft, die in dem
piezoelektrischen Vibrator gebildet wird, von der Sekundärwicklung zu der
Primärwicklung des Transistors einen Einfluß hat, um zu verhindern, daß der
Transistor von einem EIN-Zustand zu einem AUS-Zustand umgeschaltet wird.
Dies wird einen ungünstigen Effekt in dem Bestreben einer Verbesserung
der Effektivität des Schaltkreises mit sich bringen. Es sollte weiterhin
angemerkt werden, daß in einem Aufbau, bei dem irgendeine Fluktuation der
Versorgungsspannung durch eine Steuerung der Impulsbreite des
Treibersignals kompensiert wird, die Betriebsweise instabil aufgrund der vorstehend
erwähnten, umgekehrten elektromotorischen Kraft werden kann.
-
Wie die Fig. 7 zeigt, ist dort ein herkömmlicher Treiberschaltkreis
eines Einzeltransistortyps dargestellt, bei dem ein Transistor Q5 mit der
Spannungsquelle VB in Reihe mit der Primärwicklung des
Ausgangstransformators T4 verbunden ist. Die Sekundärwicklung des Transformators ist mit
einem piezoelektrischen Vibrator TD verbunden. Der Schaltkreis, der in
Fig. 7 dargestellt ist, wird gegenüber dem Typ mit zwei Transistoren
dahingehend als vorteilhaft angesehen, daß der Schaltkreisaufbau einfach
ist und die Steuerung zuverlässig in Abhängigkeit einer Änderung in der
Versorgungsspannung durch Änderung der Impulsbreite des Treibersignals
durchgeführt werden kann. Der Schaltkreis ist allerdings schwierig
hinsichtlich der Anwendung in Verbindung mit einem Vibrator eines hohen
Leistungsverbrauchs, da der Transistor einer wesentlichen Belastung
unterworfen werden wird. Da kein Transistor vorhanden ist, der die
umgekehrte elektromotorische Kraft, die in dem Vibrator TD erzeugt wird,
absorbieren kann, kann der Kollektor des Transistors einer Spannung mit
einem hohen Wert ausgesetzt werden. Deshalb muß es sich bei dem
Transistor um einen Hochspannungstyp handeln.
-
Der Colpitz-Oszillator ist als ein Typ bekannt, der für die
Treiberschaltkreissteuerung einer äquivalenten Induktion verwendet wird, die den
Vibrator an einem Zwischenbereich zwischen der Resonanzfrequenz und der
Nichtresonanzfrequenz des Vibrators vorsieht. Der Oszillator vom
Colpitz-Typ wird weitverbreitet in einem Oszillationsschaltkreis verwendet
und setzt meistens einen Quarzoszillator ein. Ein piezoelektrisches
Element ist in vielerlei Hinsicht ähnlich einem Quarzoszillator, allerdings
ist der erstere von dem letzteren in einer bestimmten Eigenschaft
unterschiedlich. Genauer gesagt sollte, unter Bezugnahme auf Fig. 8, die eine
Impedanzänderung in Abhängigkeit einer Frequenzänderung darstellt,
angemerkt werden, daß ein wesentlicher Unterschied zwischen der
Resonanzfrequenz fr und der Nichtresonanzfrequenz far im Fall eines
piezoelektrischen Elements besteht. Aus diesem Grund ist es praktisch unmöglich, eine
hohe Stabilität zu erhalten.
