JPS5947981A - 変換装置 - Google Patents
変換装置Info
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- JPS5947981A JPS5947981A JP10069983A JP10069983A JPS5947981A JP S5947981 A JPS5947981 A JP S5947981A JP 10069983 A JP10069983 A JP 10069983A JP 10069983 A JP10069983 A JP 10069983A JP S5947981 A JPS5947981 A JP S5947981A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、スイッチ電力供給装置に関する。
発明の背景
特別な電力線又はその他の電力源を持たずに交流電流の
電力（例えば１２０ ＶＡＣ）を必要とする装置を操作
することがしばしば要求される。多（の場合、直流電源
（例えば１２ ＶＤＣの容量の電池）が中に含まれてい
る。本発明は、このような低電圧で直流電流の電力を標
準電圧で交流の電力に変換するものである。この変換器
のコストに対する性能の割合は現存の設計より向上され
るものと確信する。
電力（例えば１２０ ＶＡＣ）を必要とする装置を操作
することがしばしば要求される。多（の場合、直流電源
（例えば１２ ＶＤＣの容量の電池）が中に含まれてい
る。本発明は、このような低電圧で直流電流の電力を標
準電圧で交流の電力に変換するものである。この変換器
のコストに対する性能の割合は現存の設計より向上され
るものと確信する。
上記の課題を解決する為多数の変換器が設計されている
。これらの変換器はいくつかの基本的な設計にクラス分
けすることができる。これらの各各の設計の持つ特徴は
下記の通りである。
。これらの変換器はいくつかの基本的な設計にクラス分
けすることができる。これらの各各の設計の持つ特徴は
下記の通りである。
Ａ）その後に電力増幅装置を伴う発振器１）信号の質が
優秀 ２）過渡現象が優秀 ３）信号回路が簡単 ４）変圧器が非常に重く物理的如も大型５）効率が非常
に悪い ６）非常に高価 Ｂ）フィルタを持たない方形波スイッチ装置１）信号の
質が非常に悪い ２）過渡現象が非常に悪い ３）回路が非常に簡単 ４）変圧器が重くかつ大型 ５）効率は良好 ６）非常に安価 Ｃ）強共振回路 １）信号の質が優秀 ２）過渡現象が良好 ３）回路が非常に簡単 ４）変圧器が重く且つ大型 ５）効率が良好 ６）比較的安価 Ｄ）ステップ波合成 １）信号の質は非常に良好 ２）過渡現象が非常に良好 ６）回路が複雑 ４）変圧器は交流波のピークより高い直流電圧を供給す
ることができない ５）効率は非常に良好 ６）比較的安価 Ｅ）パルス幅変調装置 １）信号の質が非常に良好 ２）過渡現象が非常に良好 ３）回路が非常に複雑 ４）変圧が重く大型 ５）効率が良好 ６）高価 これらの設計方法を詳細に研究した資料は、１９７４年
１２月６日発行のエレクトロニックデザインに掲載され
るジョージ オサリパンによる「ＤＣ／ ＡＣ’インバ
ータ」によって与えられる。これは、ここに参照として
示す。
優秀 ２）過渡現象が優秀 ３）信号回路が簡単 ４）変圧器が非常に重く物理的如も大型５）効率が非常
に悪い ６）非常に高価 Ｂ）フィルタを持たない方形波スイッチ装置１）信号の
質が非常に悪い ２）過渡現象が非常に悪い ３）回路が非常に簡単 ４）変圧器が重くかつ大型 ５）効率は良好 ６）非常に安価 Ｃ）強共振回路 １）信号の質が優秀 ２）過渡現象が良好 ３）回路が非常に簡単 ４）変圧器が重く且つ大型 ５）効率が良好 ６）比較的安価 Ｄ）ステップ波合成 １）信号の質は非常に良好 ２）過渡現象が非常に良好 ６）回路が複雑 ４）変圧器は交流波のピークより高い直流電圧を供給す
ることができない ５）効率は非常に良好 ６）比較的安価 Ｅ）パルス幅変調装置 １）信号の質が非常に良好 ２）過渡現象が非常に良好 ３）回路が非常に複雑 ４）変圧が重く大型 ５）効率が良好 ６）高価 これらの設計方法を詳細に研究した資料は、１９７４年
１２月６日発行のエレクトロニックデザインに掲載され
るジョージ オサリパンによる「ＤＣ／ ＡＣ’インバ
ータ」によって与えられる。これは、ここに参照として
示す。
故に、本発明の目的は極めて優秀な質の出力信号を出力
することのできる変換器を提供することである。
することのできる変換器を提供することである。
さらに、本発明の目的は、優秀な過渡現象を持つ変換器
を提供することである。
を提供することである。
本発明の他の目的は、相当、構成が簡略化され充分な集
積度の向上が可能となる信号回路を持つ変換装置を提供
することである。
積度の向上が可能となる信号回路を持つ変換装置を提供
することである。
