DE69009256T2

DE69009256T2 - Hochfrequenz-Hochspannungsleistungsversorgung mit Ausgangsleistungssteuerung.

Info

Publication number: DE69009256T2
Application number: DE69009256T
Authority: DE
Inventors: Gert Bruning; Edward Stupp
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-03-23
Filing date: 1990-03-19
Publication date: 1994-12-22
Anticipated expiration: 2010-03-20
Also published as: EP0389047B1; EP0389047A2; US4882666A; JPH02307368A; DE69009256D1; EP0389047A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erzeugung von Hochspannungen und insbesondere einer Hochfrequenz-Hochspannung mit einem Mittel zur Steuerung der Veränderung ihrer Ausgangsleistung. Speziell betrifft die Erfindung eine Stromversorgungsschaltung zur Erzeugung einer Hochspannung mit Steuerung der Ausgangsleistung, mit:
einem LC-Schwingkreis mit Anschlüssen für die Kopplung mit einer Gleichspannungsversorgungsquelle, gekoppelt mit mindestens einer Halbleiter-Schaltanordnung,
einer Ansteuerungsschaltung gekoppelt mit einer Steuerelektrode der genannten Halbleiter-Schaltanordnung zur Lieferung der Ansteuerungsimpulse hierfür.
Hochspannungsgeneratoren oder Stromversorgungen werden für verschiedene Arten von Anwendungen benötigt, zum Beispiel für den Betrieb einer Magnetfeldröhre in einem Mikrowellengerät. Eine solche Stromversorgungsvorrichtung entsprechend dem einleitenden Absatz ist in der US-Patentschrift US-A-4.628.284 beschrieben, die am 9. Dezember 1986 im Namen von Bruning und Fellows veröffentlicht wurde und deren Beschreibung durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet wird. Wie aus der nachstehenden Beschreibung hervorgeht, stellt die vorliegende Erfindung in gewisser Weise eine Verbesserung im Vergleich zu der Hochfrequenz-Hochspannungsstromversorgung dar, die in dieser US-Patentschrift beschrieben wird. Die Patentschrift beschreibt einen stromgespeisten parallelen Resonanzoszillator, der ein Paar Gegentakt- Transistoren enthält, die mit einem parallelen Resonanzkreis verbunden sind, der einen Transformator mit einer Primärwicklung mit Mittenabgriff und einen hierzu parallelgeschalteten Kondensator enthält. Die Primärspannung des Transformators wird durch folgenden Ausdruck angegeben:
wobei pri = Spitzen-Primärspannung; T = Schaltintervall, ton = Einschaltzeit eines Transistors. Die Spannungs-Hüllkurve über eine lange Zeitdauer ( > > T) hat eine konstante Amplitude.
Die an die Last abgegebene Leistung beträgt dann
wenn eine ideale Kopplung angenommen wird;
und wobei RL der mit den Ausgangsanschlüssen der Stromversorgung verbundene Lastwiderstand ist. Die Ausgangsleistung kann daher durch die Steuerung der Primärspannung des Transformators gesteuert werden.
Mikrowellengeräte für den Verbraucher benutzen im allgemeinen eine Magnetronröhre, die durch eine ferroresonante, mit der Netzfrequenz arbeitende Stromversorgung gespeist wird, um dem Ofenraum die Mikrowellen-Heizenergie zuzuführen. Die Ausgangsleistung dieser Stromversorgung wird diskontinuierlich mit Hilfe einer Steuerschaltung gesteuert, die die Versorgungs-Wechselspannung mit einer Frequenz von 60 Hz trennt, um die einer Last im Ofenraum zugeführte mittlere Mikrowellen- Heizleistung zu variieren. In einer Betriebsart wird die Magnetfeldröhre typisch für etwa eine Sekunde mit Impulsen aktiviert und für etwa 10 Sekunden deaktiviert. Der Heizfaden der Magnetfeldröhre wird somit wiederholt aufgeheizt und abgekühlt, was die Magnetfeldröhre beansprucht und ihre Lebensdauer verkürzt. Es wäre daher vorteilhaft, ein Mittel zum gleichmäßigen und kontinuierlichen Variieren der einem zu erwärmendem Kochgegenstand zugeführten mittleren Mikrowellenleistung zu schaffen, so daß der Heizfaden der Magnetfeldröhre während des Betriebs des Mikrowellengerätes immer stromführend ist. Die in der Patentschrift beschriebene Hochspannungs-Stromversorgung löst das Problem, indem sie eine kontinuierliche Leistungssteuerung mit einem selbstunterhaltenden Leistungsoszillator mit inhärenter Selbstregelung seiner Ausgangsleistung schafft.