-
Es sollte weiterhin angemerkt werden, daß der Schaltkreis des
Einzeltransistortyps, der in der Art und Weise ähnlich des Colpitz-Oszillators
angewandt wird, nicht zum Treiben einer Ultraschallpumpe geeignet ist,
die einen Aufbau ähnlich zu demjenigen eines verschraubten
Langevin-Oszillators besitzt und zum Pumpen und Zerstäuben von Flüssigkeit geeignet
ist. Weiterhin ist der Schaltkreis dieses Typs nicht für eine Anwendung
in Verbindung mit einer Ultraschallbearbeitungsvorrichtung oder mit einer
Ultraschallschweißmaschine geeignet, die eine hohe elektrische Leistung
erfordert. Der Schaltkreis dieses Typs ist dazu ausgelegt, den Vibrator
unter einer Frequenz zwischen der Resonanzfrequenz und der Nicht- oder
Antiresonanzfrequenz zu treiben, so daß das System nicht unter der
Resonanzfrequenz betrieben werden kann, unter der ein äußerst wirksamer
Betrieb durchgeführt werden kann.
-
In einem Treiberschaltkreis des Typs, in dem die Steuerung basierend auf
der minimalen Impedanz an dem Resonanzpunkt des Vibrators durchgeführt
wird, kann der Schaltkreis eine Schalteinrichtung vom Transistortyp
umfassen. In diesem Typ ist allerdings eine Schwierigkeit der Steuerung in
der Praxis verbunden, da eine Spannung oder ein Strom einer sinusförmigen
Form nicht zu dem piezoelektrischen Element zugeführt wird. Es ist daher
erwünscht, einen Treiberschaltkreis zu schaffen, in dem ein Ausgang mit
hoher Frequenz einer sinusförmigen Form gebildet wird. Es sollte
allerdings angemerkt werden, daß es mit einem Ausgang einer sinusförmigen form
unmöglich ist, Ausgangstransistoren zu erhalten, die mit einer hohen
Effektivität betrieben werden.
-
Ein Umschaltschaltkreis kann in dem Treiberschaltkreis vorgesehen werden,
so daß die Effektivität des Ausgangstransistors erhöht werden kann. In
diesem Aufbau wird allerdings der Strom und die Spannung an dem Vibrator
in form von verzerrten Konfigurationen vorliegen, so daß es praktisch
unmöglich wird, den Strom und die Spannung derart zu steuern, daß sie
dieselbe Phase aufweisen. Es sollte in Erwägung gezogen werden, die
Steuerung so auszuführen, daß der Strom an dem piezoelektrischen Element auf
einem maximalen Wert beibehalten wird. Allerdings ist diese Lösung nicht
zufriedenstellend, da es schwierig ist, den maximalen Wert des Stroms
aufgrund der verzerrten Form des Stroms zu ermitteln. Weiterhin besteht
eine Möglichkeit, daß sich der maximale Wert des Vibrationselements von
Zeit zu Zeit ändert und auch von der Belastung abhangig ist, so daß die
Steuerung weiterhin schwierig wird.
-
Zunächst wird unter Bezugnahme auf Fig. 1, die das Basiskonzept der
vorliegenden Erfindung darstellt, festgestellt werden, daß der
Treiberschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung einen Ausgangstransformator
T1 umfaßt, der eine Primärwicklung W1 und eine Sekundärwicklung W2
besitzt. Eine Resetwicklung Wr ist an einem Ende mit einem Ende der
Primärwicklung W1 verbunden. Das andere Ende der Resetwicklung Wr ist über eine
Diode D1 auf Masse gelegt. Das angegebene eine Ende der Primärwicklung W1
ist mit einem Anschluß VB verbunden, der zu einer Energieversorgung
führt. Das andere Ende der Primärwicklung W1 ist mit einem Transistor Q1
verbunden, der eine Basis besitzt, die mit einem Steueroszillator 1
verbunden ist. Der Oszillator 1 erzeugt Ausgangsimpulse, die zu der Basis
des Transistors Q1 zugeführt werden. Die Sekundärwicklung W2 ist mit
einem piezoelektrischen Vibrator TD verbunden. Eine Spule CH ist in Reihe
mit dem Vibrator TD verbunden. Es ist ein Phasenkomparator 2 vorgesehen,
der mit der Sekundärwicklung W2 und dem Vibrator TD verbunden ist, um die
Phase der Spannung V1 an der Sekundärwicklung W2 und die Phase des Stroms
I&sub1; an dem Vibrator TD zu ermitteln. Der Phasenkomparator 2 funktioniert
dahingehend, die Phase der Spannung an der Sekundärwicklung des
Transformators T1 mit der Phase des Stroms an dem Vibrator TD zu vergleichen, und
er erzeugt ein Signal, das zu dem Steueroszillator 1 zugeführt wird, um
dadurch die Frequenz des Impulses, der zu dem Transistor Q1 zugeführt
wird, zu steuern.