本発明の他の目的は非常に小型で安価な変圧器だけを必
要とする変換装置を提供することである。
要とする変換装置を提供することである。
本発明の他の目的は効率がきわめて優秀な変換器を提供
することである。
することである。
本発明の他の目的は、安価な変換器を提供することであ
る。
る。
本発明の概要
本発明は、複数の高周波数方形波のバーストを使って６
０ Ｈｚの正弦波の近似を合成している。
０ Ｈｚの正弦波の近似を合成している。
谷々のバースト罠含まれる方形波の周波数を変調するこ
とによって正弦波の近似を正確にすることができる。こ
の双極性のバースト列は、２つのお互いに相補の関係に
ある各極性のバースト列に分けられる。これらの列は、
出力トランジスタの中に入力され変圧器の一次回緋に於
て電流が変調される。変圧器は６０ Ｈｚに於て半周期
の間飽和させておく必要はなく、方形波の半周期の間だ
け飽和させておけばよいので変圧器の一次巻線の回数を
減らすことができ、変圧器の重量を大幅に減らすことが
できろ。２つの２次巻線が使用され各々は単一の出力段
及びＯＱ Ｈｚの参照、入力によって制御されろ一対の
ｎｐｎ／ ｐｎｐ ）ランジスタ罠接続さ、れていて、
全周期交流出力電力を蓄え直す為に極性の切り換えを行
っている。
とによって正弦波の近似を正確にすることができる。こ
の双極性のバースト列は、２つのお互いに相補の関係に
ある各極性のバースト列に分けられる。これらの列は、
出力トランジスタの中に入力され変圧器の一次回緋に於
て電流が変調される。変圧器は６０ Ｈｚに於て半周期
の間飽和させておく必要はなく、方形波の半周期の間だ
け飽和させておけばよいので変圧器の一次巻線の回数を
減らすことができ、変圧器の重量を大幅に減らすことが
できろ。２つの２次巻線が使用され各々は単一の出力段
及びＯＱ Ｈｚの参照、入力によって制御されろ一対の
ｎｐｎ／ ｐｎｐ ）ランジスタ罠接続さ、れていて、
全周期交流出力電力を蓄え直す為に極性の切り換えを行
っている。
本発明に従うと、高周波数方形波を発生する発振手段、
出力端子及び参照信号に接続されろそれぞれの入力を有
し上記発振手段に接続される出力を有し上記発振手段を
選択的に励起し上記出力端子に存在する瞬時の電圧が参
照電圧信号のその瞬時の電圧より低い時はいつでも上記
発振手段を励起する第１の比較手段と一次及び２次回線
を有する変圧器を持つ直流入力電力を参照入力信号ｉ
一致する周波数及び電圧で交流出力′成力に変換する変
換装置が提供されろ。この装置において変圧器の一次巻
線は上記発振手段の出力によって駆動されろように操作
的に接続されていて、上記変圧器の土器二次巻線は上記
出力端子に操作的に接続されろ上記変換装置が提供され
ろ。
出力端子及び参照信号に接続されろそれぞれの入力を有
し上記発振手段に接続される出力を有し上記発振手段を
選択的に励起し上記出力端子に存在する瞬時の電圧が参
照電圧信号のその瞬時の電圧より低い時はいつでも上記
発振手段を励起する第１の比較手段と一次及び２次回線
を有する変圧器を持つ直流入力電力を参照入力信号ｉ
一致する周波数及び電圧で交流出力′成力に変換する変
換装置が提供されろ。この装置において変圧器の一次巻
線は上記発振手段の出力によって駆動されろように操作
的に接続されていて、上記変圧器の土器二次巻線は上記
出力端子に操作的に接続されろ上記変換装置が提供され
ろ。
好ましい実施例の説明
第１図の波形は、選択的に割込む高周波数方形波を使っ
て所望の６０ Ｈｚ正弦波に近似化する為の基本的近似
法を示している。高周波数方形波は双極性であることに
注意してほしい。即ち、もし負荷要素（ｌｏａｄ ｆａ
ｃｔｏｒ ）が等しければ第２番めの１８００の６０
Ｈｚの周期に含まれるパルス列は、最初の６０ Ｈｚの
半周期に含まれる高周波数パルス列とまったく等しくな
るので、全波整流法によって作った波形より更に滑らか
７．、Ｃ６０Ｈｚの正弦波を作りだす為に出力を切り換
えろ必要がある。
て所望の６０ Ｈｚ正弦波に近似化する為の基本的近似
法を示している。高周波数方形波は双極性であることに
注意してほしい。即ち、もし負荷要素（ｌｏａｄ ｆａ
ｃｔｏｒ ）が等しければ第２番めの１８００の６０
Ｈｚの周期に含まれるパルス列は、最初の６０ Ｈｚの
半周期に含まれる高周波数パルス列とまったく等しくな
るので、全波整流法によって作った波形より更に滑らか
７．、Ｃ６０Ｈｚの正弦波を作りだす為に出力を切り換
えろ必要がある。
特定の実施例に関しての本発明の操作手順をまず最初に
詳しく説明してから、本発明の他の選択できる実施例及
び改変や一般的な例を説明する。
詳しく説明してから、本発明の他の選択できる実施例及
び改変や一般的な例を説明する。
第２図は、本発明の第１実施例の回路図である。
比較器ＣＰ ２は、本実施例ではほぼ８キロヘルツの周
波数である高周波数方形波を発生している。比較器ＣＰ