Eine weitere Vorrichtung zur Erzeugung von Hochspannungen ist in US- A-3417314 beschrieben, veröffentlicht am 17. Dezember 1968. Dieses Patent beschreibt einen Hochspannungsgenerator mit hohem Wirkungsgrad, der aus einem Gleichspannungsumrichter besteht, der einen Transistor-Oszillator umfaßt, der durch eine Torschaltung ein- und ausgeschaltet wird, so daß die Schwingungen periodisch unterbrochen werden. Als Ergebnis ist die effektive Schwingspannung für einen Teil jeder Betriebsperiode der Vorrichtung gleich Null.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung hat daher zur Aufgabe, eine Hochspannungsstromversorgung zu verschaffen, die es möglich macht, die einer Last zugeführte Leistung über einen großen Leistungsbereich zu steuern.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine gesteuerte oder variable Hochspannungsstromversorgung für eine Magnetfeldröhre oder eine ähnliche Art von Last zu verschaffen, die die Magnetfeldröhre mit einem kontinuierlichen Strom oder einer kontinuierlichen Leistung versorgt und dadurch die Temperaturschwankungen in dem Magnetfeldröhren-Heizfaden reduziert, wodurch wiederum die nützliche Lebensdauer der Magnetfeldröhre verlängert wird. Zu diesem Zweck ist die erfindungsgemäße Stromversorgung gekennzeichnet durch
Leistungseinstellungs-Mittel zur Einstellung einer gewünschten Ausgangsleistung,
eine Steuerschaltung, mit mindestens einem mit einem Eingang der genannten Ansteuerungsschaltung gekoppelten Ausgang und mit einem Eingang, der mit dem genannten Leistungseinstellungs-Mittel gekoppelt ist,
wobei die Steuerschaltung Zeitsteuerungs-Mittel zur periodischen Aktivierung und Deaktivierung der Zuführung der genannten Ansteuerungsimpulse von der Ansteuerungsschaltung zu der Steuerelektrode der Halbleister-Schaltanordnung während der entsprechenden Aktivier- und Deaktivier-Intervalle enthält, wodurch
bei den Deaktivier-Intervallen eine Reihe von Schaltzyklen in der Halbleiter-Schaltanordnung weggelassen wird, um in den Deaktivier-Intervallen eine Eigenschwingungs-Spannung von abnehmender Amplitude in dem LC-Kreis zu ermöglichen, wobei die relative Länge der Aktivier- und Deaktivier-Intervalle durch die Einstellung des Leistungseinstellungs-Mittels bestimmt wird, und wobei
die genannte Zeitsteuerungs-Mittel so angeordnet sind, daß die Länge eines Deaktivier-Intervalls nicht ausreicht, um die Schwingung des belasteten LC-Kreises vollständig zu unterbrechen.
Erfindungsgemäß wurde eine stromgespeiste parallele Resonanzoszillatorschaltungs-Gegentaktstromversorgung modifiziert und verbessert, um ihre Ausgangsleistung durch Torsteuerung der Ansteuerungsschaltung mit Hilfe einer Zeitsteuerungs- Anordnung zu steuern oder einzustellen, mit der die einer Last über eine lange Zeitdauer (> T) zugeführte Effektivspannung auf einfache und kostengünstige Weise gesteuert werden kann. Dies geschieht durch Steuerung der Transformator-Primärspannung durch Aktivieren und Deaktivieren der Oszillator-Ansteuerungsschaltung entsprechend einem gewünschten Zeitsteuerungs-Schema, das eingestellt werden kann, um die Ausgangsleistung zu variieren, wodurch der LC-Schwingkreis (bestehend aus der Transformator- Primärwicklung und einem parallelgeschalteten Kondensator) während