-
Es wird festgestellt werden, daß der Treiberstrom, der zu dem Transistor
Q1 zugeführt wird, eine Rechteckform besitzt, so daß eine Spannung einer
Rechteckform an der Sekundärwicklung W2 gebildet wird. Durch geeignete
Bestimmung der Induktivität der Spule CH ist es möglich, die Spannung
über den Vibrator TD und den Strom durch den Vibrator TD in sinusförmigen
Wellenformen zu gestalten. Es wird eine Differenz in der Phase zwischen
der Spannung und dem Strom an dem Vibrator TD vorhanden sein.
-
Die Treiberfrequenz wird entsprechend der Belastung an dem Vibrator TD,
dem Temperaturzustand, der Quellenspannung, usw. gesteuert, da solche
Faktoren Änderungen in dem Resonanzpunkt bewirken. Diese Steuerung wird
basierend auf einem Phasenvergleich zwischen der Rechteckspannung V1 über
die Sekundärwicklung W2 des Transformators T1 und dem sinusförmigen Strom
I&sub1; an dem Vibrator TD durchgeführt. Wie nun Fig. 2A zeigt, wird der
Zeitpunkt P entsprechend dem Umschalten von dem EIN-Zustand zu dem AUS-
Zustand des Transistors Q1 als Referenz herangezogen. Zu diesem Zeitpunkt
P wird ein Spannungsanstieg in-der Sekundärwicklung W2 aufgrund des
Umschaltens des Transistors Q1 von dem EIN-Zustand zu dem AUS-Zustand
vorhanden sein. Zusätzlich wird der Zeitpunkt P' in Fig. 2B als weitere
Referenz herangezogen. Zu diesem Zeitpunkt P' überquert der Strom I&sub1;
durch den Vibrator TD die Null-Linie. Die Steuerung der Treiberfrequenz
wird so vorgenommen, daß die Zeitpunkte P und P' im wesentlichen
miteinander übereinstimmen. Es ist erkannt worden, daß der Strom I&sub1; durch
den Vibrator TD eine Frequenz besitzt, die mit der Resonanzfrequenz fr
des Vibrators TD während des AUS-Zustands des Transistors Q1
übereinstimmt, und die Zeitpunkte P und P' werden weit entfernt sein, falls die
Treiberfrequenz von der Resonanzfrequenz des Vibrators TD weit entfernt
-
ist. Die Zeitpunkte P und P' stimmen miteinander überein, wenn die
Treiberfrequenz mit der Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Vibrators TD
übereinstimmt. Die Zeitpunkte P und P' können durch Änderung des
Tastverhältnisses des Treiberstroms, der zu dem Transistor Q1 zugeführt wird,
übereinstimmend gestaltet werden. Das Tastverhältnis kann durch das
Verhältnis T&sub1;/(T&sub1;+T&sub2;) in Fig. 2A dargestellt werden.
-
Wie die Fig. 3 zeigt, ist dort ein Beispiel der Steuerung für den
Steueroszillator 1 dargestellt. In dem Verfahrensschritt 1 wird der Zeitpunkt
P gelesen und dann wird in dem Verfahrensschritt 2 der Zeitpunkt P'
gelesen. Dann wird der Phasenvergleich in dem Verfahrensschritt 3
durchgeführt. Danach wird in dem Verfahrensschritt 4 eine Entscheidung
vorgenommen, ob die Zeitpunkte P und P' zueinander übereinstimmend sind. Falls
die Antwort JA ist, wird die Treiberfrequenz so beibehalten, wie sie in
dem Verfahrensschritt 5 vorliegt. Falls der Zeitpunkt P zu dem Zeitpunkt
P' nach vorne verschoben ist, wird die Treiberfrequenz in dem
Verfahrensschritt 6 erhöht. Falls der Zeitpunkt P zu dem Zeitpunkt P' verzögert
ist, wird die Treiberfrequenz in dem Verfahrensschritt 7 erniedrigt.