１は変換器の出力を６０ Ｈｚの参照信号と比較し、
その瞬間にもつとエネルギーを変圧器Ｔ１の一次巻線に
与える必要があるかどうかを調べている。２つの波形は
全波整流の等画形式で比較されろことに注意しなければ
ならない。さらにエネルギーを必要とする場合フリップ
フロップＦＦ １によって完全に対称な方形波がＡＮＤ
）ｆ−ＩＡｌ及びＡ２によって発生されたことが確認さ
れろ。これらのデートの出力によって駆動トランジスタ
Ｑ３及びＱ４を制御している。これらの駆動トランジス
タは別々に変圧器のそれぞれのタップ１ からコレクタ電流を受けとっている。これらの各各のタ
ップは主要電力スイッチのタップから（即ち、Ｑｌ又は
Ｑｌのそれぞれのコレクタから）約６ボルトを受けとっ
ている。本発明の新規な技術では、駆動トランジスタＱ
３及びＱ４の駆動電流を使って変圧器の一次巻線のアン
ペア回数を増加させているので駆動トランジスタのエネ
ルギーはほとんどシステムにとって損失となることがな
い。
波数である高周波数方形波を発生している。比較器ＣＰ
１は変換器の出力を６０ Ｈｚの参照信号と比較し、
その瞬間にもつとエネルギーを変圧器Ｔ１の一次巻線に
与える必要があるかどうかを調べている。２つの波形は
全波整流の等画形式で比較されろことに注意しなければ
ならない。さらにエネルギーを必要とする場合フリップ
フロップＦＦ １によって完全に対称な方形波がＡＮＤ
）ｆ−ＩＡｌ及びＡ２によって発生されたことが確認さ
れろ。これらのデートの出力によって駆動トランジスタ
Ｑ３及びＱ４を制御している。これらの駆動トランジス
タは別々に変圧器のそれぞれのタップ１ からコレクタ電流を受けとっている。これらの各各のタ
ップは主要電力スイッチのタップから（即ち、Ｑｌ又は
Ｑｌのそれぞれのコレクタから）約６ボルトを受けとっ
ている。本発明の新規な技術では、駆動トランジスタＱ
３及びＱ４の駆動電流を使って変圧器の一次巻線のアン
ペア回数を増加させているので駆動トランジスタのエネ
ルギーはほとんどシステムにとって損失となることがな
い。
各々の駆動トランジスタＱ３又はＱ４がそれぞれ出力段
Ｑ１又はＱｌを駆動し、変圧器Ｔ１の一次巻ｉＴｌを介
し２つの対応するセンスのそれぞれに対応する１つに電
流を発生させる。Ｑｌが飽和しなくなると、Ｑｌのコレ
クタ電圧が上昇し、故にＱ３のドレイン電圧は上昇する
のでＱｌには更に大きな駆動電圧が与えられ飽和状態は
維持される。
Ｑ１又はＱｌを駆動し、変圧器Ｔ１の一次巻ｉＴｌを介
し２つの対応するセンスのそれぞれに対応する１つに電
流を発生させる。Ｑｌが飽和しなくなると、Ｑｌのコレ
クタ電圧が上昇し、故にＱ３のドレイン電圧は上昇する
のでＱｌには更に大きな駆動電圧が与えられ飽和状態は
維持される。
駆動トランジスタは第２図では、バイポーラ型駆動トラ
ンジスタが図示されているが、本発明の好ましい実施例
では、Ｑ３及びＱ４に対してＭＯ８駆動トランジスタを
使用している。これらのトラ１ノ ンジスタは、論理回路に与える負荷の賞が少くてすみ、
スイッチ効率がよくなるという利点を有している。バイ
ポーラトランジスタでは必要とされる電力料１ｇＩ機能
が安あがりですむので出方トランジスタＱ１及びＱｌは
さらに好ましくはバイポーラとして構成される。本発明
の好ましい実施例では、変圧器Ｔ１はテープの巻回され
た鉄・ニッケル巻磁心を有している。好ましい実施例で
は、直流入力電圧■□はほぼ２ｏボルトに等しい。もつ
と篩い入力電圧を使用する場合、与えられた出方電力及
び巻数比を可能にする為に一次巻線に与える必要のある
アンペア数は少くてすむのでその結果変圧器Ｔ１の一次
巻線における抵抗損は、減少する。
ンジスタが図示されているが、本発明の好ましい実施例
では、Ｑ３及びＱ４に対してＭＯ８駆動トランジスタを
使用している。これらのトラ１ノ ンジスタは、論理回路に与える負荷の賞が少くてすみ、
スイッチ効率がよくなるという利点を有している。バイ
ポーラトランジスタでは必要とされる電力料１ｇＩ機能
が安あがりですむので出方トランジスタＱ１及びＱｌは
さらに好ましくはバイポーラとして構成される。本発明
の好ましい実施例では、変圧器Ｔ１はテープの巻回され
た鉄・ニッケル巻磁心を有している。好ましい実施例で
は、直流入力電圧■□はほぼ２ｏボルトに等しい。もつ
と篩い入力電圧を使用する場合、与えられた出方電力及
び巻数比を可能にする為に一次巻線に与える必要のある
アンペア数は少くてすむのでその結果変圧器Ｔ１の一次
巻線における抵抗損は、減少する。
変圧器Ｔ１は、受けとった入力を２つの二次巻線に与え
これらがそれぞれ反対の極の波形を発生する。即ち、各
々の二次巻線ｓ１又はｓ２の出力は対応するブリッジ回
路Ｒ１又はＦ１２によって全波整流が行われる。全波整
流器Ｒ１は、出力端子０’Ｉ’に正極の波形の入を提供
する為に接続されていて、全波整流器Ｒ２は、出力端子