der Abwesenheit der Ansteuerungsimpulse "nachschwingen" kann. Die Ansteuerung der Oszillatorschaltung wird jedoch zu keinem Zeitpunkt für eine Zeitdauer entfernt, die ausreicht, um die Schwingungen vollständig auszuschalten oder zu unterbrechen. Die Spannungsamplitude des Oszillatorkreises wird durch Weglassen einer Reihe von Schalttransistor-Zyklen kontinuierlich moduliert, so daß die Menge der dem Oszillator-Schwingkreis zugeführten Auffrischungsenergie in Abhängigkeit von der gewünschten Ausgangsleistung der Oszillator-Stromversorgung reduziert oder erhöht wird. Die effektive Schwingspannung darf niemals die Nullspannung erreichen. Durch Variieren der Frequenz der Ansteuerungs-Aktivier-/Deaktivier-Impulse ist es möglich, die Ausgangsleistung über einen weiten Bereich zu steuern. Das Verfahren der Ansteuerungs-"Impulsweglassung" ermöglicht zusammen mit der automatischen Einstellung des Ansteuerungsimpulses zur Schaffung einer Verzögerung beim Ausschalten der Schalttransistoren die Steuerung der einer Last zugeführten Leistung über einen großen Leistungsbereich.
Wenn die Hochspannungsstromversorgung eine Magnetron-Last zum Beispiel in einem Mikrowellengerät betreibt, werden durch die von der Erfindung geschaffene kontinuierliche Steuerung der Leistung bessere Kochergebnisse erzielt als bei bekannten Mikrowellengeräten, in denen die Magnetron mit Impulsen ein- und ausgeschaltet wird.
Die Erfindung hat weiterhin zur Aufgabe, eine einfache und kostengünstige Leistungssteuerungsschaltung zu verschaffen, die bestimmte teuere Komponenten in den bekannten Hochspannungsstromversorgungen eliminiert.
Die Erfindung hat weiterhin zur Aufgabe, eine Hochspannungsstromversorgung mit einer Niederspannungs-Niederstrom-Steuerschaltung zu verschaffen, die eine erhebliche Reduzierung der Kosten für die Schaltung ermöglicht.
Die Erfindung hat außerdem zur Aufgabe, eine Detektionsschaltung zu verschaffen, die die Kollektorspannungen der Schalttransistoren erkennt und die Transistor-Ansteuerungsschaltung bei einem vorgegebenen Wert der Kollektorspannung deaktiviert und so die Verlustleistung in den Schalttransistoren begrenzt.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erkennt eine Detektionsschaltung die Kollektorspannung der Schalttransistoren des Wechselrichter-Oszillators und führt, wenn die Kollektorspannung einen vorgegebenen Amplitudenpegel überschreitet, der Gegentakt-Ansteuerungsschaltung ein Deaktivier-Signal zu, wodurch das Schalten der Schalttransistoren verhindert wird. Diese Eigenschaft verhindert hohe Verlustleistungen in den Schaltkondensatoren und macht die Vorrichtung dadurch noch wirksamer.
Die Erfindung umfaßt weiterhin ein neues Verfahren zur kontinuierlichen Erzeugung und Zuführung einer oszillierenden Leistung an eine Last.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Das oben Erläuterte und weitere Aufgaben und Vorteile der Erfindung sind aus der Zeichnung ersichtlich und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 ein schematisches Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
Figur 2 eine Reihe von Signalformen in Abhängigkeit von der Zeit, die für das Verständnis der Funktion der Schaltung aus Figur 1 nützlich sind,
Figur 3 ein schematisches Schaltbild der Kollektorspannungs-Abtastschaltung aus Figur 1,
Figur 4 Spannungs-Signalformen in Abhängigkeit von der Zeit, die für das Verständnis der Funktion der Kollektorspannungs-Abtastschaltung nützlich sind, und
Figur 5 ein Schaltbild mit einer exemplarischen Form des Ansteuerungsimpulsgenerators für die Verwendung in der Schaltung aus Figur 1.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