-
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 ist nun ein Treiberschaltkreis dargestellt,
der einen integrierten Schaltkreis 10 umfaßt, der einen
Spannungssteueroszillator 1A und einen Phasenkomparator 8 besitzt, die so angeordnet
sind, um eine PLL-Schleife zu bilden. Über die zweite Wicklung W2 des
Transformators T1 ist ein Spannungsteiler vorhanden, der durch
Widerstände R1 und R2 gebildet ist, die mit einem Wellenprofilformungsschaltkreis
6 verbunden sind. Der Ausgang des Schaltkreises 6 ist mit dem
Phasenkomparator 8 verbunden, um den Komparator 8 mit einem Signal zu versorgen,
das die Phase der Spannung an der Sekundärwicklung W2 darstellt. Der
piezoelektrische Vibrator TD ist über einen Widerstand R3 geerdet und die
Verbindung zwischen dem Vibrator TD und dem Widerstand R3 ist mit einem
Wellenprofilformungsschaltkreis 5 verbunden. Der Ausgang des
Schaltkreises
5 ist mit dem Phasenkomparator 8 verbunden, um den Komparator mit
einer Information über die Phase des Stroms durch den Vibrator TD zu
versorgen. Der Wellenprofilformungsschaltkreis 6 funktioniert derart, um
ein Impulssignal zu erzeugen, das den Zeitpunkt P darstellt, der dem
Zeitpunkt entspricht, zu dem der Transistor Q1 von dem EIN-Zustand zu dem
AUS-Zustand umgeschaltet wird. Der Wellenformbildungsschaltkreis 5
funktioniert derart, um einen Impuls zu erzeugen, der den Zeitpunkt P'
darstellt, bei dem es sich um den Zeitpunkt handelt, bei dem der Strom I&sub1;
durch den Vibrator TD die Null-Linie durchquert.
-
Der Phasenkomparator 8 erzeugt eine konstante Referenzspannung Vst, wenn
die Zeitpunkte P und P' miteinander übereinstimmen. Falls die Zeitpunkte
P und P' nicht miteinander übereinstimmen, erzeugt der Komparator 8 ein
Differenzsignal dV zusätzlich zu der Referenzspannung Vst. Das
Referenzsignal dV kann einen positiven oder einen negativen Wert in Abhängigkeit
der Richtungen der Verschiebung des Zeitpunkts P im Hinblick auf den
Zeitpunkt P' annehmen. Der Ausgang des Komparators 8 wird zu dem
Oszillator 1A zugeführt. In dem Fall, in dem das Differenzsignal erzeugt wird,
wird die Treiberfrequenz, die durch den Oszillator 1A gebildet wird, so
geändert, daß die Zeitpunkte P und P' miteinander übereinstimmen. Für die
Ermittlung des Stroms I&sub1; kann eine Sekundärwicklung benachbart zu der
Spule CH vorgesehen werden, und es kann eine Spannung, die in der
Sekundärwicklung erzeugt wird, ermittelt werden.
-
Wiederum wird unter Bezugnahme auf die Fig. 2A und 2B ersichtlich
werden, daß der Zeitpunkt P1, der dem Zeitpunkt entspricht, zu dem der
Transistor Q1 von dem AUS-Zustand zu dem EIN-Zustand umgeschaltet wird,
und der Zeitpunkt P1', wo der Strom I&sub1; die Null-Linie durchquert, als
Referenzen für die Steuerung der Treiberfrequenz herangezogen werden
können.