ＯＴに負極の波形の入を提供する為に接続されろ。しか
しながら、トランジスタＱ５及びＱ６は演算増幅器ＯＡ
３を介し６０Ｈｚの参照入力に接続されるので二次巻５
８１又はＳ２及びこれに対応する整流器Ｒ１又はＲ２の
いずれかが出力に接続されている。故に、特定半周期に
おいてとりだした参照波形に従って変圧器Ｔ１を通過す
る双両性のパルスは極性に従って切り換えられ、整流さ
れ出力には、適当な半周期の位相が発生されろ。チョー
クＬ１及び容量素子Ｃ１が出力から６０ Ｈｚをこえる
成分をとり除く簡単な出力フィルタを構成している。当
然のことながら、もつと精密な出力のフィルター処理を
したければいくらか損失は犬きぐなるがさらに複雑な出
力フィルターを使用することができる。
これらがそれぞれ反対の極の波形を発生する。即ち、各
々の二次巻線ｓ１又はｓ２の出力は対応するブリッジ回
路Ｒ１又はＦ１２によって全波整流が行われる。全波整
流器Ｒ１は、出力端子０’Ｉ’に正極の波形の入を提供
する為に接続されていて、全波整流器Ｒ２は、出力端子
ＯＴに負極の波形の入を提供する為に接続されろ。しか
しながら、トランジスタＱ５及びＱ６は演算増幅器ＯＡ
３を介し６０Ｈｚの参照入力に接続されるので二次巻５
８１又はＳ２及びこれに対応する整流器Ｒ１又はＲ２の
いずれかが出力に接続されている。故に、特定半周期に
おいてとりだした参照波形に従って変圧器Ｔ１を通過す
る双両性のパルスは極性に従って切り換えられ、整流さ
れ出力には、適当な半周期の位相が発生されろ。チョー
クＬ１及び容量素子Ｃ１が出力から６０ Ｈｚをこえる
成分をとり除く簡単な出力フィルタを構成している。当
然のことながら、もつと精密な出力のフィルター処理を
したければいくらか損失は犬きぐなるがさらに複雑な出
力フィルターを使用することができる。
Ｑ５及びＱ６によって実行されろ機能とだいたい同じ機
能を持つ出力極性切り換え回路は、 ＳＣＲブリッジ回
路を用いろことによって従来技術においても実現されて
いる。しかしながらこのような ｑ ＳＣＲブリッジ回路は、トリガー変圧器が必要で通常タ
ーンオフ変圧器も必安どするという欠点を持つ。これに
対しＱ５及びＱ６である出力極性切り候え回路はずっと
簡単な構成でめりきわめて効率がよい。トランジスタＱ
５及びＱ６の飽和電圧によっていくらか原点交差時にお
いてひずみが発生するがこれは回路の効率においてはわ
ずかな要素としてしか作用しない。
能を持つ出力極性切り換え回路は、 ＳＣＲブリッジ回
路を用いろことによって従来技術においても実現されて
いる。しかしながらこのような ｑ ＳＣＲブリッジ回路は、トリガー変圧器が必要で通常タ
ーンオフ変圧器も必安どするという欠点を持つ。これに
対しＱ５及びＱ６である出力極性切り候え回路はずっと
簡単な構成でめりきわめて効率がよい。トランジスタＱ
５及びＱ６の飽和電圧によっていくらか原点交差時にお
いてひずみが発生するがこれは回路の効率においてはわ
ずかな要素としてしか作用しない。
もし望ましい場合は、もちろん−次巻線の駆動トランジ
スタ若くは出力トランジスタ又はこれらの両方にＭＯＳ
又は電界効果型トランジスタを使用することができる。
スタ若くは出力トランジスタ又はこれらの両方にＭＯＳ
又は電界効果型トランジスタを使用することができる。
もしＭＯＳの一次巻線駆動トランジスタを使用する場合
比較回路ＣＰ２に接続されるＲＣ回路の時定数の値を小
さくすることができるのでより高い周波数の方形波が提
供される。
比較回路ＣＰ２に接続されるＲＣ回路の時定数の値を小
さくすることができるのでより高い周波数の方形波が提
供される。
故に例えば本発明に従うとＭＯ８ＦＥＴ駆動素子及び変
圧器Ｔ１にはフェライト磁心な使うと１００キロヘルツ
以上の方形波が提供できるように笑施されろ。このよう
な高周波数の方形波を用いろと、コスト面ではやや高価
になるがより良質な出力波形を作りだすことができる。
圧器Ｔ１にはフェライト磁心な使うと１００キロヘルツ
以上の方形波が提供できるように笑施されろ。このよう
な高周波数の方形波を用いろと、コスト面ではやや高価
になるがより良質な出力波形を作りだすことができる。
本発明の特に有利な点は、第２図で示した回路が出力の
負荷の増減に即座に対応できるということである。即ち
、出力に与えられるエネルギーがたとえ瞬時でも不足し
た時はいつでも、不足しているということが比較器ＣＰ
１の出力に示される。
負荷の増減に即座に対応できるということである。即ち
、出力に与えられるエネルギーがたとえ瞬時でも不足し
た時はいつでも、不足しているということが比較器ＣＰ
１の出力に示される。
この状態が続く限り、フリップフロップＦＦ１は。
出力に再び適度の電圧に戻るまで、追加の電力を変圧器
Ｔ１の一次巻線に与え続ける。もちろん、変圧器Ｔ１の
巻数比は、整流器Ｒ１又はＲ２の出力に於るピーク出力
電圧が抵抗損や、中継損及び切り換え損をさしひいても