In Figur 1 ist ein Blockdiagramm abgebildet, das das Prinzip dieser neuen, intermittierend angesteuerten, selbsterregten Hochfrequenz-Hochspannungs-Stromversorgungsvorrichtung darstellt. Die Stromversorgung umfaßt einen stromgespeisten parallelen LC-Resonanzleistungsoszillator 1, der in Aufbau und Funktion dem oben beschriebenen Leistungsoszillator von US-A-4628284 entspricht. Sie enthält ein Paar Versorgungsgleichspannungs-Anschlüsse 2a, 2b, wobei die positive (+) Anschlußklemme 2a über einen Reiheninduktor 3 mit einem Mittenabgriff der Primärwicklung eines Transformators T1 verbunden ist. Die Anschlußklemme 2b kann mit Masse verbunden sein. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung betrug die Versorgungsgleichspannung 150 V. Ein Kondensator 4 ist zu der Primärwicklung des Transformators T1 parallelgeschaltet, um einen parallelen LC-Schwingkreis zu bilden, der die Eigenschwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung bestimmt.
Ein Ende (A) des Schwingkreises ist über eine Reihenschaltung aus einer Diode 5 und einem NPN-Transistor Q1 mit der gemeinsamen Anschlußklemme 2b verbunden. Ein Kondensator 6 ist ebenfalls zwischen das genannte eine Ende A des Schwingkreises und die gemeinsame Anschlußklemme 2b geschaltet, also parallel zu der Reihenschaltung aus der Diode 5 und dem Transistor Q1. Das andere Ende des Schwingkreises (B) ist auf ähnliche Weise über die Reihenschaltung aus einer zweiten Diode 7 und einem NPN-Transistor Q2 und über einen parallelgeschalteten zweiten Kondensator 8 mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden. Die Basis-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 erhalten abwechselnd Rechtecksignal-Ansteuerungsimpulse von einem Gegentakttreiber 9. Die Funktion dieser Umrichterschaltung entspricht bei Eigenschwingung der für die Oszillatorschaltung in US-A-4628284 beschriebenen Funktion, deren Beschreibung durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet wird, jedoch mit bestimmten Abwandlungen, die im folgenden erläutert werden.
Ein Eingang eines Taktimpulsgenerators 10 ist mit einer Start-Eingangsanschlußklemme 11 verbunden, der anfangs eine Taktimpulsfolge mit ungefähr der Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung 1 liefert, um die Vorrichtung in Schwingung zu versetzen. Sobald die Schaltung einen stabilen Schwingungszustand erreicht hat, werden die Taktimpulse an der Anschlußklemme 11 beendet. Eine Sekundärwicklung 12 des Transformators T1 hat dann eine sinusförmige Schwingungs-Signalform, die durch eine sinusförmige Schwingungsspannung in dem parallelen Resonankreis aus der Primärwicklung des Transformators und dem Kondensator 4 induziert wird. Die in die Wicklung 12 induzierte Schwingung triggert den Taktimpulsgenerator bei jedem Nulldurchgang der sinusförmigen Schwingungsspannung. Die sinusförmige Spannung in der Sekundärwicklung 12 wird einem zweiten Eingang des Taktimpulsgenerators zugeführt, um diesen zur Erzeugung einer Taktimpulsfolge mit der Frequenz der sinusförmigen Spannung, d.h. mit der Arbeitsfrequenz der Oszillatorschaltung 1, zu veranlassen.
Wenn 16 Perioden der sinusförmigen Spannung jeweils eine Steuerperiode darstellen, wird ein 0-15-Zähler 13 vorgesehen, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Taktimpulsgenerators 10 verbunden ist. Die Zahl 16 wurde natürlich nur aus Gründen der Anschaulichkeit gewählt. Die Anzhl der Perioden der Sinuswelle in einer Steuerperiode hängt von der jeweiligen Anwendung der Erfindung und dem gewünschten Auflösungsgrad usw. ab.
Die Ausgänge A&sub2;, B&sub2;, C&sub2;, D&sub2; des Zählers sind mit einer ersten Reihe von Eingängen eines herkömmlichen digitalen Vier-Bit-Komparators 14 verbunden, der auch über eine Gruppe von vier Sollwert-(Referenz-)Eingängen 15 verfügt, an die ein digitales Signal angelegt wird, das den gewünschten Leistungspegel der Last darstellt, zum Beispiel eine Magnetfeldröhre (nicht abgebildet), die mit den Ausgangs-Anschlußklemmen 26a und 26b verbunden ist. Dieses digitale Sollwert-Signal wird von den Ausgängen A&sub1;, B&sub1;, C&sub1; und D&sub1; eines Schieberegisters 16 empfangen.
Der gewünschte Leistungspegel für die Last wird in der Vorrichtung mit Hilfe einer Vorrichtung für den gewünschten Leistungspegel 27 entsprechend der nachstehenden Tabelle eingestellt. Leistungspegel