少くとも１７０ボルト以上であるように調整する必要が
ある。即ち、直流入力電圧のｖｎ倍の変圧器Ｔ１の巻数
比が１７０ボルトより犬きくなくてはならない。
Ｔ１の一次巻線に与え続ける。もちろん、変圧器Ｔ１の
巻数比は、整流器Ｒ１又はＲ２の出力に於るピーク出力
電圧が抵抗損や、中継損及び切り換え損をさしひいても
少くとも１７０ボルト以上であるように調整する必要が
ある。即ち、直流入力電圧のｖｎ倍の変圧器Ｔ１の巻数
比が１７０ボルトより犬きくなくてはならない。
第３図は本発明の好ましい実施例の回路を詳しく図示し
ている。第２図の回路とはいくつかの部分が入れ替わっ
ていて新規な機能を持つ追加の素子が加えられているこ
とに注意してほしい。第１に、比較回路ＣＰ ２は、タ
イマー’Ｉ’Ｍ １及びその後６ に接続する２つのワンショット回路（単安定マルチバイ
ブレータ−）ＭＭ ｌ及びＭＭ２として構成されている
。更に、ＡＮＤデー）Ａｔ及びＡ２は、この実施例では
、比較回路を用いて実現されている。
ている。第２図の回路とはいくつかの部分が入れ替わっ
ていて新規な機能を持つ追加の素子が加えられているこ
とに注意してほしい。第１に、比較回路ＣＰ ２は、タ
イマー’Ｉ’Ｍ １及びその後６ に接続する２つのワンショット回路（単安定マルチバイ
ブレータ−）ＭＭ ｌ及びＭＭ２として構成されている
。更に、ＡＮＤデー）Ａｔ及びＡ２は、この実施例では
、比較回路を用いて実現されている。
更に、この例では、演算増幅器ＯＡ４が接続されている
。マルチパイプレーク−ＭＭ １及びＭＭ２に接続され
るこの演算増幅器は、参照電圧のその瞬間の値に従って
方形波出力のパルス幅を変調するという追加の新規な機
能を行っている。この追化されたパルス幅の変調工程は
出力からの帰環回路による制御はまったく受けていない
が簡単に直接参照電圧との照合が行われる。この追加さ
れた変調工程によって、第２図の例よりわずかながら良
質な出力信号を提供することができろ。
。マルチパイプレーク−ＭＭ １及びＭＭ２に接続され
るこの演算増幅器は、参照電圧のその瞬間の値に従って
方形波出力のパルス幅を変調するという追加の新規な機
能を行っている。この追化されたパルス幅の変調工程は
出力からの帰環回路による制御はまったく受けていない
が簡単に直接参照電圧との照合が行われる。この追加さ
れた変調工程によって、第２図の例よりわずかながら良
質な出力信号を提供することができろ。
当分野に通常の知識を有する者であれば上記で説明した
好ましい実施例は、改変したりもつと複雑にすることが
できるだけでなく、さらに単純化も可能であることは理
解されるでろろう。例えば本発明は、直流から直流へ変
換の実行にもそのまま応用することができる。この場合
変圧器Ｔ１は１つの二次巻線を持ち、その二次巻線の出
力は直接、全波整流が行われフィルクー処理されてから
出刃を発生する。フィルター処理された出力は、帰環入
力として演算増幅器ＯＡ２に与えられ、故に比較回路Ｃ
ＰＩに与えられろ。
好ましい実施例は、改変したりもつと複雑にすることが
できるだけでなく、さらに単純化も可能であることは理
解されるでろろう。例えば本発明は、直流から直流へ変
換の実行にもそのまま応用することができる。この場合
変圧器Ｔ１は１つの二次巻線を持ち、その二次巻線の出
力は直接、全波整流が行われフィルクー処理されてから
出刃を発生する。フィルター処理された出力は、帰環入
力として演算増幅器ＯＡ２に与えられ、故に比較回路Ｃ
ＰＩに与えられろ。
本発明の他の応用例は、交流から交流への変換の分野で
ある。例えば、６Ｑ Ｈｚの出力を４００Ｈｚの出力に
変換したい場合、又はその逆の場合、ｖ１ｎ重点区全波
整流が行われフィルター処理された信号に与えられ、変
換したい出力電圧又は周波数の参照信号を参照電圧１人
力に与えることによって簡単にこのような変換を行うこ
とができる。
ある。例えば、６Ｑ Ｈｚの出力を４００Ｈｚの出力に
変換したい場合、又はその逆の場合、ｖ１ｎ重点区全波
整流が行われフィルター処理された信号に与えられ、変
換したい出力電圧又は周波数の参照信号を参照電圧１人
力に与えることによって簡単にこのような変換を行うこ
とができる。
交流参照電圧入力は、例えば分周水晶発振回路及びこの
後にシャープカットローパスフィルタを接続した回路に
よって作りだしたり、又は本発明の好ましい実施例のよ
うにアクティブ電力バスに電力を通す場合には、単に電
力バス上に既に存在する信号で作りだすこともできる。
後にシャープカットローパスフィルタを接続した回路に
よって作りだしたり、又は本発明の好ましい実施例のよ
うにアクティブ電力バスに電力を通す場合には、単に電
力バス上に既に存在する信号で作りだすこともできる。
更に、本発明は主として低周波数正弦波の近似９
化に関し説明されてきたがまったく同一の回路を三角波
や方形波などのいずれの所望の波形の近似化にも使用す