Das Schieberegister 16 wird mit Hilfe der Vorrichtung 27 auf einen der 16 möglichen Zustände eingestellt, die an ihren Ausgangsleitungen A&sub1;, B&sub1;, C&sub1; und D&sub1; durch die in der Tabelle aufgeführten 16 möglichen digitalen Werte dargestellt werden. Die in das Schieberegister eingeführten digitalen Werte bestimmen damit die Anzahl der Nachschwingperioden von 1 bis 16 in jeder folgenden Zeitdauer von 16 Perioden. Je größer der gewünschte Last-Leistungspegel ist, desto weniger Nachschwingperioden gibt es.
Der Ausgang 17 des digitalen Komparators ist mit einem ersten Eingang 18 eines UND-Gatters 24 verbunden, dessen Ausgang mit einem Steuereingang 25 eines Ansteuerungsimpulsgenerators 19 des in der Technik bekannten Typs verbunden ist. Der Ausgang 20 der Taktimpulsquelle 10 ist mit einem zweiten Eingang 21 des UND-Gatters 24 verbunden.
Figur 2 zeigt verschiedene Signalformen in der Vorrichtung aus Figur 1, wobei angenommen wird, daß das Schieberegister so eingestellt ist, daß 4 Ansteuerungsimpulse in jeder Periode zugeführt werden, so daß die Oszillatorschaltung 12 Perioden nachschwingt (in einer Steuerperiode mit 16 Perioden). Figur 2A zeigt die dem Zähler 13 und dem UND-Gatter 24 zugeführten Taktimpulse. Figur 2B zeigt, daß für die angenommene Einstellung des Schieberegisters der Ausgang auf Leitung 17 des 4-Bit-Komparators 14 für die ersten vier Taktimpulse (Perioden) hoch ist. Die sinusförmige Ausgangsspannung der Oszillatorschaltung an den Anschlußklemmen 26a, 26b ist in Figur 2E dargestellt. Solange der Ausgang des Komparators hoch ist, werden dem Eingang des Ansteuerungsimpulsgenerators über das offene UND-Gatter 24 Taktimpulse zugeführt. Nach dem vierten Taktimpuls entspricht der Ausgang des Zählers 13 (A&sub2;, B&sub2;, C&sub2; und D&sub2;) dem Ausgang des Schieberegisters 16 (A&sub1;, B&sub1;, C&sub1; und D&sub1;), woraufhin die Ausgangsleitung 17 des Komparators 14 auf niedrig gesetzt wird und dadurch das UND-Gatter 24 für die Weiterleitung von weiteren Taktimpulsen an seinem Eingang 21 schließt. Während der nächsten zwölf Taktimpulse erhalten die Schalttransistoren Q1 und Q2 der Oszillatorschaltung keine Ansteuerungsimpulse von dem Gegentakttreiber, und die Oszillatorschaltung hat während der letzten zwölf Perioden einer Steuerperiode eine Eigenschwingung mit abnehmender Amplitude. Der erste Impuls der nächsten Steuerperiode schaltet den Zähler so, daß die Ausgangsleitung 17 des Vier-Bit-Komparators wieder einen hohen Pegel annimmt, um das UND-Gatter 24 wieder zu öffnen, damit es erneut Taktimpulse durchläßt. Der oben beschriebene Funktionszyklus wiederholt sich nun.
Der Ansteuerungsimpulsgenerator 19 liefert abwechselnd Ansteuerungsimpulse (siehe Figur 2D) auf den Ausgangsleitungen 22 und 23 über ein Paar UND- Gatter 28 und 29 an die Gegentakt-Treiberschaltung 9. Die Gegentakt-Treiberschaltung wiederum liefert abwechselnd 180º phasenverschobene Ansteuerungsimpulse an die Basis-Elektroden der Schalttransistoren Q1 und Q2. Die Schalttransistoren werden dadurch in wechselseitig ausschließenden Zeitintervallen ein- und ausgeschaltet, so daß Transistor Q2 ausgeschaltet ist, wenn Transistor Q1 eingeschaltet ist, und umgekehrt. Figur 2C zeigt die Signalform am Ausgang des UND-Gatters 24.
In dem dargestellten Beispiel erhält die Oszillatorschaltung vier Ansteuerungsimpulse und darf dann für zwölf Perioden in Eigenschwingung verweilen. Während der Eigenschwingung oder des Nachschwingintervalls nimmt die Amplitude der Schwingungen allmählich ab und reduziert so die der Last zugeführte mittlere Leistung. Wie bereits erwähnt ist die der Last zugeführte mittlere Leistung umso kleiner, je größer die Anzahl der Nachschwingperioden ist. Die beschriebene Stromversorgungsschaltung bietet damit eine sehr einfache und kostengünstige Möglichkeit zum Einstellen der Last-Leistung. Wenn der Leistungspegel der Last zurückgestellt werden soll, wird die Vorrichtung 27 für den gewünschten Sollwert entsprechend der obigen Tabelle eingestellt.
Um die Verlustleistung in den Schalttransistoren Q1 und Q2 zu begrenzen, ist eine Schaltung 30 zum Abtasten und Erkennen der Kollektorspannungen der Schalttransistoren Q1 und Q2 vorgesehen. Die Einzelheiten dieser Schaltung sind in Figur 3 dargestellt. Die Kollektorspannungs-Abtastschaltung 30 ist eine Schutzschaltung, die beim Einschalten der Schalttranistoren Q1 und Q2 nützlich ist. Während der Nachschwingphase der Oszillatorschaltung ist es möglich, daß eine kleine Frequenzverschiebung des parallelen Resonanzkreises auftritt, so daß der Zeitpunkt des Nulldurchgangs eventuell nicht genau mit diesem Einschalten übereinstimmt. Die Kollektorspannungs- Abtastschaltung stellt sicher, daß die Transistoren Q1 und Q2 nur eingeschaltet werden können, wenn ihre jeweilige Kollektorspannung 2 Volt oder weniger beträgt. Der Wert 2 Volt stellt den charakteristischen Spannungsabfall in Durchlaßrichtung jedes Transistors dar, wenn der Transistor vollständig leitet. Diese Schaltung verhindert übermäßige Leistungsverluste in den Transistoren Q1 und Q2, da die Schaltung 30 das Basis-Ansteuerungssignal für die Transistoren deaktiviert oder umgeht, wenn die Kollektorspannung zwei Volt oder mehr beträgt.
Die in Figur 3 abgebildete Kollektorspannungs-Abtastschaltung besteht aus einem ersten Komparator 31 und einem zweiten Komparator 32, deren nicht-invertierender Eingang (+) jeweils mit der positiven Anschlußklemme einer Zwei-Volt-Referenzquelle 33 verbunden ist. Die negative Anschlußklemme der Referenzspannungsquelle ist mit Masse verbunden. Der invertierende Eingang (-) des Komparators 31 ist über die Anschlußklemme 34a mit dem Kollektor von Transistor Q2 verbunden. Auf ähnliche Weise ist der invertierende Eingang (-) des Komparators 32 über die Anschlußklemme 34b mit dem Kollektor von Transistor Q1 verbunden. Die Ausgänge der Komparatoren 31 und 32 sind mit den jeweiligen Eingängen der UND-Gatter 35 und 36 verbunden. Ein zweiter Eingang des UND-Gatters 36 ist über eine Anschlußklemme 37 direkt mit dem Ausgang der Taktimpulsquelle verbunden. Ein zweiter Eingang des UND-Gatters 35 ist über eine Invertierschaltung 38 und die Anschlußklemme 37 mit der Taktimpulsquelle verbunden.
Die Funktion der Kollektorspannungs-Abtastschaltung läßt sich anhand der Signalform-Diagramme von Figur 4 einfacher nachvollziehen. Figur 4A zeigt die sinusförmige Spannung zwischen den Anschlußklemmen A und B in Figur 1 in Abhängigkeit von der Zeit. Figur 4B zeigt die Spannungs-Signalform (VA-gnd) zwischen der Anschlußklemme A und Masse in Figur 1. Figur 4C zeigt in einem erweiterten Zeitmaßstab einen Ausschnitt aus der Signalform von Figur 4B, der am Umschaltpunkt für Transistor Q1 auftritt. In Figur 4 ist der Transistor Q2 anfangs eingeschaltet und der Transistor Q1 ausgeschaltet. Figur 4D zeigt den Ausgang des Ansteuerungsimpulsgenerators und stellt das Umschalten dar, wenn Transistor Q2 ausgeschaltet wird und Transistor Q1 eingeschaltet wird. Der optimale Einschaltpunkt ist in Figur 4C mit t&sub1; bezeichnet. Während der Nachschwingphase tritt eine kleine Phasenverschiebung -tp zwischen dem optimalen Einschaltpunkt t&sub1; und dem Ausschaltpunkt t&sub2; des Transistors Q2 auf. Wie aus den Figuren 4C und 4D ersichtlich ist, ist während der kurzen Zeitdauer -tD die Kollektorspannung des Transistors Q1 größer als 2 V, so daß die Kollektorspannungs-Abtastschaltung das Q&sub1;-Einschaltsignal deaktiviert oder umgeht und der Transistor Q1 damit während der kurzen Zeitdauer -tD, während der die Kollektorspannung von Transistor Q1 zwei Volt überschreitet, im Ausschaltzustand gehalten wird. Zum Zeitpunkt t&sub3; fällt die Kollektorspannung von Transistor Q1 unter die Referenzspannung von zwei Volt und der Transistor Q1 darf in Reaktion auf den Q&sub1;-Einschalt-Ansteuerungsimpuls einschalten. Es läßt sich erkennen, daß auf diese Weise Transistor Q1 deaktiviert ist, bis die Spannung VA-gnd ≤ 2 V ist. Auf die beschriebene Weise werden die Schalttransistoren Q1 und Q2 deaktivert, sobald ihre jeweiligen Kollektorspannungen zwei Volt oder mehr betragen, so daß die Verlustleistung in jedem der beiden Transistoren begrenzt wird.
Figur 5 zeigt ein Beispiel für eine Ansteuerungsimpulsgeneratorschaltung, die die erforderlichen Funktionen des Ansteuerungsimpulsgenerators 19 aus Figur 1 ausführt. Diese Schaltung benutzt zwei herkömmliche integrierte Schaltkreis-Chips TSC 426 und TSC 427, die wie abgebildet angeschlossen sind. Diese Ansteuerungsimpulsgeneratorschaltung führt das erste und das um 180º phasenverschobene zweite Rechtecksignal seinen Ausgangsanschlüssen 22 und 23 zu.