ることができろ。
や方形波などのいずれの所望の波形の近似化にも使用す
ることができろ。
特に、本発明を応用する上で非常に厘要な分野としては
モーター制御の分野がある。即ち、本発明で使用した簡
単な回路及び軽重量の変圧器を使用すると、低電圧の直
流入力を使ってモーターを経済的に制御することができ
る。これは自動車の電源を使う低電カモ−ターだけでな
く様々なこの他の自動車用及び工業用モーターの制御に
応用することができる点で非常に望ましい。このような
応用うちの多数の場合では同期モータ又はパンケーキモ
ータが使用できるようになることが特に好都合である。
モーター制御の分野がある。即ち、本発明で使用した簡
単な回路及び軽重量の変圧器を使用すると、低電圧の直
流入力を使ってモーターを経済的に制御することができ
る。これは自動車の電源を使う低電カモ−ターだけでな
く様々なこの他の自動車用及び工業用モーターの制御に
応用することができる点で非常に望ましい。このような
応用うちの多数の場合では同期モータ又はパンケーキモ
ータが使用できるようになることが特に好都合である。
本発明は多数のこのようなシステムの中でモーターを制
御して経済的に操作させる初めての方法である。
御して経済的に操作させる初めての方法である。
例えばパルス幅変調システムでバースト幅変調を使わず
に双極性の一次巻線変調を使うこともできる。即ち、パ
ルス幅の変化する単極パルスの代わり罠持続時間の変化
する方形波を使用する。こ０ の場合、２つの半周期分の方形波のエネルギーの合計が
アナログ正弦波の対応する局部の望ましい近似値となり
２つの半周期分の方形波の極性は等しいので変圧器はバ
ランスよく駆動される。
に双極性の一次巻線変調を使うこともできる。即ち、パ
ルス幅の変化する単極パルスの代わり罠持続時間の変化
する方形波を使用する。こ０ の場合、２つの半周期分の方形波のエネルギーの合計が
アナログ正弦波の対応する局部の望ましい近似値となり
２つの半周期分の方形波の極性は等しいので変圧器はバ
ランスよく駆動される。
反対に双極性入力特性を変圧器の一次巻線に与えなくて
も本発明に従えばバースト幅変調を行うことができる。
も本発明に従えばバースト幅変調を行うことができる。
これによって余分な出力エネルギー（例えば１２０ ）
ｔＺ以上の周波数の出力）は典型的にパルス幅変調シス
テムででてくる場合よりずっと少くすることができると
いう重大な利点を提供している。しかしながら、本発明
のこの実施例によって実際に得られる性能の高上の度合
は使用されるパルスを切り換える周波数によって左右さ
れる。
ｔＺ以上の周波数の出力）は典型的にパルス幅変調シス
テムででてくる場合よりずっと少くすることができると
いう重大な利点を提供している。しかしながら、本発明
のこの実施例によって実際に得られる性能の高上の度合
は使用されるパルスを切り換える周波数によって左右さ
れる。
しかしながら、これらの実施例は、両方とも上記で説明
したバースト幅変調と双極性の入力のメイン変圧器の一
次巻線への接続という両方の工程を用いる好ましい実施
例の応用形式と比べるとあまり好ましくない。
したバースト幅変調と双極性の入力のメイン変圧器の一
次巻線への接続という両方の工程を用いる好ましい実施
例の応用形式と比べるとあまり好ましくない。
以上のように本発明に従って従来技術の装置より回路構
成が簡単でかつ変圧器部分が非常に軽くなり小型化した
ＤＣ／ＡＣ変換装置を提供することができる。本発明に
従って作った装置は安価にできるだけでなく集積回路と
して非常に高密度で構成が可能である。これらの長所に
加えて変換の結果作りだされた信号は極めて艮質で過渡
現象も非常に好ましい。
成が簡単でかつ変圧器部分が非常に軽くなり小型化した
ＤＣ／ＡＣ変換装置を提供することができる。本発明に
従って作った装置は安価にできるだけでなく集積回路と
して非常に高密度で構成が可能である。これらの長所に
加えて変換の結果作りだされた信号は極めて艮質で過渡
現象も非常に好ましい。
当業者であれば本発明は広い範囲であらゆる変形及びそ
の思想と等しいものに実施することが可能で本発明の主
旨は添付特許請求の範囲でのみ限定されるものであると
いうことは明白であると信する。
の思想と等しいものに実施することが可能で本発明の主
旨は添付特許請求の範囲でのみ限定されるものであると
いうことは明白であると信する。
第１図は、方形波のバースト幅を変調することによって
６［ＩＨｚの正弦波の近似を求める方法を示す図である
。 第２図は直流入力を６０Ｈｚ、１２０ボルトの出力に変
換する場合の本発明の第１実施例の概略図である。 第６囚図、第３＠図は本発明の好ましい実施例の特定の
配置構成を示す図である。 ２３ 図面の浄書、（内容に変更なし） 手続補正書（方式） 昭和５８年１０月 ５日 特許庁長官殿 １、事件の表示 昭和５８ 年特許願第 １００６９９ 号３、補
正をする者 事件との関係 特ｉ′１出願人 住 所 氏 名 （名称） テキサス インスッル、ノンツ インコ
ーホレイテッド４、代理人 ５、補正命令の日イ」 昭和５８年９月２７日 ６、補正により増加する発明の数 ８、補正の内容 別紙のとおり 明細書の第２２頁第２０行の「第３（Ａ）図、第３（Ｂ
）図」を「第３図」に訂正する。
６［ＩＨｚの正弦波の近似を求める方法を示す図である
。 第２図は直流入力を６０Ｈｚ、１２０ボルトの出力に変
換する場合の本発明の第１実施例の概略図である。 第６囚図、第３＠図は本発明の好ましい実施例の特定の
配置構成を示す図である。 ２３ 図面の浄書、（内容に変更なし） 手続補正書（方式） 昭和５８年１０月 ５日 特許庁長官殿 １、事件の表示 昭和５８ 年特許願第 １００６９９ 号３、補
正をする者 事件との関係 特ｉ′１出願人 住 所 氏 名 （名称） テキサス インスッル、ノンツ インコ
ーホレイテッド４、代理人 ５、補正命令の日イ」 昭和５８年９月２７日 ６、補正により増加する発明の数 ８、補正の内容 別紙のとおり 明細書の第２２頁第２０行の「第３（Ａ）図、第３（Ｂ
）図」を「第３図」に訂正する。
Claims (9)
- （１）直流入力電力を参照交流入力信号と一致する周波
数及び電圧の交流出力電力に変換する変換装置であって
、 高周波数方形波を発生する発振手段と、出力端子に接続
される入力及び参照電圧信号に接続される入力をそれぞ
れ持ち上記発振手段に接続される出力を持ち、上記発振
手段を選択的に励起し、上記出力端子における瞬時の電
圧がその瞬時の参照電圧信号の電圧より小さい時はいつ
でも、上記発振手段を励起する第１の比較手段と、−次
及び二次巻線を有する変圧器であって上記発振手段の出
力によって駆動されるように操作的に接続される上記変
圧器の上記−次巻線及び上記出力端子を駆動するように
操作的に接続される上記変圧器の上記二次巻線とを有す
る上記変圧器 とを有する上記変換装置。 - （２） 上記発振手段が出力として第１及び第２の方
形波を与え上記第１及び第２の方形波は、正弦波の相対
する極の部分であって位相が１８ｏ０ずれたものであっ
て、上記第１及び第２の方形波が上記発振手段の第１及
び第２の出力として、与えられている特許請求の範囲第
１項の変換装置。 - （３）上記変圧器の上記−次巻線が直流電力入力に接続
される中央タップを有し、上記発振手段の上記第１及び
第２の出力が上記−次巻線の半分をそれぞれ接地電位に
切り変えるように操作的に接続される特許請求の範囲第
２項の変換装置。 - （４）各々の上記発振手段の第１及び第２の出力の各々
がそれぞれ、一対のトランジスタに接続され、上記一対
のトランジスタの各々は、それぞれ別個に上記−次巻線
の半分の巻線を接地電位に切り換えるように接続されて
いる特許請求の範囲第４項の変換装置。 - （５）各々の上記一対のトランジスタがそれぞれ第１及
び第２のコレクタ端子を有し、上記それぞれの第１及び
第２のコレクタ端子が上記変圧器の上記それぞれの一次
巻線の半分に別個の点で接続される特許請求の範囲第４
項の変換装置。 - （６）各々の上記一対のトランジスタがそれぞれ駆動ト
ランジスタと出力トランジスタを有し、上記駆動トラン
ジスタは上記発振手段の出力を受けとるように接続され
、上記変圧器の上記−次巻線に接続される第１の端子を
持ち更に第２の端子を持つ駆動トランジスタであって上
記出力トランジスタはバイポーラ型であって上記駆動ト
ランジスタの上記第１の端子と離れた位置で上記変圧器
の上記−次巻線に接続されるコレクタ端子を有し、上記
出力トランジスタは、上記駆動トランジスタの上記第２
の端子：で接続されるｒ−）端子も持ち上記出力トラン
ジスタも接地に接続されるエミッタを持つ出力トランジ
スタである特許請求の範囲第４項の変換装置。 - （７）上記変換装置がさらに上記発振手段及び参照交流
入力信号に接続され上記発振手段によって発生された上
記方形波の周波数を上記参照入力信号のその瞬時の値に
従って変化させる周波数変調手段を有する特許請求の範
囲第１項の変換装置。 - （８）上記発振手段が１０キロヘルツより高い周波数で
高周波数方形波を発生し上記変圧器は、フェライト磁心
を有する特許請求の範囲第１項の変換装置。 - （９） 上記変圧器が第１の二次巻線及び第２の二次
巻線を有し、 第１及び第２の上記二次巻線の各々がそれぞれの全波ブ
リッジに接続され、 さらに上記参照信号の位相に従って選択的に上記第１の
全波整流器又は上記第２の全波整流器の作動を開始する
それぞれの第１及び第２の出力切り換え手段を有し、 これによって上記出力端子に於るその瞬時の電圧の極性
を上記参照信号のその瞬時の電圧の極性に一致させる特
許請求の範囲第３項、第４項、第５項、第７項又は第８
項の変換装置。 （１１上記第１及び第２の出力スイッチ手段がそれぞれ