Claims

1. Stromversorgungsschaltung zur Erzeugung einer Hochspannung mit Steuerung der Ausgangsleistung, mit:

einem LC-Schwingkreis (NP1, NP2, 4) mit Anschlüssen für die Kopplung mit einer Gleichspannungsversorgungsquelle, gekoppelt mit mindestens einer Halbleiter- Schaltanordnung (Q1, Q2),

einer Ansteuerungsschaltung (9), gekoppelt mit einer Steuerelektrode der genannten Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) zur Lieferung von Ansteuerungsimpulsen hierfür,

gekennzeichnet durch

Leistungseinstellungs-Mittel (27) zur Einstellung einer gewünschten Ausgangsleistung,

eine Steuerschaltung (10, 11, 12, 13, 14, 24), mit mindestens einem mit einem Eingang der genannten Ansteuerungsschaltung (9) gekoppelten Ausgang und mit einem Eingang, der mit dem genannten Leistungseinstellungs-Mittel (27) gekoppelt ist,

wobei die Steuerschaltung (10, 11, 12, 13 14, 24) Zeitsteuerungs-Mittel (10, 13, 14) zur periodischen Aktivierung und Deaktivierung der Zuführung der genannten Ansteuerungsimpulse von der Ansteuerungsschaltung (9) zu der Steuerelektrode der Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) während der entsprechenden Aktivier- und Deaktivier-Intervalle enthält, wodurch

bei den Deaktivier-Intervallen eine Reihe von Schaltzyklen in der Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) weggelassen wird, um in den Deaktivier-Intervallen eine Eigenschwingungsspannung von abnehmender Amplitude in dem LC-Kreis (NP1, NP2, 4) zu ermöglichen, wobei die relative Länge der Aktivier- und Deaktivier-Intervalle durch die Einstellung des Leistungseinstellungs-Mittels (27) bestimmt wird, und wobei