ｐｎｐ ）ランジスタ及びｎｐｎ ）ランジスタを有し
、各々の上記トランジスタのペースが操作的に上記参照
信号に接続される特許請求の範囲第６項の変換装置。 （ｉｌｌ 上記変換装置がさらに 上記交流参照信号を提供する為に接続される電動機制御
信号発生手段を有しこれによって上記変換装置が電動機
制御出力を提供する特許請求の範囲第１項、第２項、第
３項、第４項、第５項、第６項、第７項、又は第８項の
変換装置。 ａの 変圧器と、 双極性の方形波のバーストを上記変圧器の一次巻線提供
する手段と、 その瞬時の参照信号の電圧に従って上記方形波のバース
トの幅を連続して調整する手段と上記変圧器の二次巻線
及び出力端子に接続されその瞬時の上記参照信号の電圧
に従って上記変圧器の二次巻線に与えられた電圧の極性
を切り換えている手段とを有する変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US39519682A | 1982-07-06 | 1982-07-06 | |
| US395196 | 1982-07-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5947981A true JPS5947981A (ja) | 1984-03-17 |
Family
ID=23562056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10069983A Pending JPS5947981A (ja) | 1982-07-06 | 1983-06-06 | 変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0099232A3 (ja) |
| JP (1) | JPS5947981A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3440926A1 (de) * | 1984-11-09 | 1986-05-15 | Ceag Licht & Strom | Verfahren zum betrieb eines wechselrichters zur erzeugung einer niederfrequenten wechselspannung aus einer gleichspannung, und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
| US4882666A (en) * | 1989-03-23 | 1989-11-21 | North American Philips Corporation | High frequency high voltage power supply with controlled output power |
| US6317338B1 (en) | 1997-05-06 | 2001-11-13 | Auckland Uniservices Limited | Power supply for an electroluminescent display |
| US7654888B2 (en) * | 2006-11-22 | 2010-02-02 | Applied Materials, Inc. | Carrier head with retaining ring and carrier ring |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3409817A (en) * | 1965-08-10 | 1968-11-05 | Varo | Phase demodulated high frequency inverter |
| US4244015A (en) * | 1979-05-24 | 1981-01-06 | Litton Systems, Inc. | Pulse width modulated inverter |
| GB2087171A (en) * | 1980-11-05 | 1982-05-19 | Chloride Group Ltd | Static inverter |
-
1983
- 1983-06-06 JP JP10069983A patent/JPS5947981A/ja active Pending
- 1983-07-05 EP EP83303921A patent/EP0099232A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0099232A3 (en) | 1985-05-02 |
| EP0099232A2 (en) | 1984-01-25 |
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