die genannten Zeitsteuerungs-Mittel (10, 13, 14) so angeordnet sind, daß die Länge eines Deaktivier-Intervalls nicht ausreicht, um die Schwingung des belasteten LC-Schwingkreises (NP1, NP2, 4) vollständig zu unterbrechen.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, die weiterhin eine Spannungsdetektionsschaltung (30) enthält, die mit einer Ausgangselektrode der genannten Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) gekoppelt ist und auf eine Spannung reagiert, die an der genannten Ausgangselektrode entsteht, um die Funktion der genannten Ansteuerungsschaltung (9) bei einem gegebenen Pegel der genannten Ausgangselektrodenspannung zu verhindern.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der genannte LC-Schwingkreis einen Transformator (T1) enthält, der eine zu einem Kondensator (4) parallelgeschaltete Primärwicklung (NP1, NP2) sowie eine erste Sekundärwicklung (NS1) mit Anschlußklemmen (26a, 26b) zur Verbindung mit einer Lastschaltung und eine zweite Sekundärwicklung (NS2) hat, die mit der genannten Steuerschaltung (10, 13, 14) gekoppelt ist, und wobei die Stromversorgungsschaltung eine erste und eine zweite gesteuerte Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) enthält, die in einer Gegentakt- Anordnung mit der genannten Primärwicklung (NP1, NP2) des Transformators gekoppelt sind und die durch die genannte Ansteuerungsschaltung (9) gesteuert werden.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, wobei die Ansteuerungsschaltung (9) zum Schalten der ersten und der zweiten Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) vorgesehen ist, um um ungefähr 180º phasenverschobene Ansteuerungsimpulse zu liefern, und wobei die Steuerschaltung folgendes umfaßt: eine Taktimpulsquelle (10), die durch die zweite Sekundärwicklung (NS2) gesteuert wird, eine digitalen Sollwert- Anordnung (27) zum Einstellen eines gewünschten Ausgangsleistungspegels der Stromversorgungsschaltung und eine Vergleichsanordnung (14), die mit der genannten Taktimpulsquelle (10) und der genannten digitalen Sollwert-Anordnung (27) gekoppelt ist, um die Zuführung von Ansteuerungsimpulsen zu der Ansteuerungsschaltung (9) in Abhängigkeit von der Einstellung der digitalen Sollwert-Anordnung (27) zu aktivieren und zu deaktivieren, wobei der LC-Kreis ein bestimmtes Zeitintervall für eine Anzahl Perioden der Ausgangsspannung, die durch die genannte Einstellung festgelegt wird, im Eigenschwingungs-Zustand sein kann.

5. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, wobei die genannte Detektionsschaltung (30) folgendes enthält:

einen ersten und einen zweiten Komparator (31, 32), mit ersten Eingängen (34a, 34b), die mit den jeweiligen Ausgangselektroden der ersten und der zweiten Halbleiter-Schaltanordnung (Q1, Q2) gekoppelt sind und mit zweiten Eingängen, die gemeinsam mit einer Referenzspannungsquelle (33) verbunden sind, die den genannten gegebenen Spannungspegel bestimmt, und

eine Logikschaltung (35, 36, 38), die durch die Ausgänge des genannten ersten und zweiten Komparators (31, 32) gesteuert wird, und wobei die Stromversorgungsschaltung außerdem folgendes umfaßt:

eine Torschaltung (28, 29), um die Zuführung der Ansteuerungsimpulse von der genannten Steuerschaltung zu der Ansteuerungsschaltung (9) zu steuern.

6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, wobei die genannte Steuerschaltung außerdem folgendes enthält:

einen Zähler (13), der durch den Ausgang der Taktimpulsquelle (10) gesteuert wird,

ein Register (16), das durch den Ausgang der digitalen Sollwert-Anordnung (27) gesteuert wird,

Mittel zur Verbindung des Ausgangs des genannten Zählers (13) und des genannten Registers (16) mit den Eingängen der genannten Vergleichsanordnung (14), und

eine Logikschaltung vom UND-Typ (24), deren erster und zweiter Eingang (18, 21) mit einem Ausgang der Taktimpulsquelle (10) beziehungsweise mit einem Ausgang (17) der Vergleichsanordnung (14) und einem Ausgang zur Zuführung der Ansteuerungsimpulse zu der Ansteuerungsschaltung (9) unter der Steuerung der genannten Vergleichsanordnung (14) verbunden sind.

7. Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Stromversorgungsschaltung mit einer Magnetron verbunden ist.